CN106470476B - 一种lte时域相关初始同步方法及其装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种LTE时域相关初始同步方法及其装置。在该初始同步方法中，使用分段互相关改进算法以获取主同步信号互相关的增益，利用时域主同步信号的中心对称特性进行对称相关运算。本发明一方面能够部分享受ZC序列的自相关特性，同时还能有效地克服频偏带来的影响，而且也非常有效地降低了乘法器的使用量，能够达到检测性能和抗频偏干扰的优化效果。

Description

一种LTE时域相关初始同步方法及其装置

技术领域

本发明涉及一种LTE时域相关初始同步方法，同时涉及用于实施该方法的装置，属于无线通信技术领域。

背景技术

在LTE(Long Term Evolution)系统中，下行小区搜索和同步作为接收机的关键环节，需要兼顾检测性能和鲁棒性，以实现在尽可能短的时间内完成小区搜索过程，从而减少业务的时延。LTE系统中设计了主辅导频的结构，其中对于主同步信号的检测主要是为了进行扇区(Sector ID)选择，符号定时，半帧定时以及频偏估计等，为后续遍历168组辅同步信号序列的基础。由于在对主同步信号的处理过程时，用户一般需要进行滑动相关或符号级遍历，因此在这部分的信号处理运算量是很大的，其对于整个小区搜索和同步的性能有决定性的影响。

下面首先介绍一下LTE下行同步问题和导频设置。在LTE系统中，下行采用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)调制方式可以带来更高的频谱效率，并提高在多径信道下的鲁棒性。但是OFDM性能对频偏和时偏很敏感，例如残留的频偏可能会导致严重的载波干扰，而残留的时偏可能会导致符号间干扰。因而时频同步的质量将是影响终端(UE)性能的关键因素。

在LTE系统中，采用了码分的方式来区分小区。系统一共有504个小区ID，其被划分到168个ID组，每组包含了3个ID以指示不同的扇区，其分别采用不同u值的ZC序列来实现。初始小区搜索的任务就是估计时频偏，帧边界，以及小区ID。

LTE下行物理层过程，UE首先需要对LTE的下行同步信号完成小区搜索和时频同步过程。其中，下行的不同小区使用不同组的ZC(Zadoff-Chu)序列进行区分。ZC序列具有非常好的自相关性和很低的互相关性。根据LTE的子帧格式(图1)，使用PSS(主同步信号)和SSS(辅同步信号)执行序列选择和时间同步过程。

在LTE FDD的帧格式中，主同步信号位于slot0和slot10的最后一个OFDM符号上。辅同步信号位于主同步信号的前面一个OFDM符号上。图1为FDD场景下的主辅同步信号的相对位置。对于TDD场景来说，主辅同步的相对位置为3个OFDM符号。因此检测了PSS信号后除了可以得到扇区ID以外，还可以得到半帧定时，符号定时，频偏等信息。同时根据主辅同步的相对位置在FDD和TDD的不同，可以识别当前系统的双工类型；另外再通过SSS信号在前半帧和后半帧的不同信号，可以最终实现帧定时。

因此PSS检测是整个小区搜索和时频同步的前提。PSS检测的主要问题在于在其检测的过程中，没有时偏和频偏的先验信息，因此需要进行大范围的盲检测，这将有很大的计算复杂度。因此PSS检测主要考虑的问题是如何兼顾检测鲁棒性与算法复杂度。

其次，介绍LTE下行小区搜索的现有典型方案。传统的基于时域符号同步，频域相关的方案如图2所示。

在LTE系统中，UE进行小区搜索和时频同步时，首先利用循环前缀(CP)的特性，在时域上作延时自相关来进行符号定时以及分数倍的频偏估计(步骤I)。其主要优点是仅仅利用OFDM信号本身的特性就实现了符号定时，相对于使用PSS信号的相关，将样点级的检测转换成了符号级。在初步符号定时后，再进行逐符号的N点的FFT，将PSS信号变换到频域进行处理，检测Sector number(步骤II)。其后可以根据PSS频域信号同本地信号自相关以获得整数倍频偏。最后再使用辅同步信号检测Cell ID Group(步骤III)。

从上面的流程来看，使用CP进行粗符号定时是影响性能的关键。这是由于通过CP自相关本身精度不高，特别是在还可能存在两种CP类型的场景下，当粗时间同步得不到精确的符号定时时，变换到频域会导致相位的旋转。虽然Lih-Chang Wung,Yung-Chuan Lin,Yun-Jhen Fan,Szu-Lin Su,et.al.的名称为“A Robust scheme in downlinksynchronization and initial cell search for 3GPP LTE System”(IEEE2011)的文献提出了使用频域分段或者频域差分的方式来对抗这种相位旋转，但不能从根本上解决粗符号定时同步引起的性能损失。

下面介绍现有的基于时域主同步信号互相关检测算法。

考虑到使用初始定时精度的问题，Setiawan,H.和Ochi,H.在2010年第12届国际会议上发表的名称为“A low complexity physical-layer identity detection for 3GPPLong Term Evolution,”(IEEE ICACT)文献使用了在时域上做主同步信号小区搜索的处理方法。即用户设备不利用循环前缀CP等信号特性进行符号粗同步，而是直接选择在时域进行主同步信号的互相关检测。由于ZC序列不论在时域或者频域都有较好的自相关特性，使用时域主同步信号互相关相对于循环前缀有更好的检测性能。

相对于传统的处理方式，采用时域处理的主同步信号检测方案存在着如下的两个需要考虑的地方：1)由于主同步信号被映射在中心1.08Mhz的带宽下，因而采用该方法的前提是用户设备首先对下行信号进行滤波，滤除同步信号带外的信号。而由于过渡带预留得较小，因而滤波器的设计需要平衡性能和复杂度。2)同在频域检测的主同步信号相对应的是，在时域进行的主同步信号检测由于未进行分数倍的频偏估计，可能会受到频偏的影响从而影响互相关的性能。克服该情况的一般方法是采用差分互相关代替互相关。差分互相关的表达式如下。

N＝128或64。其中y序列为接收序列，x_u为使用参数u得到的三个本地训练序列。利用相邻采样之间的先进行的差分，可以消除由于相位旋转带来的影响。但是，采用了差分后的序列相关将失去原时域ZC序列的“尖锐”的互相关特性。不过经分析发现，更为严重的情况是，对于时域的ZC序列来说，由于其序列本身的部分周期性的特点，采用差分互相关可能导致出现多个旁瓣峰值的情况。如图3所示。

其中，直接采用互相关时，可以看到尖峰(由于采样点的偏差，可能导致有两个相邻的峰值)，而对于差分相关，则可能出现图3所示的对称的周期性峰值，并且两边的旁瓣可能还要高于主瓣。经研究发现，产生这种现象的原因是ZC序列本身的特性决定的。可以参考图4中的ZC序列的时域波形。

图4为u＝25情况下的ZC时域序列(128点IFFT)。不论从幅度还是相位，都呈现了中心对称的特性。对其做相邻采样点的差分以后，如图5所示，可以看到幅度和相位呈现图5所示的类周期的分布。正是呈现如此的周期特性，因此使用滑动的差分相关将导致出现对称的旁瓣分布。

下面介绍基于对称相关的主同步信号检测的现有技术。在2012年1月的《应用科学学报》上，杨秀梅、熊勇及贾国庆发表了名为《一种LTE系统的主同步信号快速捕获方法》的论文。文中提出了根据前述的主同步信号时域波形的镜像对称特性进行快速捕获的方法。由于发送的时域主同步信号序列存在如下所示的镜像对称性质，

基于以上的特点，对时域信号直接进行镜像相关，从而可以在峰值位置捕获主同步信号。

其中，R(i)表示为i相位点上的自相关结果。采用这种直接镜像相关的方法，相对于使用互相关的方法，可以节省2/3的计算量。但是其主要问题是无法使用ZC序列良好的互相关特性，并且采用自相关的方法噪声方差可能将被放大。

对于传统时域做粗符号同步、频域做主同步信号检测的方案：其采用了利用OFDM符号中的循环前缀(循环前缀)的循环特性，使用自相关的方式首先得到符号定时，同时完成分数倍的频偏估计；其次通过逐符号进行FFT变换后(如果前端无低通滤波器，则需要做最大2048点的FFT)，再频域上进行主同步信号检测，以完成Sector ID检索以及整数倍频偏检测。采用该方案，虽然通过循环前缀的粗符号定时能够将搜索的范围从样点级降到符号级，但是其需要增加多次的FFT运算，更为重要的是，其性能受到循环前缀粗定时的影响很大的，在复杂的信道环境中性能无法保证。并且由于此时Normal循环前缀或Extended循环前缀未知，因此更增加了检测失败的概率。

对于在时域上做主同步信号滑动互相关检测的方法来说，其利用了主同步信号的时域自相关尖锐的特点，在时域上进行时域滑动互相关的峰值搜索。其检测概率在频偏较小的情况下相对于循环前缀有很大提升。但在频偏较大的情况下，其性能下降可能是不可接受的。采用该种算法的主要问题在于，需要设计低复杂度过渡带陡峭的低通滤波器，将同步信号滤除出来；其二，由于前面频偏估计的过程，采用匹配滤波的互相关受到频偏的影响，一种变形是采用差分互相关的方式用以消除频偏，但是经过分析发现，在差分情况下，ZC序列时域信号相位存在部分周期重复的特性，滑动相关后，容易在主瓣的峰值周围形成对称出现的旁瓣。

对于使用滑动镜像对称自相关进行主同步信号检测的方法：其也是在时域对主同步信号进行检测来捕获的。所不同的地方在于根据主同步信号时域信号的另一个重要特性-幅度相位都符合镜像对称特性，直接使用滑动中心对称自相关来实现主同步信号的快速捕获。但是这种方案为了节省复杂度，完全丢弃了主同步信号互相关的特性，使用自相关的方式降低了检测成功率。

发明内容

针对现有技术的不足，本发明所要解决的首要技术问题在于提供一种LTE时域相关初始同步方法。

本发明所要解决的另一个技术问题在于提供一种实施上述初始同步方法的装置。

为实现上述的发明目的，本发明采用下述的技术方案：

一种LTE时域相关初始同步方法，包括以下步骤：

步骤一：获得接收信号；

步骤二：基于主同步信号频域信号生成本地序列；

步骤三：使用所述本地序列与所述接收信号进行分段相关。

其中较优地，所述本地序列是根据已经生成的多组主同步信号频域信号，经过多点的IFFT变换后得到的时域序列。

其中较优地，所述分段相关包括以下步骤：

将所述接收信号中每N个样点，等分为L个分段，每段有M＝N/L个样点，对所述M个样点进行相关操作。

或者，所述分段相关包括以下步骤：

将所述本地序列分段，分段数量与所述接收信号的分段数量相同；

将所述接收信号的分段中的第一段，与所述本地序列的分段中的第一段，进行相关操作；

分别将所述接收信号的分段中的各个分段，与所述本地序列的分段中的各个段，进行相关操作。

其中较优地，所述分段相关进一步包括以下步骤：

在所述接收信号的一个所述分段，将所述接收信号的所述M个样点，同所述本地序列的一个分段中的M个样点进行互相关操作。

其中较优地，对所述分段相关结果进行中心对称相关累加。

一种LTE时域相关初始同步装置，包括：

移位寄存器，用于处理接收信号；

并行乘法器，与所述移位寄存器连接，用于对所述接收信号进行分段相关操作；

本地序列生成器，连接所述并行乘法器，用于向所述并行乘法器输出本地序列，进行与所述接收信号的所述分段相关操作。

其中较优地，上述LTE时域相关初始同步装置还包括：

累加器，与所述并行乘法器连接，对所述分段相关的结果进行加总；对称相关器，与所述累加器连接，用于对所述加总结果进行中心对称相关操作。

本发明通过分段互相关与中心对称相关运算方法，一方面能够部分享受ZC序列的自相关特性，同时还能有效地克服频偏带来的影响，而且也非常有效地降低了乘法器的使用量，能够达到检测性能和抗频偏干扰的优化效果。

附图说明

图1为LTE子帧格式示意图；

图2为现有技术中，同步方法的流程示意图；

图3为现有技术中，差分相关导致旁瓣峰值示意图；

图4为LTE主同步信号使用的ZC时域序列特性示意图；

图5为对图4所示ZC时域序列进行相邻采样点差分处理后的效果示意图；

图6为本LTE时域相关初始同步方法中，分段相关的流程示意图；

图7为本LTE时域相关初始同步装置的框图；

图8为本发明LTE时域相关初始同步装置电路结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明的技术内容展开详细具体的说明。

本发明的主要思路在于使用分段互相关改进算法以获取主同步信号互相关的增益，利用时域主同步信号的中心对称特性进行对称相关运算，最大限度地克服频偏的影响。为此，本发明综合利用主同步信号的尖锐的时频相关特性以及中心对称特性，给出了一种新颖的主同步信号检测方法及对应的装置。该发明应用于LTE下行小区搜索中帧定时的确定和Sector ID检测等相关问题。

如图6所示，本LTE时域相关初始同步方法包括以下步骤：

步骤一：获得接收信号。用户设备(终端)对接收到的接收信号进行低通滤波，滤出中间1.08M的信号，并抽取后输出。其相关设计参数参考值如下表所示。

通带	0.465Mhz
		阻带	0.54Mhz
衰减	60db

滤波器可以采用IIR滤波器或者多级级联滤波器组。滤波器的输入采样率为30.72M samples/s，下采样后输出为1.92M samples/S的数据序列。

步骤二：基于主同步信号频域信号生成本地序列。根据已经生成的3组或多组PSS主同步信号频域信号，经过N点的IFFT变换后得到时域序列。

步骤三：使用本地序列与接收信号进行分段相关。

本实施例中采用滑动分段相关，但是可以理解，本发明不限于使用滑动分段相关。滑动分段相关具体步骤为：

1、从当前采样序列(接收信号)的相位点s开始采样N个点(图中N为128)，作为一个搜索窗口，将N个点均分为L段。其中L＝N/I，其中I为每段中包含的采样点数，该值由最大频偏值确定。这主要是由于：采样点上的信号等效为无频偏下的信号叠加了由于频偏带来的相位旋转，当频偏越大时，相位旋转越快，为了保证一个分段内的采样点可以相干累加(即相位旋转范围在可接受范围内)，则该分段内的采样点越小，即I越小，L越大。

为了应对频偏的影响，优选但不限于，N为128采样点，L分段为8段，每段16个样点。将均分为L段的接收信号分别送到16路并行的相关处理器中(后文详述)。

2、将本地序列划分成相同数量的段(L段)。例如，按照同样的方式将本地序列划分成8段。

3、将本地序列和接收信号在每段内进行逐点互相关运算：

上式中，N个点首先分成L段，每段包含了I个点，其中M_l(s)为在第s个相位点上，第l段的分段相关累加结果。Y是接收信号，X_u是参数为u的本地序列。Y(frameIdx+s+l*I+i)表示将接收信号从接收信号头位置frameIdx开始，以偏移量s为起始的L段的序列，X_u ^*(l*I+i)表示本地序列在第l段内各个样点的值。因而该操作就是将接收信号从frameIdx+s起始的第l段内的I个采样点同本地第l段的I个采样点计算互相关操作。

如图6所示，将接收信号和本地序列均分为L段之后，接收信号的第一段与本地序列的第一段进行相关运算，并且将相关结果发送给累加器进行累加。类似的，将接收信号的第二段与本地序列的第二段进行相关运算，并且将相关结果发送给累加器进行累加，直至将接收信号的第L段与本地序列的第L段进行相关运算。这样经过分段互相关后得到L个结果。将相关结果发送给累加器进行累加。

步骤四：将本地序列和接收信号在每段内的相关结果进行累加

如以下公式所示，将L个结果利用其中心对称性进行中心对称相乘，然后累加。

因为考虑存在频偏的情况下，可以近似认为，在第s个相位点上的第l段的分段相关累加结果(M_l(s))与其中心对称的样点(M_L-l-1(s))相位角满足以下关系：

angle(M_l(s))+angle(M_L-1-l(s))＝Constant l＝0～L-1 (3)

这里主要想表达如下含义，即如果存在频偏，样点上的相位变化是线性的，因此可以认为angle(M₁(s))同angle(M₂(s))…angle(M_L-1(s))，这L段相关结果的相位呈等差分布，所以，此时可以近似认为中心对称的样点两两相乘后得到的相位相同，将其进行累加可以得到相干累加的结果从而不受频偏的影响。

步骤五：门限判决。将累加器的累加结果同门限值进行比较。如果得到的相关值的幅度超过门限，则认为主同步信号检测成功，否则表示未检测到主同步信号。

下面结合图7和图8介绍实现本发明主同步信号检测方法的装置。

输入30.72Mhz的接收信号，经过FIR滤波器后，下采样到1.92Mhz。该输入信号将输入到128阶移位寄存器中缓存，再输入到并行16路复数乘法器进行分段相关操作，再通过加法器完成分段相关处理。然后再将分段相关处理完的数据进行中心对称的两两相乘操作，然后再通过累加器完成该相位点的计算。

下面结合图8详细说明信号处理过程及相应硬件设计(装置)。

经过128阶移位寄存器，产生128个样点。按照系统采样率每个周期(Cycle)同步取出寄存器特定的位置到复用器模块。其复用的规则是：a＝8j+i i＝0～15 j＝0～7，其中i是组号，每8个样点复用到一个组(一个MUX内)，抽取为16组，j是组内编号，即一共8个采样抽取到一个复用器中，a是128个寄存器的编号索引。这样将128个样点分段，分成8段(样点数128/复用器个数16＝8)。

另一方面，对于本地序列信号，使用控制信号2对两组本地序列的地址进行取值。即每个系统Cycle会从各自本地图案(PSS pattern)中抽取16bits的分段本地信号(图中sector ID为0和1的图案),将其复用到一个MUX中。使用Controls2控制信号(控制信号2)在系统时钟下，每个Cycle选择一个本地图案pattern的16bits送入并行16路复数乘法器。两个Cycles更新为下一个分段的信号。

由于PSS采用的Zadoff-Chu序列，映射后IFFT变换为2048位的时域信号，作为本地序列。即，将读入的本地序列按照顺序分成8段，即对于128点长的序列，1～16为段1，17～32为段2，依次类推。

使用控制信号1，按照15.36M的采样频率对16组MUX复用器发出控制命令。即每个15.36M cycles抽取出一个MUX组中的一个样点。在并行16路复数乘法器，16组MUX复用器输出的16个样点组成，与控制信号2控制的16bits本地图案对应的时域信号进行16路的并行复数乘法。由于控制信号1的时钟周期为时钟(即控制信号2)的一半，因此每后半个控制信号1对应的时钟周期，抽取出的这16个样点将同另一个(第二个)本地图案的16个信号进行相乘，以实现多个本地图案相关计算的复用。在本实施例这种时钟配置下，只能有两个本地序列图案进行复用。但是本领域普通技术人员可以理解，本发明在不同时钟配置下也可以用4个本地图案，或者8个本地图案进行相关计算。

这段操作即完成以下公式：

相乘后的信号被送到加法器中，在系统时钟下进行加法计算。

而后送入到解复用模块，进行中心对称相关运算。该模块同样通过控制信号2，在系统时钟下进行索引，将两个pattern分别对应的相关累加结果进行解复用。

两路解复用信号分别在系统时钟下分别送入8阶移位寄存器中。再通过控制信号3，将8个移位寄存器的输出按照如下的方式索引b＝(3-i)*(4+i)i＝0～3，根据该方法，从8个symbols的序列中，将中心对称的两两信号放置到两个复用器中。控制信号3以15.36M的时钟周期操作，其信号以8个对应时钟周期为周期，前4个时钟周期，该控制信号3处于等待状态，即等待输出8个symbols的序列写入到第5个symbol开始，将按照前述的索引方式将寄存器的信号分别索引出来进行复数乘法。

再将中心对称的两两信号相乘后的结果在累加器进行累加，得到各自本地pattern对应的相关结果。

这段操作实现以下公式：

本发明通过分段互相关与中心对称相关运算方法，一方面能够部分享受ZC序列的自相关特性，同时还能有效地克服频偏带来的影响，而且也非常有效地降低了乘法器的使用量，能够达到检测性能和抗频偏干扰的优化效果。

上面对本发明所提供的LTE时域相关初始同步方法及其装置进行了详细的说明，但显然本发明的具体实现形式并不局限于此。对于本技术领域的一般技术人员来说，在不背离本发明的精神和权利要求范围的情况下对它进行的各种显而易见的改变都在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种LTE时域相关初始同步方法，其特征在于包括以下步骤：

步骤一：获得接收信号；

步骤二：基于主同步信号频域信号生成本地序列；

步骤三：使用所述本地序列与所述接收信号进行分段相关，得到分段相关结果；

步骤四：将所述分段相关结果进行中心对称相乘，然后累加。

2.如权利要求1所述的LTE时域相关初始同步方法，其特征在于：

所述本地序列是根据已经生成的多组主同步信号频域信号，经过多点的IFFT变换后得到的时域序列。

3.如权利要求1所述的LTE时域相关初始同步方法，其特征在于：

所述分段相关包括以下步骤：

将所述接收信号中每N个样点，等分为L个分段，每段有M＝N/L个样点，对所述M个样点进行相关操作，得到所述接收信号在所述L个分段内的采样点的值同所述本地序列在所述L个分段的对应采样点的值之乘积的累加和。

4.如权利要求3所述的LTE时域相关初始同步方法，其特征在于：

所述分段相关包括以下步骤：

将所述本地序列分段，分段数量与所述接收信号的分段数量相同；

将所述接收信号的分段中的第一段，与所述本地序列的分段中的第一段，进行相关操作；

分别将所述接收信号的分段中的各个分段，与所述本地序列的分段中的各个段，进行相关操作。

5.如权利要求3或4所述的LTE时域相关初始同步方法，其特征在于：

所述分段相关包括以下步骤：

在所述接收信号的一个所述分段，将所述接收信号的所述M个样点，同所述本地序列的一个分段中的M个样点进行互相关操作。

6.如权利要求1、3或4所述的LTE时域相关初始同步方法，其特征在于：

对所述分段相关结果进行中心对称相关累加，将在某个相位点上的分段相关结果与所述相位点中心对称的样点的分段相关结果进行相乘。

7.一种LTE时域相关初始同步装置，其特征在于包括：

移位寄存器，用于处理接收信号；

并行乘法器，与所述移位寄存器连接，用于对所述接收信号进行分段相关操作；

本地序列生成器，连接所述并行乘法器，用于向所述并行乘法器输出本地序列，进行与所述接收信号的所述分段相关操作，得到所述接收信号在所述分段内的采样点的值同所述本地序列在所述分段的对应采样点的值之乘积的累加和。

8.如权利要求7所述的LTE时域相关初始同步装置，其特征在于还包括：

累加器，与所述并行乘法器连接，对所述分段相关的结果进行加总；

对称相关器，与所述累加器连接，用于对所述加总结果进行中心对称相关操作，将在某个相位点上的分段相关结果与所述相位点中心对称的样点的分段相关结果进行相乘。

9.如权利要求7或8所述的LTE时域相关初始同步装置，其特征在于：

所述移位寄存器的输出受第一控制信号的控制，

所述本地序列生成器的输出受第二控制信号的控制，

所述第二控制信号的频率是所述第一控制信号的频率的至少2倍。

10.如权利要求8所述的LTE时域相关初始同步装置，其特征在于所述对称相关器包括：

移位寄存器，用于接收所述加总信号；

多个索引器，连接所述移位寄存器，用于选择中心对称的两个信号；

复用器，连接所述索引器，用于将所述中心对称的两个信号相乘；

累加器，连接所述复用器。