CN106452252B

CN106452252B - 电机d轴电感高精度离线辨识方法

Info

Publication number: CN106452252B
Application number: CN201611177393.9A
Authority: CN
Inventors: 陈跃; 涂小平; 刘启武; 唐婷婷; 程远银; 任艳华; 高向军
Original assignee: Sichuan Changhong Electric Co Ltd
Current assignee: Sichuan Changhong Electric Co Ltd
Priority date: 2016-12-19
Filing date: 2016-12-19
Publication date: 2019-01-29
Anticipated expiration: 2036-12-19
Also published as: CN106452252A

Abstract

本发明涉及空调技术。本发明是要解决现有空调中需要采用EEPROM存储电机d轴电感参数的问题，提供了一种电机d轴电感高精度离线辨识方法，其技术方案可概括为：首先控制电机转子转动到固定坐标轴α轴的方向，然后控制逆变器选择U相上桥臂IGBT控制端输入第一PWM波，当流入U相的相电流稳定后，采样此时流入电机U相的电流值，关闭第一PWM波输出，等待一定时间直至当前U相的相电流为0后，重新输入第一PWM波，在流入U相的相电流稳定之前采集此时流入电机U相的电流值及对应的采样时间，最后计算d轴电感值。本发明的有益效果是，不再需要EEPROM存储电机d轴电感，适用于电机。

Description

电机d轴电感高精度离线辨识方法

技术领域

本发明涉及空调技术，特别涉及空调电机d轴电感离线辨识的技术。

背景技术

传统的空调中的变频电机控制技术，需要电机厂家提供d轴电感等参数，这是由电机控制模型决定的，其中r为电机的相电阻，L_d、L_q分别为电机d轴电感及q轴电感，K_E为电机反电动势常数，ω为电机当前运行角速度，V_d、V_q分别为电机d轴电压及q轴电压，I_d、I_q分别为电机d轴电流及q轴电流。当需要对大量的不同电机进行控制时，常常把电机参数存储在类似EEPROM中，保留控制程序不变，能够解决对不同压缩机等电机的控制，但这一方法存在如下技术问题：一是需要EEPROM，增加硬件成本，二是，当用户的变频空调出现问题，需要维修时，如果此时采用新的控制电路或者新的控制软件进行替换原来的控制板时，可能并不知道电机的具体参数，无法快速实现对电机控制电路及控制软件的替代。

发明内容

本发明的目的是要解决目前空调中需要采用EEPROM存储电机d轴电感参数的问题，提供了一种电机d轴电感高精度离线辨识方法。

本发明解决其技术问题，采用的技术方案是，电机d轴电感高精度离线辨识方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1、控制电机转子转动到固定坐标轴α轴的方向，具体为：控制逆变器选择U相上桥臂IGBT控制端输入第一PWM波，令其在一个PWM周期中，先令该上桥臂导通，在该上桥臂导通时，其余上桥臂关断，电流从直流母线电压经过该上桥臂IGBT流入电机对应的线圈，再从电机另外两相和其连接的下桥臂IGBT流出，在当前PWM波周期的剩余时间内，关断所有三路上桥臂IGBT，电流经过之前导通的上桥臂对应的下桥臂中的续流二极管流入对应的电机线圈，从电机另外两相和其连接的下桥臂IGBT流出，当流入U相的相电流稳定后，采样此时流入电机U相的电流值，得到稳定后的流入电机U相的电流值；

步骤2、关闭第一PWM波输出，等待一定时间直至当前U相的相电流为0后进入步骤3；

步骤3、控制逆变器选择U相上桥臂IGBT控制端输入第一PWM波，开始计时，在一定时间后采集此时流入电机U相的电流值及对应的采样时间，并等待固定数量第一PWM波周期的时间后再次采集此时流入电机U相的电流值及对应的采样时间，采集都处于流入U相的相电流稳定之前；

步骤4、根据稳定后的流入电机U相的电流值、所采样的流入电机U相的电流值及对应的采样时间计算d轴电感值。

进一步的，所述第一PWM波的占空比由实验确定，能够保证流入电机U相的电流值从0变化至稳定值。

再进一步的，步骤3中，包括以下步骤：

步骤401、预设采样次数，所述预设采样次数至少为2；

步骤402、控制逆变器选择U相上桥臂IGBT控制端输入第一PWM波，开始计时，在一定时间后采集此时流入电机U相的电流值及对应的采样时间，将预设采样次数减1，采集处于流入U相的相电流稳定之前；

步骤403、等待固定数量第一PWM波周期的时间后再次采集此时流入电机U相的电流值及对应的采样时间，将预设采样次数减1，采集都处于流入U相的相电流稳定之前；

步骤404、判断当前预设采样次数是否为0，若是则进入步骤4，否则回到步骤403。

具体的，步骤4中，所述根据稳定后的流入电机U相的电流值、所采样的流入电机U相的电流值及对应的采样时间计算d轴电感值的计算方法为：

步骤501、根据稳定后的流入电机U相的电流值、所采样的流入电机U相的电流值及对应的采样时间分别计算从第二次采样后每次采样时的d轴电感值；

步骤502、根据每次采样时的d轴电感值，计算d轴电感值。

再进一步的，步骤501中，计算公式为：

其中，L_d(i)为第i次采样获取的d轴电感值，Iu(i)为第i次采样获取的流入电机U相的电流值，Iu0为电机定位到α轴后电流稳定后采样获取的流入电机U相的电流值，r为电机的相电阻，i为大于等于2小于等于预设采样次数的正整数，n为固定数量，为大于等于0的正整数，T为第一PWM波周期。

具体的，步骤502中，计算公式为：

其中，k为预设采样次数，k为大于等于2的正整数。

本发明的有益效果是，在本发明方案中，通过上述电机d轴电感高精度离线辨识方法，可不再需要EEPROM存储电机d轴电感，缩小成本。

附图说明

图1为施加固定占空比的PWM波时电机d轴电流值随时间变化的示意图；

图2为变频空调控制部分电路的电路示意图；

图3为本发明实施例中矢量V1(1,0,0)控制下的等效电路图；

图4为本发明实施例中d/q轴坐标系下，矢量合成示意图；

图5为本发明实施例中PWM波形示意图。

具体实施方式

下面结合附图及实施例，详细描述本发明的技术方案。

本发明所述电机d轴电感高精度离线辨识方法为：首先控制电机转子转动到固定坐标轴α轴的方向，具体为：控制逆变器选择U相上桥臂IGBT控制端输入第一PWM波，令其在一个PWM周期中，先令该上桥臂导通，在该上桥臂导通时，其余上桥臂关断，电流从直流母线电压经过该上桥臂IGBT流入电机对应的线圈，再从电机另外两相和其连接的下桥臂IGBT流出，在当前PWM波周期的剩余时间内，关断所有三路上桥臂IGBT，电流经过之前导通的上桥臂对应的下桥臂中的续流二极管流入对应的电机线圈，从电机另外两相和其连接的下桥臂IGBT流出，当流入U相的相电流稳定后，采样此时流入电机U相的电流值，得到稳定后的流入电机U相的电流值，再关闭第一PWM波输出，等待一定时间直至当前U相的相电流为0后，控制逆变器选择U相上桥臂IGBT控制端输入第一PWM波，开始计时，在一定时间后采集此时流入电机U相的电流值及对应的采样时间，并等待固定数量第一PWM波周期的时间后再次采集此时流入电机U相的电流值及对应的采样时间，采集都处于流入U相的相电流稳定之前，最后根据稳定后的流入电机U相的电流值、所采样的流入电机U相的电流值及对应的采样时间计算d轴电感值。

实施例

本发明实施例的电机d轴电感高精度离线辨识方法，其包括以下步骤：

步骤1、控制电机转子转动到固定坐标轴α轴的方向，具体为：控制逆变器选择U相上桥臂IGBT控制端输入第一PWM波，令其在一个PWM周期中，先令该上桥臂导通，在该上桥臂导通时，其余上桥臂关断，电流从直流母线电压经过该上桥臂IGBT流入电机对应的线圈，再从电机另外两相和其连接的下桥臂IGBT流出，在当前PWM波周期的剩余时间内，关断所有三路上桥臂IGBT，电流经过之前导通的上桥臂对应的下桥臂中的续流二极管流入对应的电机线圈，从电机另外两相和其连接的下桥臂IGBT流出，当流入U相的相电流稳定后，采样此时流入电机U相的电流值，得到稳定后的流入电机U相的电流值。

步骤2、关闭第一PWM波输出，等待一定时间直至当前U相的相电流为0后进入步骤3。

步骤3、控制逆变器选择U相上桥臂IGBT控制端输入第一PWM波，开始计时，在一定时间后采集此时流入电机U相的电流值及对应的采样时间，并等待固定数量第一PWM波周期的时间后再次采集此时流入电机U相的电流值及对应的采样时间，采集都处于流入U相的相电流稳定之前。

本步骤可包括以下步骤：

步骤401、预设采样次数，所述预设采样次数至少为2；

本步骤中，所述根据稳定后的流入电机U相的电流值、所采样的流入电机U相的电流值及对应的采样时间计算d轴电感值的计算方法为：

步骤501、根据稳定后的流入电机U相的电流值、所采样的流入电机U相的电流值及对应的采样时间分别计算从第二次采样后每次采样时的d轴电感值。

这里，其计算公式为：

步骤502、根据每次采样时的d轴电感值，计算d轴电感值。

这里，其计算公式为：

其中，k为预设采样次数，k为大于等于2的正整数。

本例中，第一PWM波的占空比由实验确定，能够保证流入电机U相的电流值从0变化至稳定值。其可采用如下方法：

令占空比从小到大变化，当检测的电流到一定数值时，PWM波占空比就不再变化，此时的PWM波占空比即为所需要的第一PWM波的占空比。

具体说明如下：

根据得知电机d轴电流按照指数函数规律变化，I_d随时间t变化关系如图1所示。根据I_d随时间t变化关系,检测t1时刻的d轴电流I_d1和检测t1+nT时刻的d轴电流I_d2，在已知电机相电阻r和d轴电压V_d，就可以获得电机d轴电感L_d。

由电机d轴方程：

采用一系列PWM波，控制电机转子转动到固定坐标轴α轴方向，如图4所示，等待流入电机的电流稳定后，通过模数转换检测此时的电流I_d0，然后关闭PWM波，延迟一定时间后，让电机线圈电流逐渐变化到0，之后，微处理器控制PWM波，发出指向电机d轴方向的控制矢量，即图4所示的固定坐标轴α轴方向，控制电机转子不动，即电机转速ω＝0，则此时电机d轴方程为检测t1时刻的d轴电流I_d1和检测t1+nT时刻的d轴电流I_d2，n为非零正整数，即上文所述的固定数量，在已知电机相电阻r的条件下，就可以获取电机d轴电感L_d。

由：得

其中当t→∞时，上式中的d轴电流为

由获得t1时刻d轴电流方程为：

同理t1+nT时刻的d轴电流方程为：

除以得：

即

式中n为非零正整数，可见上式不与时间t1发生关系，仅与PWM波周期时间T相关，不会因为t1检测不准造成离线辨识的电感L_d辨识不准的问题，提高了L_d辨识精度。

参见图2，在电机PMSM控制所需逆变器U相上桥臂IGBT控制端输入PWM波(第一PWM波)，U相IGBT对应的下桥臂控制PWM波由微处理器根据上下桥臂控制信号输出互补而确定，另外4只IGBT施加固定的高低电平对开关管进行开通或者关断，即对电机施加有效矢量V1(1，0，0)和零矢量V0(0，0，0)两个电压矢量，当施加V1(1，0，0)时，U相IGBT通过，另外两只上桥臂V相和W相IGBT关断，由于微处理器输出的控制PWM波，采用三相互补的输出方式，在不考虑死区控制的条件下，当U相上桥臂为高电平时，U相IGBT对应的下桥臂为低电平，当U相上桥臂IGBT为低电平时，其对应的下桥臂为高电。当考虑死区控制的条件下，微处理器所输出的三相互补PWM波，上下桥臂仅相差相应的死区时间。当施加有效矢量V1(1，0，0)时，微处理器控制输出，使IGBT VT1导通，IGBT VT3和IGBT VT5截止，当施加零矢量V0(0，0，0)时，MCU控制输出，使IGBT VT1截止，IGBT VT3和IGBT VT5也截止。

施加矢量V1(1，0，0)时等效电路如图3所示。

在图3所示等效电路中，在控制矢量V1(1,0,0)控制下，由于U相电流流入线圈，U相电流为Iu，假设电机三相参数一致，即Ru＝Rv＝Rw,Lu＝Lv＝Lw，由于Iv与Iw流出线圈，电流为负数，则Iv＝Iw＝-0.5Iu。Iu/Iv/Iw在d/q坐标系下如图4所示，图4中，α/β为固定直角坐标系，α与U相方向一致，d/q轴为旋转直角坐标系，u/v/w方向互差120°，也为固定坐标系。将Iu/Iv/Iw投影到d/q轴，可见Iq＝0，Id＝Iu-0.5(Iv+Iw)＝1.5Iu，微处理器发出的控制矢量与固定坐标轴α轴方向一致，控制电机转动到α轴方向，图4所示示意图则电机转子逆时针转动γ°后与α轴方向重合。

由于式变形为：

当一系列占空比相同的控制矢量V1(1,0,0)与零矢量V2(0,0,0)交替作用，控制电机转子经过一定时间后转动到α轴方向，等待电流稳定后，通过图1所示电流采样单元采样此时流入电机U相的电流Iu0。停止V1(1,0,0)与V2(0,0,0)矢量，此时电机方程为电机将按照方程放电，等待足够的时间如2秒后，让电机线圈电流逐渐变化到0，此时电机处于自由状态，电机转子方向任然指向d轴。之后微处理器继续交替产生V1(1,0,0)矢量与V2(0,0,0)矢量，PWM波占空比与前面定位到α轴时相同，此时，同样的原理，由于控制矢量与d轴方向一致，电机转子不会发生转动，即电机角速度ω＝0，此时，电机d轴方程为：

获得电机d轴电流I_d和时间t的关系为：

其中r为电机的相电阻，即图3中Ru或者Rv或者Rw，L_d为电机d轴电感，I_d为电机d轴电流，Iu0为电机定位到α轴后电流稳定后的目标值，t为时间。

微处理器继续产生占空比不变的PWM波，控制V1(1,0,0)矢量与V2(0,0,0)矢量的发生，经过一定的时间t1后，通过图1所示电流采样单元检测U相电流Iu1，再经过n个PWM波周期检测检测U相电流Iu2，根据获得此时d轴电感值L_d。

为了检测更加准确的电机d轴电感值L_d，可以采用多次采样电流的计算获得L_d取平均值的方法获得L_d的平均值L_d，具体方法是：

在控制V1(1,0,0)矢量与V2(0,0,0)矢量的作用时间内，在t1时刻检测电机U相电流Iu(1)，在t1+nT时刻检测电机U相电流Iu(2)，在tl+2nT时刻检测电机U相电流Iu(3)，在tl+knT时刻检测电机U相电流Iu(k-1)，通过：

其中i＝2,3,...k，n为大于0的自然数，一般取n＝1或2。

则：

矢量V1(1,0,0)与矢量V2(0,0,0)的产生方法如下：

如图5所示，当采用三角波调制PWM占空比时，MCU内部计数器TCNT从0加计数到三角波载波频率对应的最大计数值TC，当TCNT＝TC时，TCNT开始减计数，当TCNT减计数到0后，从0开始加计数，同时进入下一个计算控制周期，对应电机U相来说，微处理器根据用于产生三相PWM波占空比控制寄存器Ta值，自动产生三相互补之PWM波。在TCNT从0加计数到三角波载波频率对应的最大计数值TC的过程中，当Ta寄存器值与TCNT相等时，Vta+从高电平跳变为低电平，Vta-延迟一个死区时间从低电平跳变到高电平；在TCNT从TC减计数到0的过程中，当Ta寄存器值与TCNT相等时，Vta-从高电平跳变为低电平，Vta+延迟一个死区时间从低电平跳变到高电平，TC对应的时间为PWM波周期T的一半，如图5所示。

当VT1输入PWM波如图5所示时，在不考虑考虑IGBT开通时间延时Ton和IGBT关断时间时间延时Toff时，实际施加IGBT VT1的PWM波为Vta+，施加IGBT VT2的PWM波为Vta-；当考虑IGBT开通时间延时Ton，IGBT关断时间时间延时Toff时，则施加IGBT VT1的PWM波为Vt1_1，实际到IGBT VT2的PWM波为Vt2_1，其中IGBT死区时间为Td。

在矢量V1(1,0,0)控制下，IGBT VT1导通，如果IGBT VT1导通时间为To，则在To时间内，IGBT VT1导通，IGBT VT3、IGBT VT4关断，同时，下桥臂IGBT VT2截止，IGBT VT4、IGBTVT6导通，在上桥臂IGBT VT1导通时间To内，电流从IGBT VT1流入，进入电机U相绕组，然后从V、W两相流出经IGBT VT4和IGBT VT6达到直流母线的地线一端，此状态下的等效电路如图3所示，图中，Ru为U相电阻，Lu为U相电感，Rv为V相电阻，Lv为v相电感,Rw为W相电阻，Lw为W相电感。Iu、Iv、Iw为电机U、V、W三相线圈流过的相电流，假设电机三相参数一致，则电流满足Iu＝-2Iv＝-2Iw关系(负号表示电流从电机线圈流出)，VT1、VT4、VT6为IGBT。在施加零矢量V2(0,0,0)，对VT1施加低电平的驱动信号，使上桥臂VT1IGBT关断时，如果关断时间为Tof，则在Tof时间内，由于电机内部线圈电感的续流作用，电流会保持原来流动的方向不变，这时电流会从与IGBT VT2并联的反向续流二极管D2中流过，提供电机U相线圈电流，在零矢量时间Tof内，IGBT VT1、IGBT VT3、IGBT VT4关断，同时，下桥臂IGBT VT2截止，IGBTVT4、IGBT VT6导通，此状态下即施加零矢量状态。

当占空比控制寄存器Ta值固定时，根据图5，能够产生占空比固定，矢量V1(1,0,0)与零矢量V2(0,0,0)作用时间固定的PWM波，用于使电机转子转动到α轴方向，同时检测并计算获得d轴电感。

Claims

1.电机d轴电感高精度离线辨识方法，其特征在于，包括以下步骤：

2.如权利要求1所述的电机d轴电感高精度离线辨识方法，其特征在于，所述第一PWM波的占空比由实验确定，能够保证流入电机U相的电流值从0变化至稳定值。

3.如权利要求1或2所述的电机d轴电感高精度离线辨识方法，其特征在于，步骤3中，包括以下步骤：

步骤401、预设采样次数，所述预设采样次数至少为2；

4.如权利要求3所述的电机d轴电感高精度离线辨识方法，其特征在于，步骤4中，所述根据稳定后的流入电机U相的电流值、所采样的流入电机U相的电流值及对应的采样时间计算d轴电感值的计算方法为：

步骤502、根据每次采样时的d轴电感值，计算d轴电感值。

5.如权利要求4所述的电机d轴电感高精度离线辨识方法，其特征在于，步骤501中，计算公式为：

6.如权利要求5所述的电机d轴电感高精度离线辨识方法，其特征在于，步骤502中，计算公式为：

其中，k为预设采样次数，k为大于等于2的正整数。