CN106483494B - 基于空间取样天线阵列的全极化干涉仪及其参数估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及宽带全极化天线阵列传感器装置及其测向技术领域，具体的说是一种可用于雷达和通信等无线电系统中的基于空间取样天线阵列的全极化干涉仪及其参数估计方法，其特征在于采用六单元超宽带线极化天线阵列，引入两种超宽带线极化天线类型，即超宽带的对数周期天线和超宽带的Vivaldi天线，它们分别对应超宽带的电流源和超宽带的磁流源的辐射，以减小单元之间的电磁耦合；天线单元个数N为6，天线单元为线极化天线形式，单元组成圆环形阵列，六单元线极化天线按照圆心呈现径向方式排列，每个天线单元具有不同的空间取向，本发明适用于星载、机载、弹载以其他相关的无线电测向系统，具有更为全面的参数测量功能和平台的适应性。

Description

基于空间取样天线阵列的全极化干涉仪及其参数估计方法

技术领域：

本发明涉及宽带全极化天线阵列传感器装置及其测向技术领域，具体的说是一种可用于雷达和通信等无线电系统中的基于空间取样天线阵列的全极化干涉仪及其参数估计方法。

背景技术：

无线电测向，无论在军事领域还是在民用领域都发挥着重要的作用。在军事领域，对港口、机场、军舰和导弹发射场地等军事设施的雷达、通讯、测控等无线电辐射源进行侦察定位，对实施针对性电子干扰和军事打击具有重要的价值；在民用领域，可在交通管制、生命救援、无线电频谱管理、动物迁徙特性监测等方面发挥重要作用。相位干涉仪测向是目前广泛应用的一种测向体制，它具有高灵敏度、高准确度、测向速度快等优点。它主要是利用测向天线阵元之间的相位差来计算来波方位的。测向的方法和种类很多，按天线的方向图大体可分为两类。一种是利用简单振子或天线阵列的一定方向性来测向；另一类是利用系统功能来测向，而对天线方向图没有特殊要求。前者通过旋转天线可找出某一方位天线感应电压最小，这种方式的测向的优点是：天线结构简单，尺寸小。缺点是：工作带宽窄，测向精度低。后者的测向体制可分为比幅法、比相法、比幅比相法、时差法和多普勒频率法等。干涉仪测向属于比相法的一种。相位干涉仪具有测向精度高、设备实现简单、测向速度快、平台适应性和移植性强等优点，已成为当前无线电测向领域的主流体制。

传统的相位干涉仪一般采用单极化天线形式，仅能感知和测量入射电磁波的单极化信息，并且目前的技术水平已经较为成熟，在目标检测、参数测量和跟踪等方面的而技术指标相对稳定；为了适应新一代电子侦察与测向系统的技术要求，具有更为强大的多参数参量功能的干涉仪系统已成为测向领域重要的发展趋势。在电磁波所承载的信息中，除了幅度、相位和频率信息以外，极化特性是一种重要中的信息资源，它的利用将为无线电系统的性能提升发挥重要作用。在干涉仪测向系统中，采用双极化或者全极化的系统体制，将显著提高系统的目标检测、识别和抗干扰能力，会为研制新一代的干涉仪测向系统提供一条有效的技术途径。采用宽带双极化天线的无线电干涉仪系统是一种可行的实现波达方向和极化参数联合估计的有效手段，宽带双极化天线同时具备宽频带和双极化两种性能，是目前天线领域研究的热点之一。同时，考虑到电磁波极化信息的获取手段可以采用不同的手段，例如利用天线的空间取向不同，采用各向异性排列的天线阵列，依然可以感知入射电磁波的极化信息，这将成为获取辐射源全部电磁参数的有效技术手段之一。

发明内容：

本发明针对现有技术中存在的缺点和不足，提出了一种可用于雷达和通信等无线电系统中的基于空间取样天线阵列的全极化干涉仪及其参数估计方法。

本发明通过以下措施达到：

一种基于空间取样天线阵列的全极化干涉仪，其特征在于采用六单元超宽带线极化天线阵列，引入两种超宽带线极化天线类型，即超宽带的对数周期天线和超宽带的Vivaldi天线，它们分别对应超宽带的电流源和超宽带的磁流源的辐射，以减小单元之间的电磁耦合；天线单元个数N为6，天线单元为线极化天线形式，单元组成圆环形阵列，六单元线极化天线按照圆心呈现径向方式排列，每个天线单元具有不同的空间取向。

本发明中的对数周期天线为微带印刷电路结构，便于加工和制作，精度较高。对数周期天线属于周期性结构天线，具有超宽带的辐射特性和阻抗特性。对数周期天线的所有振子尺寸和振子之间的距离等天线构成要素都要遵循一定的比例关系。如果用τ来表示该比例系数，称τ为比例因子，则要求：

式中L_n为第n个对称振子的全长；a_n为第n个对称振子的宽度；R_n为第n个对称振子到天线虚拟“顶点”的距离；n为对称振子的序列编号，从距离馈电点最远的振子算起，也就是最长的振子编号为“1”。

本发明中，为了实现低频段的振子等分形曲折线，采用了不同的比例因子，这些比例因子表示为：

采用曲折线技术后，对数周期天线的横向尺寸得到有效减小。本发明中，对低频振子采用曲折线结构，具体方法是控制矩形曲折线的分段个数和垂直于振子方向的折线高度，采用电磁仿真优化的方法，基于驻波比和方向图性能，确定曲折线振子的结构参数。在集合线底部，即靠近低频振子处，加载宽带匹配负载，吸收低频段的反射波信号，进一步改善低频段的电压驻波比性能。微带印刷对数周期偶极天线的设计是在一般对数周期天线的基础上，考虑微带基板的影响，增加微带基板后，天线的有效介电常数发生变化，因此，需要准确地求出有效介电常数，然后将其对应的参数进行变换，变换到介质板上后进行设计。有效介电常数可表示为：

式中，ε_r为基板的介电常数，h为基板的厚度，w为集合线宽度，ε_e为有效介电常数，c为光速。

本发明中的超宽带Vivaldi天线是指数渐变平面缝隙天线。渐变缝隙端射天线是一种表面波类型的行波天线，表面波沿着渐变缝隙传播，直到在末端开口处辐射出去；表面波的相速通常比光速小，因此这种天线属于慢波结构；这种天线在平行于介质层的面(E面)和垂直于介质层的面(H面)上都可以产生对称的方向图；这种天线的输入阻抗随频率变化不剧烈。一般地，Vivaldi天线的指数渐变曲线方程为：

y＝±(c₁e^Rx+c₂) (10)

式中，R为指数因子，它决定了天线的波束宽度。在x较大时，指数曲线的截断处能使天线工作频带内的导波辐射出去，而在x较小时，天线中的导波的能量会被束缚在天线的导体之间。天线低频端的截止波长可以确定为槽线最大宽度的2倍，而天线的高频段的特性则受到槽线最窄处宽度的限制。Vivaldi天线的增益与天线的总长度以及能量辐射的速度成比例关系。从增益方面考虑，要求天线中导体间的波速等于或超过天线周围介质空间中波的波速。这要求对行波天线进行相位超前补偿，通常这是由改变基底的介电常数实现的。Vivaldi天线的辐射是端射式的，电场矢量平行于介质基板，在它的两个主要的辐射面上辐射场是线性极化的，在E面和H面之间的平面上是椭圆极化。它的辐射场在E面和H面有几乎相同的波束宽度，具有很好的对称性，很低的旁瓣和交叉极化电平。本发明中设计的Vivaldi天线采用微带线转槽线的馈电方式，这是一种电磁耦合的馈电方式，带宽较宽；在天线阵列设计中，所有的天线单元的输出电缆均从阵列的底部输出，要求馈电端口位于天线单元的下方，因此，本发明将馈电的槽线弯折90度，槽线与地平面平行，微带线与槽线正交放置，实现电磁耦合，馈电微带线从印刷电路板的底部输出，即微带线与地面垂直；为了实现有效的阻抗匹配，获得良好的电压驻波比性能，在馈电线的耦合部分和输出均匀微带线之间增加一段均匀渐变的阻抗变换段。

一种基于空间取样天线阵列的全极化干涉仪的参数估计方法，其特征在于以坐标o为原点，此时天线单元i的远区辐射电场可表示为：

假设入射信号为：

式中，|S_in|和

分别为入射信号的幅度和相位，γ_in和η_in分别为如射信号的幅度和相位极化角，于是，六个天线端口的接收输出电压可表示为：

为了排除入射信号的幅度和相位对相位干涉仪测向和测极化参数的影响，采用单元之间的比较方法，即考察单元之间的幅度和相位极化差异，针对上述天线阵列结构，有6个天线端口，根据图论的知识，该天线阵列可组成连通图，可组成的支路数目为：

节点数目为n＝6，于是采用树的分析方法，图中树的数目为n-1＝5，由于树枝电压为独立电压，于是可独立选取5和相对接收电压来进行后续的测向工作，针对本发明专利考察的天线阵列结构，有6个天线端口，采用5个基线进行角度估计。这五个基线组合为：1至2、1至3、1至4、1至5和1至6，在信号对u₁和u₂比较中可得：

在信号对u₃和u₁比较中可得：

在信号对u₄和u₁比较中可得：

在信号对u₅和u₁比较中可得：

在信号对u₆和u₁比较中可得：

定义向量[ε]和[δ]分别为：

假设入射信号被阵列单元接收后，数字化后的信号电压经过处理后，得到向量[ε]和[δ]的估值分别为：

根据公式(35)和(37)，获得误差向量：

根据公式(36)和(38)，获得误差向量：

基于公式(39)和公式(40)，利用最小二乘法，可估计计算出入射信号的参数

本发明研提出了圆周径向排列的宽带天线阵列的设计和全极化干涉仪测向算法，本发明本天线阵列系统实际上为一个由非相似元组成各向异性天线阵列；对于一般的天线阵列而言，随着空间角度的变化，天线辐射场的极化特性会发生一定的变化，即形成极化方向图，在采用捷联式测角方法的干涉仪系统中，由于系统需要一定的扫描角度，因此，在测向算法设计中，需要考虑天线阵列的方向图覆盖范围和辐射场的空间极化特性，本发明设计的基于空间采样超宽带天线阵列的全极化干涉仪的阵列结构布局如图2所示，天线单元个数N为6，天线单元为线极化天线形式，单元组成圆环形阵列，在实际工程上，本天线阵列分析中采用的坐标系乳突所示，超宽带天线阵列的三维电磁仿真模型如图4所示。

本发明设计的空间采样超宽带天线单元的三维电磁结构示模型如图5所示。图5(a)为小型化对数周期天线的金属振子结构模型，图5(b)为小型化对数周期天线的印刷电路板结构模型，图5(c)为Vivaldi天线的前视图，图5(d)为Vivaldi天线的后视图，图中给出了所采用天线的组成部分的描述。

在实际工作中，双极化天线阵列常常安装于金属工作平台上，金属平面对天线的辐射性能产生一定的影响。为了减小金属平台对双极化天线阵列辐射方向图的影响以及降低双极化天线单元之间的互相耦合效应，本发明在整个金属平台上方的天线之外的区域加载宽带微波吸波材料，如图3所示。由于微波吸波材料的引入，双极化天线阵列的效率有所降低，增益略微下降，但是方向图的形状更为规则，起伏性变小，更有利于后续的干涉仪测算法的实现。本发明中整个天线阵列包含三个天线单元，每个单元为正交双极化布局，形成六个输出端口，这样能够充分利用天线安装平台空间，可以实现二维空间的辐射源波达方向的估计，进一步还可以进行辐射源两个极化参数的估计，有效实现对辐射源全参数的测量。同时，由于端口数目较多，增加了信息的冗余度，可以有效提高测角的可靠性。

综上所述，本发明提出了一种基于空间取样超宽带天线阵列的相位干涉仪装置及其全参数估计方法，该方法考虑了实际天线阵列的单元耦合、单元之间的类型不一致对天线辐射性能的影响，基于天线阵列单元的各向异性取向和类型的不同，采用阵列的空间取样实现对如射电磁波信号的极化信息的获取；设计了全极化的信号处理算法，能够同时实现对辐射源信号的二维波达方向和极化参数的测量，本发明适用于星载、机载、弹载以其他相关的无线电测向系统，具有更为全面的参数测量功能和平台的适应性。

附图说明：

附图1传统单基线相位干涉仪原理示意图。

附图2双极化干涉仪的天线阵列结构。

附图3是本发明中算法分析所采用的坐标系。

附图4是本发明中天线阵列的三维电磁仿真模型。

附图5(a)是本发明中小型化对数周期天线的金属振子结构模型。

附图5(b)是本发明中小型化对数周期天线的印刷电路板结构模型。

附图5(c)是本发明中Vivaldi天线的前视图。

附图5(d)是本发明中Vivaldi天线的后视图。

附图6是本发明中空间采用天线阵列的连通图。

附图7是本发明实施例中六个天线端口的回波损耗特性仿真结果。

附图8是本发明实施例中端口之间的隔离度仿真结果。

附图9是本发明实施例中频率为3GHz时的双极化天线阵列辐射特性仿真结果。

附图10是本发明实施例中频率4GHz时的双极化天线阵列辐射特性仿真结果。

附图11是本发明实施例中频率为3GHz时的幅度偏差和相位偏差的仿真结果图。

附图12是本发明实施例中频率为4GHz时的幅度偏差和相位偏差的仿真结果。

附图13是本发明实施例中频率为3GHz时的幅度偏差和相位偏差的仿真结果。

附图14是本发明实施例中频率为4GHz时的幅度偏差和相位偏差的仿真结果。

附图标记：1为对数周期天线的传统金属振子、2为对数周期天线的曲折线金属振子、3为对数周期天线的集合线、4为对数周期天线的馈电点位置、5为对数周期天线的宽带负载加载位置、6为对数周期天线的支撑印刷振子的介质基板、7为Vivaldi天线的渐变辐射缝隙、8为Vivaldi天线中与渐变辐射缝隙直接相连接的槽线、9为Vivaldi天线的弯折的槽线、10为Vivaldi天线的圆形谐振腔、11为Vivaldi天线的介质基板、12为Vivaldi天线的扇形调配枝节、13为Vivaldi天线的馈电线的阻抗变换段、14为Vivaldi天线的输出端的均匀微带线部分。

具体实施方式：

本发明研提出了圆周径向排列的宽带天线阵列的设计和全极化干涉仪测向算法，本发明本天线阵列系统实际上为一个由非相似元组成各向异性天线阵列；对于一般的天线阵列而言，随着空间角度的变化，天线辐射场的极化特性会发生一定的变化，即形成极化方向图，在采用捷联式测角方法的干涉仪系统中，由于系统需要一定的扫描角度，因此，在测向算法设计中，需要考虑天线阵列的方向图覆盖范围和辐射场的空间极化特性，本发明设计的基于空间采样超宽带天线阵列的全极化干涉仪的阵列结构布局如图2所示，天线单元个数N为6，天线单元为线极化天线形式，单元组成圆环形阵列，在实际工程上，本天线阵列分析中采用的坐标系乳突所示，超宽带天线阵列的三维电磁仿真模型如图4所示。

本发明设计的空间采样超宽带天线单元的三维电磁结构示模型如图5所示。图5(a)为小型化对数周期天线的金属振子结构模型，图5(b)为小型化对数周期天线的印刷电路板结构模型，图5(c)为Vivaldi天线的前视图，图5(d)为Vivaldi天线的后视图，图中给出了所采用天线的组成部分的描述。

在实际工作中，双极化天线阵列常常安装于金属工作平台上，金属平面对天线的辐射性能产生一定的影响。为了减小金属平台对双极化天线阵列辐射方向图的影响以及降低双极化天线单元之间的互相耦合效应，本发明在整个金属平台上方的天线之外的区域加载宽带微波吸波材料，如图3所示。由于微波吸波材料的引入，双极化天线阵列的效率有所降低，增益略微下降，但是方向图的形状更为规则，起伏性变小，更有利于后续的干涉仪测算法的实现。本发明中整个天线阵列包含三个天线单元，每个单元为正交双极化布局，形成六个输出端口，这样能够充分利用天线安装平台空间，可以实现二维空间的辐射源波达方向的估计，进一步还可以进行辐射源两个极化参数的估计，有效实现对辐射源全参数的测量。同时，由于端口数目较多，增加了信息的冗余度，可以有效提高测角的可靠性

实施例：

本发明采用一个圆形阵列排布、径向取向的空间采样的干涉仪测向装置，采用全波电磁仿真软件对该天线阵列进行了性能仿真，基于实际的全波电磁仿真数据结果，进行了全极化本信号源参数估计算法的仿真实验，验证了本发明所提出的算法的可行性和有效性。

在图4所示的三维电磁仿真模型中，定义了端口1至端口6，其中端口1和端口2分别为Vivaldi天线单元，端口3至端口6为对数周期天线单元。对数周期天线单元的宽度尺寸约为66毫米，整体高度约为67毫米，振子个数为17，低频段采用曲折线结构的振子，在集合线的底部加载50欧姆的超宽带匹配负载，介质基板的厚度为1毫米。Vivaldi天线单元的宽度尺寸约为71毫米，整体高度约为115毫米，开口处的曲线渐变规律为指数规律，谐振腔的直径为10毫米，在集合线的底部加载50欧姆的超宽带匹配负载，介质基板的厚度为1.5毫米。六个天线端口的回波损耗特性分别如图7所示，两个端口的隔离度如图8所示。由图可见，对数周期天线在频率为2GHz～4GHz范围内的平均回波损耗约为-6dB，Vivaldi天线的平均回波损耗约为-10dB，端口1和端口4之间的隔离度大于20dB，端口之间的隔离度均大于20dB，端口2和端口5之间的隔离度也大于20dB，端口4和端口5之间的平均隔离度大于20dB，只有个别频点处略低于20dB，这些指标不影响后续的测角算法，可以满足实际的超宽带双极化电子系统的应用要求。

为了表征该天线的辐射特性，在此分别给出在3GHz和4GHz时的天线阵列的辐射增益方向图和轴比方向图的仿真结果，分别如图9和图10所示。由仿真结果可以看出，该天线在两个极化端口上均表现出宽波束方向图性能，增益随着频率的变化基本上保持稳定，方向图起伏性不大；在主波束范围内，辐射场的极化状态虽然较为稳定，但是各个空间点的极化状态不是相同的，因此必须采用全极化的空间数据校准和补偿，才能实现有效的测向算法。

基于上述设计的宽带双极化天线阵列的全波电磁仿真结果数据，利用本发明提出的干涉仪测向算法，进行数值仿真模拟，在此部分给出仿真结果。设定入射信号的角度为θ＝45度，

极化参数为γ＝25度，η＝50度，图11和图12分别给出了频率为3GHz和4GHz时，在θ＝45度和

度切面上的幅度偏差和相位偏差的仿真结果，可以看出，在角度为θ＝45度，

极化参数为γ＝25度，η＝50度时，幅度和相位偏差均达到了最小，可以估计出目标的全部波达方向角参数。

在目标方向上，幅度和相位偏差随着极化参数的变化仿真结果如图12和图3所示，图13和图14分别为频率为3GHz和4GHz的情况，可以看出，在两个工作频点上，幅度和相位偏差均达到了最小，可以估计出目标的全部极化参数。

综上所述，本发明提出了一种基于空间取样超宽带天线阵列的相位干涉仪装置及其全参数估计方法，该方法考虑了实际天线阵列的单元耦合、单元之间的类型不一致对天线辐射性能的影响，基于天线阵列单元的各向异性取向和类型的不同，采用阵列的空间取样实现对如射电磁波信号的极化信息的获取；设计了全极化的信号处理算法，能够同时实现对辐射源信号的二维波达方向和极化参数的测量，本发明适用于星载、机载、弹载以其他相关的无线电测向系统，具有更为全面的参数测量功能和平台的适应性。

Claims (1)

1.一种基于空间取样天线阵列的全极化干涉仪的参数估计方法，其中基于空间取样天线阵列的全极化干涉仪，采用六单元超宽带线极化天线阵列，引入两种超宽带线极化天线类型，即超宽带的对数周期天线和超宽带的Vivaldi天线，它们分别对应超宽带的电流源和超宽带的磁流源的辐射，以减小单元之间的电磁耦合；天线单元个数N为6，天线单元为线极化天线形式，单元组成圆环形阵列，六单元线极化天线按照圆心呈现径向方式排列，每个天线单元具有不同的空间取向；

对数周期天线为微带印刷电路结构，对数周期天线的所有振子尺寸和振子之间的距离都要遵循以下比例关系，用τ来表示该比例系数，称τ为比例因子，则要求：

式中L_n为第n个对称振子的全长；a_n为第n个对称振子的宽度；R_n为第n个对称振子到天线虚拟“顶点”的距离；n为对称振子的序列编号，从距离馈电点最远的振子算起，也就是最长的振子编号为“1”；

为了实现低频段的振子等分形曲折线，采用了不同的比例因子，这些比例因子表示为：

采用曲折线技术后，对数周期天线的横向尺寸得到有效减小，在集合线底部，即靠近低频振子处，加载宽带匹配负载，吸收低频段的反射波信号，进一步改善低频段的电压驻波比性能，有效介电常数可表示为：

式中，ε_r为基板的介电常数，h为基板的厚度，w为集合线宽度，ε_e为有效介电常数，c为光速；

超宽带Vivaldi天线是指数渐变平面缝隙天线，馈电的槽线弯折90度，槽线与地平面平行，微带线与槽线正交放置，实现电磁耦合，馈电微带线从印刷电路板的底部输出，即微带线与地面垂直；为了实现有效的阻抗匹配，获得良好的电压驻波比性能，在馈电线的耦合部分和输出均匀微带线之间增加一段均匀渐变的阻抗变换段；

其特征在于，以坐标o为原点，此时天线单元i的远区辐射电场表示为：

假设入射信号为：

式中，S_in和

分别为入射信号的幅度和相位，γ_in和_ηin分别为如射信号的幅度和相位极化角，于是，六个天线端口的接收输出电压可表示为：

为了排除入射信号的幅度和相位对相位干涉仪测向和测极化参数的影响，采用单元之间的比较方法，即考察单元之间的幅度和相位极化差异，针对上述天线阵列结构，有6个天线端口，根据图论的知识，该天线阵列可组成连通图，可组成的支路数目为：

节点数目为n＝6，于是采用树的分析方法，树的数目为n-1＝5，由于树枝电压为独立电压，于是可独立选取5和相对接收电压来进行后续的测向工作，针对本发明专利考察的天线阵列结构，有6个天线端口，采用5个基线进行角度估计，这五个基线组合为：1至2、1至3、1至4、1至5和1至6，在信号对u₁和u₂比较中可得：

在信号对u₃和u₁比较中可得：

在信号对u₄和u₁比较中可得：

在信号对u₅和u₁比较中可得：

在信号对u₆和u₁比较中可得：

定义向量[ε]和[δ]分别为：

假设入射信号被阵列单元接收后，数字化后的信号电压经过处理后，得到向量[ε]和[δ]的估值分别为：

根据公式(35)和(37)，获得误差向量：

根据公式(36)和(38)，获得误差向量：

基于公式(39)和公式(40)，利用最小二乘法，可估计计算出入射信号的参数

Images