CN106357134A - 一种双向ac‑dc‑dc单相变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种双向AC‑DC‑DC单相变换器及其控制方法，涉及电气化铁路供电技术领域。它能有效地解决二次电压纹波的问题。采用反馈线性化思想来设计控制器以实现对该变换器输出电压的二次纹波电压控制，其步骤为：一、通过对双向AC‑DC‑DC单相变换器的建模分析，建立其大信号状态空间方程。二、构建中间辅助变量。三、设计解耦后的线性化控制器。使得具有强耦合非线性特性的双向隔离DC‑DC系统解耦，然后再线性化处理，最后在线性化后的系统条件下，设计双向AC‑DC‑DC单相变换器的新型控制器。主要用于交流电压变换成直流电压，同时实现电气隔离。

Description

一种双向AC-DC-DC单相变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及电气化铁路供电技术领域。

背景技术

传统的双向AC-DC-DC单相变换器系统拓扑为前级单相整流器，经过LC二次滤波电路，再后接双向隔离DC-DC变换器，最后双向隔离DC-DC变换器输出直流电压供给负载。在这种单相变换器拓扑中，单相整流输出端的中间直流电压会有二倍电网电压频率的电压波动，如果不消除(或抑制)这个二次电压纹波，就会导致后级DC-DC变换器难以输出稳定的直流电压。传统的解决方案是在单相整流器输出端接LC二次滤波器。然而，该滤波器由低频电感和电容构成，需要的电感、电容的体积和重量均比较大。因此，受双向AC-DC-DC单相变换器的功率密度和成本限制，这种传统的解决方案不适合应用于高电压大容量场合。

为了有效解决上述问题，本发明提出了一种无二次滤波器的双向AC-DC-DC单相变换器及其控制方法，这种双向AC-DC-DC单相变换器取消了传统拓扑中用于滤除单相整流器输出电压中二次电压纹波的LC二次滤波器。通过采用基于一种新型的双向AC-DC-DC单相变换器的控制方法设计的一种新型控制器来解决前级整流器输出中间电压包含的二次电压纹波对后级双向AC-DC-DC单相变换器的影响。

发明内容

本发明的目的是提供一种双向AC-DC-DC单相变换器及其控制方法，它能有效地解决二次电压纹波的问题。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的，一种双向AC-DC-DC单相变换器控制方法，采用反馈线性化思想来设计控制器以实现对该变换器输出电压的二次纹波电压控制，包含如下的步骤：

步骤一、通过对双向AC-DC-DC单相变换器的建模分析，建立其大信号状态空间方程如式(1)所示：

$\left[\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{dv}}_1}{dt}\\ \frac{{\mathrm{dv}}_2}{dt}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\frac{1}{r_s{C}_1}& \frac{(D^2-D)}{2L_r{f}_s{C}_1}\\ \frac{(-D^2+D)}{2L_r{f}_s{C}_2}& -\frac{1}{r_s{C}_2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v}_1\\ v_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}\frac{1}{r_s{C}_1}\\ 0\end{array}\right]v_s---\left(1\right)$

其中v_s、r_s是双向AC-DC-DC单相变换器的输入端电源的等效电压和内阻，v₁、v₂、C₁、C₂分别是双向AC-DC-DC单相变换器的中间直流电压、输出电压、中间支撑电容与输出支撑电容，L_r是该变换器中隔离变压器的漏感，f_s是开关频率，D是移相角；

将式(1)中关于v₂的一项提取整理可得：

$\frac{{\mathrm{dv}}_2}{dt}=\frac{D-D^2}{2L_r{f}_s{C}_2}{v}_1-\frac{1}{{\mathrm{RC}}_2}{v}_2---\left(2\right)$

从式(2)得到双向AC-DC-DC单相变换器输出电压的动态特性与中间直流电压和移相角有关，且呈现非线性耦合关系；

步骤二、构建中间辅助变量：构建一个辅助变量u＝D-D²，定义误差变量

将其带入式(2)并化简可得：

$u^{\′}-\frac{1}{{\mathrm{RC}}_2}{v}_2^{*}+\frac{1}{{\mathrm{RC}}_2}e+\frac{de}{dt}=0---\left(3\right)$

又设： 是AC-DC-DC单相变换器中间直流电压v₂的参考值，R为双向AC-DC-DC单相变换器电阻负载，将其带入式(3)并化简可得：

$\frac{d^{2}e}{{\mathrm{dt}}^2}+\frac{1}{{\mathrm{RC}}_2}\frac{de}{dt}+k_p\frac{de}{dt}+k_{i}e=0---\left(4\right)$

其中k_p与k_i是常数：式(4)是一个二阶齐次常系数线性微分方程，这就将原方程反馈解耦，使得系统输出侧电压不受干扰量的影响，实现系统的线性化；

步骤三、设计解耦后的线性化控制器：

根据线性化后的数学模型，同时考虑消除或抑制输入电压对输出电压的影响，且实现输出电压对其参考电压的无静差跟踪，设计控制规则为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}^{\′}=k_{p}e+k_i\∫edt+v_{2}f\left(BP\right)f\left(PR\right)\\ e=v_2^{*}-v_{2}f\left(Notch\right)\end{array}\right.---\left(5\right)$

其中f(BP)、f(PR)和f(Notch)分别是100Hz处的带通滤波器、比例谐振控制器和陷波器对应的时域函数；

由式(5)可得结合双向AC-DC-DC单相变换器移相控制方法下的控制规则为：

$\left\{\begin{array}{c}u=\frac{2{\mathrm{Lf}}_s{C}_2}{v_1}\[k_{p}e+k_i\∫edt+v_{2}f\left(BP\right)f\left(PR\right)+\frac{i_o}{C_2}\]\\ e=v_2^{*}-v_{2}f\left(Notch\right)\\ D=\frac{1-\sqrt{1-\frac{8L_r{f}_s{C}_2}{v_1}\[k_{p}e+k_i\∫edt+v_{2}f\left(BP\right)f\left(PR\right)+\frac{i_o}{C_2}\]}}{2}\end{array}\right.---\left(6\right)$

根据式(6)即可设计相应的控制器。

本发明控制方法及控制器的设计采用以上大信号建模得到的系统数学模型，采用反馈线性化的控制方法，使得具有强耦合非线性特性的双向隔离DC-DC系统解耦，然后再线性化处理，最后在线性化后的系统条件下，设计双向AC-DC-DC单相变换器的新型控制器。

本发明的另一个目的是通过以下技术方案来实现的，一种双向AC-DC-DC单相变换器，包括电感L_s、单相整流桥、中间支撑电容C₁、双向隔离DC-DC变换器和输出端支撑电容C₂，输入端a1串接电感L_s与单相整流器的一个输入端连接、输入端a2直接与单相整流器的另一个输入端连接；单相整流器的输出并联中间支撑电容C₁，同时连接到双向隔离DC-DC变换器的输入；双向隔离DC-DC变换器的输出与输出支撑电容C₂并联；其特征在于：双向AC-DC-DC单相变换器输出电压v₂接入带通滤波器BP，带通滤波器BP的输出与减法器Σ1的输入连接，该减法器Σ1的输出与比例谐振控制器PR的输入连接；双向AC-DC-DC单相变换器输出电压v₂同时接入陷波器Notch，陷波器Notch的输出和双向AC-DC-DC单相变换器的输出电压参考值设定器的输出分别与减法器Σ2的两个输入连接，该减法器Σ2的输出与比例积分控制器PI的输入连接；双向AC-DC-DC单相变换器的输出电流i_o，接入一个比例为1/C₂的比例控制器P；将比例谐振控制器PR、比例积分控制器PI和比例控制器P的输出连接到加法器Σ3的输入，该加法器Σ3的输出和双向隔离DC-DC变换器的输入电压v₁分别与连接到除法器DIV，该除法器DIV的输出与移相角计算器DCP的输入连接，移相角计算器DCP的输入与驱动信号的调制器PWM连接，最后调制器PWM输出双向AC-DC-DC单相变换器的开关器件驱动信号。

所述带通滤波器BP和陷波器Notch的频率均为100Hz。

所述带通滤波器的输出的参考值为“0”。

本发明提出的这种双向AC-DC-DC单相变换器取消了传统拓扑中的二次滤波器，这大大减小了变换器的体积和成本，能显著提高双向AC-DC-DC单相变换器的功率密度，同时也能进一步扩展双向AC-DC-DC单相变换器的应用场合。

与现有技术相比，本发明的益效是：

1、相对于传统单相整流经过LC滤波器后接隔离双向DC-DC变换器的结构，本发明的系统结构取消了中间级的LC二次滤波器，结构更为简单，系统体积和重量大大减小，显著提高了双向AC-DC-DC单相变换器功率密度，扩展了双向AC-DC-DC单相变换器应用场合。

2、相对于单相整流器后接双向AC-DC-DC单相变换器结构的传统的控制方法，本发明可以减小中间直流电容电压波动对双向AC-DC-DC单相变换器输出电压的影响，使系统更加稳定，动态性能显著提高。

附图说明

图1是本发明的拓扑及其控制器的反馈线性化解耦控制器结构

图2是本发明的拓扑和设计的控制器的实验结果。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细说明。

图1是本发明提出的双向AC-DC-DC单相变换器拓扑及其控制器的反馈线性化解耦控制器结构。具体分为三个步骤：建立双向隔离DC-DC变换器的数学模型、反馈线性化解耦控制器的设计、实际控制移相角的求取。

1、建立双向隔离DC-DC变换器的数学模型

通过对图1所示的变换器的分析，其中双向隔离DC-DC变换器的漏感Lr：0.25mH；双向隔离DC-DC直流稳压电容C1：235uH，C2：470uH；双向隔离DC-DC变换器的开关频率：3kHz；输入电压V₁控制为：200V；输出电压V₂控制为：105V；中频变压器额定容量/工作频率/变比：1kVA/3kHz/1:1，可得其状态空间方程为：

$\left[\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{dv}}_1}{dt}\\ \frac{{\mathrm{dv}}_2}{dt}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\frac{4255.32}{r_s}& 2836.88(D^2-D)\\ 1418.44(-D^2+D)& -\frac{2127.66}{R}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v}_1\\ v_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}\frac{2127.66}{r_s}\\ 0\end{array}\right]v_s---\left(1\right)$

其中，v₁是双向隔离DC-DC变换器输入侧电容电压，v₂是双向隔离DC-DC变换器输出侧电容电压，v_s为双向隔离DC-DC变换器输入端等效电源电压，r_s是双向隔离DC-DC变换器输入侧等效电源内阻,R为双向隔离DC-DC变换器输出侧等效负载电阻。

将式(1)中第二项关于v2的方程重新整理可得：

$\frac{{\mathrm{dv}}_2}{dt}=1418.44(D-D^2)v_1-\frac{2127.66}{R}{v}_2---\left(2\right)$

式(2)即为v₂关于D与v₁的非线性微分方程，其中D为可控量，通过对D设计一个反馈线性化解耦控制器，实现对v₂的控制。

2、反馈线性化解耦控制器的设计

构建一个辅助变量u＝D-D²，且令误差变量带入式(2)可得：

$\frac{d(v_2^{*}-e)}{dt}=1418.44{\mathrm{uv}}_1-\frac{2127.66}{R}(v_2^{*}-e)---\left(3\right)$

其中为双向隔离DC-DC变换器输出电压的参考值。

将(3)式化简可得关于e的一阶微分方程：

$1418.44{\mathrm{uv}}_1-\frac{2127.66}{R}{v}_2^{*}+\frac{2127.66}{R}e+\frac{de}{dt}=0---\left(4\right)$

在(4)式中令：带入(4)式并将其化简为：

$u^{\′}-\frac{2127.66}{R}{v}_2^{*}+\frac{2127.66}{R}e+\frac{de}{dt}=0---\left(5\right)$

又设：将式(5)进一步化简为：

$u^{\′\′}+\frac{2127.66}{R}e+\frac{de}{dt}=0---\left(6\right)$

由于状态方程在二阶动态响应下，系统能够稳定、快速的工作在稳定状态，所以再次通过设计辅助控制变量u”将式(6)化简为二阶线性齐次微分方程，即可得到：

u"＝k_pe+k_i∫edt (7)

将式(7)带入式(6)可得：

$k_{p}e+k_i\∫edt+\frac{1}{{\mathrm{RC}}_2}e+\frac{de}{dt}=0---\left(8\right)$

将上式两边再次求导，可得到二阶齐次线性微分方程：

$\frac{d^{2}e}{{\mathrm{dt}}^2}+\frac{2127.66}{R}\frac{de}{dt}+k_p\frac{de}{dt}+k_{i}e=0---\left(9\right)$

考虑到等效负载电阻R是不断变化的值，且输出电压V₂控制为：105V。通过测量负载电流i_o及输出电压V₂来近似计算动态变化的负载R＝105/i_o，带入式(9)并整理得到：

$\frac{d^{2}e}{{\mathrm{dt}}^2}+(20.26i_o+k_p)\frac{de}{dt}+k_{i}e=0---\left(10\right)$

在上式中，根据微分方程理论，k_p、k_i只要满足：

(20.26i_o+k_p)²≥4k_i (11)

则系统，当t→∞时，e→0，也就是通过合理设计k_p、k_i的值，可以获得合适的动态响应特性。

将与式(7)依次带入并展开可得：

$u=\frac{750}{{10}^6{v}_1}\[k_{p}e+k_i\∫edt+\frac{1}{{\mathrm{RC}}_2}{v}_2^{*}\]---\left(12\right)$

同样的，将设计好的u带入到公式(1)的第一式并且考虑在稳态情况下误差量e为零，得到：

$v_2=\frac{-235*{10}^{-6}{\mathrm{Rv}}_1}{v_2^{*}}\frac{{\mathrm{dv}}_1}{dt}-\frac{R}{v_2^{*}}{v}_1^2---\left(13\right)$

从式(13)可以看出，系统稳定后，由于双向隔离DC-DC变换器输入电压V₁中有二次电压波动的存在，通过系统本身间接使得系统的输出仍然存在一定幅值二次及四次谐波电压的波动。该部分输出二次和四次电压谐波可以通过各次对应频率的带通滤波器检测出来再通过比例谐振控制器，其输出再加入到控制环路中。本研究仅对双向隔离DC-DC变换器的输出电压的二次谐波含量进行反馈控制。因此，控制规则修正为：

u'＝K_pe+K_i∫edt+v₂f(BP)f(PR) (14)

误差e修正为：

$e=v_2^{*}-v_{2}f\left(Notch\right)---\left(15\right)$

其中f(BP)、f(PR)、f(Notch)分别表示工作在二倍工频率处的带通滤波器、比例谐振及陷波器所对应的时域函数。同时考虑到负载电阻R无法实时确定，因此可以将双向隔离DC-DC实际输出的负载电流i_o代替V2*/R。

则修正后的控制规则u为：

$\left\{\begin{array}{c}u=\frac{705*{10}^{-6}}{v_1}\[k_{p}e+k_i\∫edt+v_{2}f(BP\_100)f(PR\_100)+2127.66i_o\]\\ e=v_2^{*}-v_{2}f\left(Notch\right)\end{array}\right.---\left(16\right)$

3、实际控制移相角的求取

由于u＝D-D²，所以可得实际可以控制的移相角D：

$D=\frac{1-\sqrt{1-\frac{2820*{10}^{-6}}{v_1}\[k_{p}e+k_i\∫edt+v_{2}f(BP\_100)f(PR\_100)+2127.66i_o\]}}{2}---\left(17\right)$

式(17)即为移相角的控制策略。

根据以上控制策略，本发明控制方法及控制器的设计采用以上大信号建模得到的系统数学模型，采用反馈线性化的控制方法，使得具有强耦合非线性特性的双向隔离DC-DC系统解耦，然后再线性化处理，最后在线性化后的系统条件下，设计双向AC-DC-DC单相变换器的新型控制器。

本发明的另一个目的是通过以下技术方案来实现的，一种双向AC-DC-DC单相变换器，包括电感L_s、单相整流桥、中间支撑电容C₁、双向隔离DC-DC变换器和输出端支撑电容C₂，输入端a1串接电感L_s与单相整流器的一个输入端连接、输入端a2直接与单相整流器的另一个输入端连接；单相整流器的输出并联中间支撑电容C₁，同时连接到双向隔离DC-DC变换器的输入；双向隔离DC-DC变换器的输出与输出支撑电容C₂并联；其特征在于：双向AC-DC-DC单相变换器输出电压v₂接入带通滤波器BP，带通滤波器BP的输出与减法器Σ1的输入连接，该减法器Σ1的输出与比例谐振控制器PR的输入连接；双向AC-DC-DC单相变换器输出电压v₂同时接入陷波器Notch，陷波器Notch的输出和双向AC-DC-DC单相变换器的输出电压参考值设定器的输出分别与减法器Σ2的两个输入连接，该减法器Σ2的输出与比例积分控制器PI的输入连接；双向AC-DC-DC单相变换器的输出电流i_o，接入一个比例为1/C₂的比例控制器P；将比例谐振控制器PR、比例积分控制器PI和比例控制器P的输出连接到加法器Σ3的输入，该加法器Σ3的输出和双向隔离DC-DC变换器的输入电压v₁分别与连接到除法器DIV，该除法器DIV的输出与移相角计算器DCP的输入连接，移相角计算器DCP的输入与驱动信号的调制器PWM连接，最后调制器PWM输出双向AC-DC-DC单相变换器的开关器件驱动信号。

所述带通滤波器BP和陷波器Notch的频率均为100Hz。

所述带通滤波器的输出的参考值为“0”。

本发明提出的这种双向AC-DC-DC单相变换器取消了传统拓扑中的二次滤波器，这大大减小了变换器的体积和成本，能显著提高双向AC-DC-DC单相变换器的功率密度，同时也能进一步扩展双向AC-DC-DC单相变换器的应用场合。

图2是在本发明提出的无LC滤波器单相整流器级联双向隔离DC-DC变换器实验模型上的采用本发明提出的新型控制方法的实验结果。从图2可以看出，取消整流中间直流电压二次滤波器后，中间直流电压在稳定参考值(150V)上下有40V左右的二次波动，但是尽管中间直流电压含有如此大(26％)的此波动，变换器的交流侧电压和电流完全同相位，电流THD仅为1.9％，交流侧功率因数达到0.998；同时双向隔离DC-DC变换器的输出电压完全保持在给定电压值，并没有明显的二次纹波。因此，实验结果证明，本发明提出的无二次滤波器的双向AC-DC-DC单相变换器和相应的新型控制方法的正确性与可行性。

Claims (4)

1.一种双向AC-DC-DC单相变换器控制方法，采用反馈线性化思想来设计控制器以实现对该变换器输出电压的二次纹波电压控制，包含如下的步骤：

步骤一、通过对双向AC-DC-DC单相变换器的建模分析，建立其大信号状态空间方程如式(1)所示：

$\left[\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{dv}}_1}{dt}\\ \frac{{\mathrm{dv}}_2}{dt}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\frac{1}{r_s{C}_1}& \frac{(D^2-D)}{2L_r{f}_s{C}_1}\\ \frac{(-D^2+D)}{2L_r{f}_s{C}_2}& -\frac{1}{r_s{C}_2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v}_1\\ v_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}\frac{1}{r_s{C}_1}\\ 0\end{array}\right]v_s---\left(1\right)$

其中v_s、r_s是双向AC-DC-DC单相变换器的输入端电源的等效电压和内阻，v₁、v₂、C₁、C₂分别是双向AC-DC-DC单相变换器的中间直流电压、输出电压、中间支撑电容与输出支撑电容，L_r是该变换器中隔离变压器的漏感，f_s是开关频率，D是移相角；

将式(1)中关于v₂的一项提取整理可得：

$\frac{{\mathrm{dv}}_2}{dt}=\frac{D-D^2}{2L_r{f}_s{C}_2}{v}_1-\frac{1}{{\mathrm{RC}}_2}{v}_2---\left(2\right)$

从式(2)得到双向AC-DC-DC单相变换器输出电压的动态特性与中间直流电压和移相角有关，且呈现非线性耦合关系；

步骤二、构建中间辅助变量：构建一个辅助变量u＝D-D²，定义误差变量

将其带入式(2)并化简可得：

$u^{\′}-\frac{1}{{\mathrm{RC}}_2}{v}_2^{*}+\frac{1}{{\mathrm{RC}}_2}e+\frac{de}{dt}=0---\left(3\right)$

又设： 是AC-DC-DC单相变换器中间直流电压v₂的参考值，R为双向AC-DC-DC单相变换器电阻负载，将其带入式(3)并化简可得：

$\frac{d^{2}e}{{\mathrm{dt}}^2}+\frac{1}{{\mathrm{RC}}_2}\frac{de}{dt}+k_p\frac{de}{dt}+k_{i}e=0---\left(4\right)$

其中k_p与k_i是常数：式(4)是一个二阶齐次常系数线性微分方程，这就将原方程反馈解耦，使得系统输出侧电压不受干扰量的影响，实现系统的线性化；

步骤三、设计解耦后的线性化控制器：

根据线性化后的数学模型，同时考虑消除或抑制输入电压对输出电压的影响，且实现输出电压对其参考电压的无静差跟踪，设计控制规则为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}^{\′}=k_{p}e+k_i\∫edt+v_{2}f\left(BP\right)f\left(PR\right)\\ e=v_2^{*}-v_{2}f\left(Notch\right)\end{array}\right.---\left(5\right)$

其中f(BP)、f(PR)和f(Notch)分别是100Hz处的带通滤波器、比例谐振控制器和陷波器对应的时域函数；

由式(5)可得结合双向AC-DC-DC单相变换器移相控制方法下的控制规则为：

$\left\{\begin{array}{c}u=\frac{2{\mathrm{Lf}}_s{C}_2}{v_1}\[k_{p}e+k_i\∫edt+v_{2}f\left(BP\right)f\left(PR\right)+\frac{i_o}{C_2}\]\\ e=v_2^{*}-v_{2}f\left(Notch\right)\\ D=\frac{1-\sqrt{1-\frac{8L_r{f}_s{C}_2}{v_1}\[k_{p}e+k_i\∫edt+v_{2}f\left(BP\right)f\left(PR\right)+\frac{i_o}{C_2}\]}}{2}\end{array}\right.---\left(6\right)$

根据式(6)即可设计相应的控制器。

2.一种双向AC-DC-DC单相变换器，包括电感L_s、单相整流桥、中间支撑电容C₁、双向隔离DC-DC变换器和输出端支撑电容C₂，输入端a1串接电感L_s与单相整流器的一个输入端连接、输入端a2直接与单相整流器的另一个输入端连接；单相整流器的输出并联中间支撑电容C₁，同时连接到双向隔离DC-DC变换器的输入；双向隔离DC-DC变换器的输出与输出支撑电容C₂并联；其特征在于：双向AC-DC-DC单相变换器输出电压v₂接入带通滤波器BP，带通滤波器BP的输出与减法器Σ1的输入连接，该减法器Σ1的输出与比例谐振控制器PR的输入连接；双向AC-DC-DC单相变换器输出电压v₂同时接入陷波器Notch，陷波器Notch的输出和双向AC-DC-DC单相变换器的输出电压参考值设定器的输出分别与减法器Σ2的两个输入连接，该减法器Σ2的输出与比例积分控制器PI的输入连接；双向AC-DC-DC单相变换器的输出电流i_o，接入一个比例为1/C₂的比例控制器P；将比例谐振控制器PR、比例积分控制器PI和比例控制器P的输出连接到加法器Σ3的输入，该加法器Σ3的输出和双向隔离DC-DC变换器的输入电压v₁分别与连接到除法器DIV，该除法器DIV的输出与移相角计算器DCP的输入连接，移相角计算器DCP的输入与驱动信号的调制器PWM连接，最后调制器PWM输出双向AC-DC-DC单相变换器的开关器件驱动信号。

3.根据权利要求2所述的双向AC-DC-DC单相变换器，其特征在于：所述带通滤波器BP和陷波器Notch的频率均为100Hz。

4.根据权利要求2所述的双向AC-DC-DC单相变换器，其特征在于：所述带通滤波器的输出的参考值为“0”。