CN106470064A - 发送分集方法及设备 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种发送分集方法，应用于发射端，首先，对数字信号进行时空预编码得到至少两路编码信号；然后，使用多天线阵列中的收发单元(TXRU)分别发送每一路编码信号；其中，每个TXRU发送每一路编码信号所使用的天线阵列权重为两组权重中的一组，并且，至少存在两个TXRU分别使用不同的两组权重。本申请还公开了一种对应的发射机。应用本申请能够在大规模天线系统中实现发送分集。

Description

发送分集方法及设备

技术领域

本申请涉及无线通信技术领域，尤其涉及多天线系统中的发送分集方法及设备。

背景技术

多输入多输出技术(Multiple-Input-Multiple-Output,简称为MIMO，也可称为多天线技术)通过利用空间资源可以成倍地提高无线通信系统的频谱效率，因此成为蜂窝通信的重要技术之一。多天线技术有很多利用方式，发送分集是一种通过时空编码提升链路可靠性的有效手段。传统的Alamouti code能够在两根天线的情况下实现Rate＝1的发送分集方式。第三代移动通信合作伙伴项目(3rd GenerationPartnership Project，简称为3GPP)制定的Evolved Universal Terrestrial Radio Access(E-UTRA)协议对应的长期演进(Long Term Evolution，简称为LTE)系统中定义了多种发送分集方式。

大规模天线阵列系统(Large-scale MIMO,或者Massive MIMO)是第五代(5^thGeneration,简称5G)蜂窝通信标准的主要候选技术。大规模天线使得系统能够利用丰富的信号处理自由度大幅度降低终端间干扰及小区间干扰，且计算复杂度低，能有效提高通信链路质量。另外，大规模天线可以有效降低单个天线单元的功率消耗，提高整个系统的能量效率。现有试验已经充分论证了基站配置数十甚至数百根天线的可行性。一种在毫米波段的具体实现方式为：基站通过配置大规模天线阵列，在天线间距很小时，利用天线之间的相位差，形成极窄的发射波束服务多个终端；同时，终端也可以配置多根天线，对不同来波方向形成不同增益，并选择增益较大的接收波束进行数据接收。如果基站的每一个发射波束服务一个终端，则终端之间的干扰将大为降低；如果相邻基站用不同方向的发射波束服务各自的终端，则小区间干扰将大为降低。理论分析结果表明，在大规模天线系统中，如果发射机知道准确的终端信道CDI，那么上、下行信道的可达信噪比(signal-to-noise ratio，简称SNR)随着天线数增加而增大；对于数十甚至数百根发射天线，相应系统容量能够显著提高。

在大规模天线系统中，组合使用模拟和数字多天线逐渐成为一种流行的解决方案。在这种结构中，备用的多通路中一部分由数字基带控制，可以自由进行相位和幅度的控制；另外一部分通路由射频器件控制，一般仅能提供基于阵列相位差的波束成型发送方式。如图1所示，每个TXRU为一路数字通路，共有两路数字通路。每一路数字通路又级联四个射频通路。这种混合结构能够提供多种天线传输模式的组合，例如通过基带通路进行空间复用(Spatial multiplexing)的传输模式，同时由模拟多通路实现波束成形(beamforming)的发送方式。

由于多天线发送分集技术在天线数较多的时候较为难以实现，例如时空码的设计面临诸多挑战。目前LTE系统中仅定义了4天线发送方式的发送分集技术。因此如何在大规模天线系统中实现发送分集仍然是一个尚待研究的领域。

发明内容

为此，本申请提供了一种发送分集方法和设备，以在大规模天线系统中实现发送分集。

本申请提供了一种发送分集方法，应用于发射端，包括：

对数字信号进行时空预编码得到至少两路编码信号；

使用多天线阵列中的收发单元TXRU分别发送每一路编码信号；其中，每个TXRU发送每一路编码信号所使用的天线阵列权重为两组权重中的一组，并且，至少存在两个TXRU分别使用不同的两组权重。

较佳的，所述两组权重分别为：

和

其中，θ为波束成形的中心方向，d为天线单元间的距离，λ为波长，N为每个TXRU中的天线单元数；所述w1为N维向量，所述N维向量的第n个元素表示为其中1≤n≤N；所述w2为N维向量，所述w2的前N/2个元素与所述w1的前N/2个元素相同，后N/2个元素为所述w1的后N/2个元素的相反数。

较佳的，每个TXRU发送每一路编码信号所使用的天线阵列权重随时间变化而不同。

较佳的，使用相同天线阵列权重所发送的编码信号的路数随时间变化而不同。

较佳的，所述时空预编码包括空时分组编码STBC、空频分组编码SFBC、循环延迟分集CDD、频率选择发送分集FSTD、天线选择antenna switching中的一种或多种的组合。

本申请还提供了一种发射机，包括：编码模块和发射模块，其中：

所述编码模块，用于对数字信号进行时空预编码得到至少两路编码信号；

所述发射模块包含多天线阵列，用于使用多天线阵列中的收发单元TXRU分别发送每一路编码信号；其中，每个TXRU发送每一路编码信号所使用的天线阵列权重为两组权重中的一组，并且，至少存在两个TXRU分别使用不同的两组权重。

较佳的，所述两组权重分别为：

和

其中，θ为波束成形的中心方向，d为天线单元间的距离，λ为波长，N为每个TXRU中的天线单元数；所述w1为N维向量，所述N维向量的第n个元素表示为其中1≤n≤N；所述w2为N维向量，所述w2的前N/2个元素与所述w1的前N/2个元素相同，后N/2个元素为所述w1的后N/2个元素的相反数。

较佳的，每个TXRU发送每一路编码信号所使用的天线阵列权重随时间变化而不同。

较佳的，使用相同天线阵列权重所发送的编码信号的路数随时间变化而不同。

所述时空预编码包括空时分组编码、空频分组编码、循环延迟分集、频率选择发送分集、天线选择中的一种或多种的组合。

由上述技术方案可见，本申请提供的基于差分波束的发送分集方法和设备，发射端通过对数字信号进行时空预编码得到至少两路编码信号，并在使用多天线阵列中的TXRU分别发送每一路编码信号时，使用两组天线阵列权重中的一组，并保证至少存在两个TXRU分别使用不同的两组权重，从而，在大规模天线系统中实现了发送分集。

附图说明

图1为一个使用数字和模拟混合方式的多天线系统示意图；

图2为本申请实施例一中的信号生成流程示意图；

图3为基于本申请差分方法所产生的波束增益示意图；

图4为单径情况下基于本申请差分方法与传统方法的误比特率性能比较示意图；

图5为多径衰减为12dB时基于本申请差分方法与传统方法的误比特率性能比较示意图；

图6为多径衰减为6dB时基于本申请差分方法与传统方法的误比特率性能比较示意图；

图7为本申请实施例三中的信号生成流程示意图；

图8为本申请实施例三中的信号接收流程示意图；

图9为本申请实施例四中的信号生成流程示意图；

图10为本申请一较佳发射机的组成结构示意图。

具体实施方式

为使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下参照附图并举实施例，对本申请作进一步详细说明。

本发明基于背景技术所述混合的多天线结构，提出一种简单且有效的发送分集技术方案，该方案首先对数字信号进行时空预编码得到至少两路编码信号；然后使用多天线阵列中的收发单元(TXRU)分别发送每一路编码信号；其中，每个TXRU发送每一路编码信号所使用的天线阵列权重为两组权重中的一组，并且，至少存在两个TXRU分别使用不同的两组权重。

具体实施例一

在本实施例中，我们给出一个基于图1所述结构的多天线系统中的实施方案。在该系统中，两路TXRU(Transmit Receive Unit，收发单元)为基带通路，每个TXRU级联由4个天线单元组成的天线阵列。

首先，假设调制后的信号为x₁和x₂，则通过两路TXRU，可以实现一个简单的Alamouti coding(Alamouti编码)：

其中，*表示取共轭，—代表取相反数，y^p(k)为编码在第p个TXRU上的第k个符号，也就是说，TXRU#1上传输y¹(k)，TXRU#2上传输y²(k)。假设，与TXRU#1级联的天线阵列使用的权重为w1＝[w¹(1),w¹(2),w¹(3),w¹(4)]^T，则使用如下的权重对TXRU#1进行波束成形：

w1＝[1,e^{j2πsin(θ)d/λ},e^{j4πsin(θ)d/λ},e^{j6πsin(θ)d/λ}]^T

其中，θ为波束成形的中心方向，d为天线单元间的距离，λ为波长，N为每个TXRU中的天线单元数。同时，对TXRU#2所使用的波束成形权重w2＝[w²(1),w²(2),w²(3),w²(4)]^T为:

w2＝[1,e^{j2πsin(θ)d/λ},-e^{j4πsin(θ)d/λ},-e^{j6πsin(θ)d/λ}]^T

图2为一个按照上述方法生成信号的流程示意图。基于以上方法，基于两路模拟波束成形方法在不同的方向上的增益可以由图3所示。由图可见，波束1在中心方向上增益最强，同时波束1在偏离中心方向上增益快速减少；波束2则相反，在中心方向上增益为0，而在偏离中心方向上增益快速增加。由此可见，两组权重产生了差分的波束。这意味着，当一个接收端没有处在波束成形的中心方向时，波束2可以提供更好的信道增益从而避免两路信号同时遭遇深度衰落。由于估计的误差、反馈的时延、天线校准非理想等问题，发射端往往不能理想的将波束成形的中心方向对准接收端。因此，所述的方法在基于数字信号的时空编码之上提供了一种波束分集方法，这种方法能够在波束成形存在误差的情况下，极大提高链路的可靠性。

需要说明的是，以上方法仅为一种较为直观的实施例。该方法可以扩展到更多路的数字时空预编码方式上。当时空预编码后得到的信号路数大于两路时，可以将编码后的信号以每组两路信号的方式分成多组，然后对每一组中的两路信号分别采用w1和w2作为权重进行波束成形，如此，发送每一路编码信号所使用的天线阵列权重随时间变化而不同；或者，也可以不对编码后的信号进行分组，而是对每一路信号随机采用w1和w2作为权重进行波束成形，如此，使用相同天线阵列权重的编码信号的路数将随时间变化而不同。此外，对于差分权重w2，使用任意的权重组合也能获取到部分分集增益，然而上述实施例中选的w2能够相对w1产生完全反向的波束，因此为一个较佳的选择。

具体实施例二

在本实施例中，我们给出一些具体的系统实施方法及在仿真系统中的性能。

考虑一个发射端采用均匀间隔线性阵列的大规模多天线系统，天线数为M＝32，天线单元间距为d＝λ/2，即采用半波长间距的天线阵列。系统以帧传输的方式传输数据，每帧包含14个调制后的符号。与上述实施例一类似，本发明提供的差分波束的分集方案与STBC(Space-time block coding，空时分组编码)相结合，即TXRU数为2，两路TXRU通过Alamouti coding形成编码后的信号为：

其中，x₁x₂为相邻的经过QPSK调制的符号，y^p(k)为在第p个TXRU上的第k个符号。每帧数据分为7组，分别进行上述Alamouti coding。

每一个TXRU与16根发送天线相连接，进行波束成形。TXRU#1的波束成形权重为：

w1＝[1,e^{j2πsin(θ)d/λ},e^{j4πsin(θ)d/λ},…,e^{j30πsin(θ)d/λ}]^T

而TXRU#2的波束成形权重为：

w2＝[1,e^{j2πsin(θ)d/λ},…,e^{j14πsin(θ)d/λ},-e^{j16πsin(θ)d/λ}…,-e^{j30πsin(θ)d/λ}]^T

其中，θ为波束中心方向，由用户位置所决定。

作为对比对象，考虑传统毫米波段通信系统的发送分集方案，即连接每个TXRU的天线均采用相同的波束成形权重w1。

性能评估中，采用如下窄带多径信道模型：

其中，P为多径数，ρ_p为第p条子径的衰落因子，服从均值为零的复高斯分布，为第p条子径的波达角方向，向量表达形式为：

首先考虑工作于毫米波段的通信系统。由于毫米波段反射损耗较大，工作于毫米波段的系统的信道特性为直射径占据大多数能量，反射径能量较小，因此仅考虑单径信道，即P＝1的情形。这种情况下，仅有直射径存在。设用户处于天线阵列法线方向±60°的范围内，并且其波达角方向为由于估计误差、反馈延时等非理想因素，基站估计的用户波达角方向(也即基站波束中心方向)θ与实际波达角方向有一定偏差，即服从区间[-Δθ,Δθ]上的均匀分布，并设Δθ＝9°。

图4所示为基于本申请差分波束的分集方案与传统方案的误比特率性能比较。随着信噪比的提高，基于差分波束的分集方案的误比特率的下降速度明显快于传统方案。这是由于差分波束成形能够有效避免由于波束成形方向偏差带来的深衰落，从而获得了额外的分集增益，提高了链路可靠性。

之后考虑P＝5的多径信道情况。这种情况下，除波达角方向为的直射径外，还存在由反射引起的多径。这种信道中直射径一般占据主要能量，因此基站仅估计直射径波达方向估计的最大偏差仍为Δθ＝9°。此外，反射引起的多径其能量也有一定的衰减。图5和图6分别为多径衰减为12dB与6dB时基于本申请差分方法与传统方法的误比特率性能比较示意图。可以看到，多径情况下，基于差分波束的分集方案性能优势有所下降，但是与传统方案相比，仍然具有更快的误比特率下降速度，说明本方案提供的方法获得了更大的分集增益，对于衰落信道也有更好的可靠性。

需要说明的是，上述系统实施方法稍加修改，可以与SFBC(SpaceFrequencyblock coding，空频分组编码)、循环延迟分集(CDD)、频率选择发送分集(FSTD)、天线选择(antenna switching)等时空预编码方式中的一种或多种相结合。例如，每个物理资源块由12个子载波和14个OFDM符号组成，相邻的两个子载波进行SFBC编码，即12个子载波分为6组，分别进行SFBC编码，之后经过OFDM调制后在两路TXRU上传输。

具体实施例三：

在本实施例中，将给出基于差分波束的波束分集与空频分组编码(SpaceFrequency Block C,SFBC)相结合的分集方案。本实施例的信号生成流程示意图如图7所示。系统通过物理资源块(Physical Resource Block,PRB)调度并传输数据，每个PRB由14个OFDM符号上的连续12个子载波构成。假设发射端使用均匀间隔线性阵列作为天线阵列，并且，发射端采用如图1所示的基带/射频混合结构。

如图7所示，首先，经过信道编码与星座调制后的一路数据流作为输入数据，输入到空频分组编码模块。在空频分组编码模块中，相邻的两个符号组合进行空频分组编码。假设相邻的两个符号为[x₁ x₂]，则空频分组编码输出两路信息，第一路信息为第二路信息为然后，对由空频分组编码输出的两路信息做资源映射，将信息映射到时频资源上。相邻的两个符号经过空频分组编码之后所输出的每路的两个符号仍然映射于相邻的子载波上。之后，每一路资源映射后的信号经过多载波调制，例如OFDM调制等，得到时域信号。最后，对这两路时域信号分别使用不同波束成形权重系数，得到待发送的射频信号。具体来说，一路信号使用的波束成形权重系数为：

另一路信号使用的波束成形权重系数为：

其中，N为每一个权重系数向量的维度，也即完成每一路信号波束成形需要的天线阵元的数量；d/λ为经过信号波长归一化的天线阵元间距；角度θ为波束离开天线阵列的方向，即发射角。从上两式可以看到，第一路信号使用的波束成形权重系数w1为N维向量，该N维向量的第n个元素为1≤n≤N；第二路信号使用的波束成形权重系数w2为N维向量，该N维向量的前N/2个元素与第一路信号使用的波束成形权重系数的前N/2个元素相同，后N/2个元素为第一路信号使用的波束成形权重系数的后N/2个元素的相反数。本方案中，第一路信号所用波束成形权重系数为和波束，第二路信号所用波束成形权重系数为和波束的差分波束。

发射端预先已知发射角的先验信息，但是由于估计误差、信道变化以及用户移动等因素，该先验信息与用户实际方位之间存在一定的偏差。

为估计两条链路的等效信道信息，需要插入参考信号用于信道估计。该参考信号插入于空频分组编码之后，多载波调制之前，用于估计每一路信号经过发射端波束成形、信道以及接收端射频前端的等效信道。两路信号插入相互正交的导频信号，即使用相互正交的时频资源传输参考信号，或是在相同的时频资源上使用相互正交的序列作为参考信号。

图8所示为与SFBC相结合的差分波束分集方案的信号接收流程示意图。接收端根据参考信号对两条链路进行信道估计，用于空频分组的解码。接收端使用接收阵列接收信号后，首先对接收信号做进行载波解调，之后进行空频分组解码，得到输出数据，再进行后续的信道解码的步骤。图8所示的接收端系统与传统使用SFBC的结构类似，说明本实施例所提供的方案对于接收端是透明的，对于接收端的影响较小。

与传统的两个阵列使用相同方向波束的分集方案相比，由于差分波束方案能够覆盖更大的角度，本实施例所提供的方案能够提供对于波束方向估计偏差更好的保护。

具体实施例四：

在本实施例中，将给出基于差分波束的波束分集与循环延迟分集(Cyclic DelayDiversity,CDD)相结合的方案。本实施例的信号发送流程示意图如图9所示。假设循环延迟分集产生两条链路，第一链路为未经循环延迟的原始链路，第二链路为经过循环延迟的链路。系统通过物理资源块(Physical Resource Block,PRB)调度并传输数据，每个PRB由14个OFDM符号上的连续12个子载波构成。假设发射端使用均匀间隔线性阵列作为天线阵列。

如图9所示，输入信号为经过编码与星座调制的符号流，该符号流经过多载波调制后分为两个链路。第一链路的信号添加CP后进行波束成形，得到待发送的射频信号。第二链路的信号先经过循环移位后，再添加CP并进行波束成形，得到待发送的第二链路的射频信号。需要说明的是，这种通过时域信号循环移位产生循环延迟的方式等效于在频域每个子载波上乘以相位因子，即第k个子载波上乘以的相位因子为e^jφk，φ＝2πd_cdd/N_FFT，N_FFT为FFT点数，d_cdd为时域等效的循环移位数量。频域乘以移相因子的方式需要在对频域信号进行多载波调制前将频域信号分为相同的两路，第一链路直接进行多载波调制与波束成形，第二链路乘以移相因子后进行多载波调制与波束成形。时域处理与频域处理是相互等效的。

第一链路使用波束成形权重系数为：

第二链路使用波束成形权重系数为：

其中，N为每一个权重系数向量的维度，也即完成每一路信号波束成形需要的天线阵元的数量；d/λ为经过信号波长归一化的天线阵元间距；角度θ为波束离开天线阵列的方向，即发射角。即第一路信号使用的波束成形权重系数w1为N维向量，该N维向量的第n个元素为1≤n≤N；第二路信号使用的波束成形权重系数w2为N维向量，该N维向量的前N/2个元素与第一路信号使用的波束成形权重系数的前N/2个元素相同，后N/2个元素为第一路信号使用的波束成形权重系数的后N/2个元素的相反数。本方案中，第一路信号所用波束成形权重系数为和波束权重系数，第二路信号所用波束成形权重系数为和波束的差分波束权重系数。

为方便接收端对等效信道进行信道估计，发射端需要插入参考信号。对于结合基于差分波束的波束分集方案，参考信号插入于对信号进行处理之前，与数据信号进行相同的处理，用于估计经过发送端循环延迟处理、实际物理信道、接收端接收前端的等效信息系数。

接收端根据参考信号估计等效信道，并将信道估计结果用于数据的解调操作。对接收到的数据流首先进行多载波解调，并结合信道估计结果做单抽头的均衡，之后进行星座映射解调与信道解码，得到发送比特流的估计。

传统结合波束成形的CDD方案中，会对不同链路使用不同的波束方向的波束。而本实施例中，两条链路使用了方向相同的和波束与差分波束，与使用两个不同方向波束的传统方案相比，能够对波束估计偏差更好的保护，提供更高的空间分集度。

需要说明的是，基于差分波束的波束分集方案不仅仅能够与单一一种的空时编码技术相结合，也可以同时与多种空时编码技术相结合。例如将SFBC与FSTD相结合，之后与基于差分波束的波束分集方案相结合等。

对应于上述方法，本申请还提供了一种发射机，该发射机的较佳组成结构如图10所示，包括：编码模块和发射模块，其中：

所述编码模块，用于对数字信号进行时空预编码得到至少两路编码信号；

所述发射模块包含多天线阵列，用于使用多天线阵列中的收发单元TXRU分别发送每一路编码信号；其中，每个TXRU发送每一路编码信号所使用的天线阵列权重为两组权重中的一组，并且，至少存在两个TXRU分别使用不同的两组权重。

较佳的，所述两组权重分别为：

和

其中，θ为波束成形的中心方向，d为天线单元间的距离，λ为波长，N为每个TXRU中的天线单元数；第一探测信号所使用的波束成形权重系数w1为N维向量，该N维向量的第n个元素表示为其中1≤n≤N；第二探测信号所使用的波束成形权重系数w2为N维向量，该N维向量的前N/2个元素与第一探测信号所使用的波束成形权重系数的前N/2个元素相同，后N/2个元素为第一探测信号所使用的波束成形权重系数的后N/2个元素的相反数。

较佳的，每个TXRU发送每一路编码信号所使用的天线阵列权重随时间变化而不同。

较佳的，使用相同天线阵列权重所发送的编码信号的路数随时间变化而不同。

较佳的，所述时空预编码包括STBC、SFBC、CDD、FSTD、antenna switching中的一种或多种的组合。

以上所述仅为本申请的较佳实施例而已，并不用以限制本申请，凡在本申请的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请保护的范围之内。

Claims (12)

1.一种发送分集方法，应用于发射端，其特征在于，包括：

对数字信号进行时空预编码得到至少两路编码信号；

使用多天线阵列中的收发单元TXRU分别发送每一路编码信号；其中，每个TXRU发送每一路编码信号所使用的天线阵列权重为两组权重中的一组，并且，至少存在两个TXRU分别使用不同的两组权重。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：

所述两组权重之间存在差分关系，第二权重的前半部分与第一权重的前半部分相同，第二权重的后半部分为第一权重的后半部分的相反数。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述两组权重分别为：

$w1={\[1,e^{j2\mathrm{\π}\sin \left(\mathrm{\θ}\right)d/\mathrm{\λ}},...e^{j2\mathrm{\π}(\frac{N}{2}-1)\sin \left(\mathrm{\θ}\right)d/\mathrm{\λ}},e^{j2\mathrm{\π}\left(\frac{N}{2}\right)\sin \left(\mathrm{\θ}\right)d/\mathrm{\λ}}...e^{j2\mathrm{\π}(N-1)\sin \left(\mathrm{\θ}\right)d/\mathrm{\λ}}\]}^T$

和

$w2={\[1,e^{j2\mathrm{\π}\sin \left(\mathrm{\θ}\right)d/\mathrm{\λ}},...e^{j2\mathrm{\π}(\frac{N}{2}-1)\sin \left(\mathrm{\θ}\right)d/\mathrm{\λ}},-e^{j2\mathrm{\π}\left(\frac{N}{2}\right)\sin \left(\mathrm{\θ}\right)d/\mathrm{\λ}}...-e^{j2\mathrm{\π}(N-1)\sin \left(\mathrm{\θ}\right)d/\mathrm{\λ}}\]}^T;$

其中，θ为波束成形的中心方向，d为天线单元间的距离，λ为波长，N为每个TXRU中的天线单元数；所述w1为N维向量，所述N维向量的第n个元素表示为其中1≤n≤N；所述w2为N维向量，所述w2的前N/2个元素与所述w1的前N/2个元素相同，后N/2个元素为所述w1的后N/2个元素的相反数。

4.根据权利要求1至3任一项所述的方法，其特征在于：

每个TXRU发送每一路编码信号所使用的天线阵列权重随时间变化而不同。

5.根据权利要求1至3任一项所述的方法，其特征在于：

使用相同天线阵列权重所发送的编码信号的路数随时间变化而不同。

6.根据权利要求1至3任一项所述的方法，其特征在于：

所述时空预编码包括空时分组编码STBC、空频分组编码SFBC、循环延迟分集CDD、频率选择发送分集FSTD、天线选择antenna switching中的一种或多种的组合。

7.一种发射机，其特征在于，包括：编码模块和发射模块，其中：

所述编码模块，用于对数字信号进行时空预编码得到至少两路编码信号；

所述发射模块包含多天线阵列，用于使用多天线阵列中的收发单元TXRU分别发送每一路编码信号；其中，每个TXRU发送每一路编码信号所使用的天线阵列权重为两组权重中的一组，并且，至少存在两个TXRU分别使用不同的两组权重。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于：

所述两组权重之间存在差分关系，第二权重的前半部分与第一权重的前半部分相同，第二权重的后半部分为第一权重的后半部分的相反数。

9.根据权利要求7或8所述的发射机，其特征在于，所述两组权重分别为：

$w1={\[1,e^{j2\mathrm{\π}\sin \left(\mathrm{\θ}\right)d/\mathrm{\λ}},...e^{j2\mathrm{\π}(\frac{N}{2}-1)\sin \left(\mathrm{\θ}\right)d/\mathrm{\λ}},e^{j2\mathrm{\π}\left(\frac{N}{2}\right)\sin \left(\mathrm{\θ}\right)d/\mathrm{\λ}}...e^{j2\mathrm{\π}(N-1)\sin \left(\mathrm{\θ}\right)d/\mathrm{\λ}}\]}^T$

和

$w2={\[1,e^{j2\mathrm{\π}\sin \left(\mathrm{\θ}\right)d/\mathrm{\λ}},...e^{j2\mathrm{\π}(\frac{N}{2}-1)\sin \left(\mathrm{\θ}\right)d/\mathrm{\λ}},-e^{j2\mathrm{\π}\left(\frac{N}{2}\right)\sin \left(\mathrm{\θ}\right)d/\mathrm{\λ}}...-e^{j2\mathrm{\π}(N-1)\sin \left(\mathrm{\θ}\right)d/\mathrm{\λ}}\]}^T;$

其中，θ为波束成形的中心方向，d为天线单元间的距离，λ为波长，N为每个TXRU中的天线单元数；所述w1为N维向量，所述N维向量的第n个元素表示为其中1≤n≤N；所述w2为N维向量，所述w2的前N/2个元素与所述w1的前N/2个元素相同，后N/2个元素为所述w1的后N/2个元素的相反数。

10.根据权利要求7至9任一项所述的发射机，其特征在于：

每个TXRU发送每一路编码信号所使用的天线阵列权重随时间变化而不同。

11.根据权利要求7至9任一项所述的发射机，其特征在于：

使用相同天线阵列权重所发送的编码信号的路数随时间变化而不同。

12.根据权利要求7至9任一项所述的发射机，其特征在于：

所述时空预编码包括空时分组编码、空频分组编码、循环延迟分集、频率选择发送分集、天线选择中的一种或多种的组合。