CN106330804A - 一种载波同步方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种载波同步方法，其特征在于，所述方法适用于多输入多输出正交频分复用MIMO‑OFDM系统，且所述MIMO‑OFDM系统的信道服从准静态分布，所述方法包括：获取接收天线接收到的相同子载波上的连续4个OFDM符号；根据所述连续4个OFDM符号确定载波频偏；补偿所述载波频偏以实现载波同步。本发明实施例中，根据所述连续4个OFDM符号确定载波频偏，不需要发送训练符号就可以获得载波频偏，提高了频谱效率。

Description

一种载波同步方法和装置

技术领域

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种载波同步方法和装置。

背景技术

正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)技术是一种物理层传输方法，具有很高的频谱效率和对抗多径衰落的能力。多输入多输出(Multiple-Input Multiple-Output,MIMO)技术在近年来得到工业界和学术界的广泛关注和研究，MIMO技术通过在接收端和发送端布置多根天线形成天线阵列，从而获得分集增益和复用增益，在不增加发送功率的情况下成倍地提高传输速率或是降低误比特率。将MIMO和OFDM两种技术相结合的MIMO-OFDM已经成为第四代移动通信的核心技术之一。

但是，MIMO-OFDM对载波同步具有很高的要求。载波同步过程中的同步误差不仅会造成接收符号的相位发生旋转、幅度发生衰减，还会导致载波间干扰(Inter-CarrierInterference,ICI)，使得接收机解调性能下降甚至不能正确解调。因此，为了实现MIMO-OFDM信号的完全同步，需要对同步误差进行校正。

载波频偏的补偿是同步误差校正中的一个重要部分。现有技术中，补偿载波频偏时，需要借助于信道中周期性传送的训练符号进行补偿。

在实现本发明的过程中，发明人发现现有技术中至少存在以下技术问题：

现有技术中，补偿载波频偏时，发送的训练符号需要占用系统的信道，导致数据传输速度降低，因此频谱效率不高。

【发明内容】

有鉴于此，本发明实施例提供了一种载波同步方法和装置，利用连续4个OFDM符号确定载波频偏，避免了发送训练符号所导致数据传输速度降低的问题。

第一方面，本发明实施例提供了一种载波同步方法，其中，所述方法适用于多输入多输出正交频分复用MIMO-OFDM系统，且所述MIMO-OFDM系统的信道服从准静态分布，所述方法包括：

获取接收天线接收到的每个子载波上的连续4个OFDM符号；

根据所述连续4个OFDM符号确定载波频偏；

补偿所述载波频偏以实现载波同步。

结合第一方面，本发明实时提供了第一方面的第一种可能的实现方式，其中，所述根据所述连续4个OFDM符号确定载波频偏，包括：

计算所述连续4个OFDM符号的代价函数；

将代价函数为最小值时的自变量取值确定为所述载波频偏。

结合第一方面第第一种可能的实现方式，本发明实施例提供了第一方面的第二种可能的实现方式，其中，所述代价函数具体为：

$J\left(\widehat{\mathrm{\ϵ}}\right)=\underset{r=1}{\overset{M_r}{\Σ}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}\left(\right|y_{r,m,n}{|}^2+|y_{r,m+1,n}{|}^2-|y_{r,m+2,n}{|}^2-\left|y_{r,m+3,n}{|}^2\right)$

其中，表示所述载波频偏，表示载波频偏的代价函数，M_r表示接收天线的总数目，N表示子载波的总数，y_r,m,n表示第r根接收天线在第n个子载波上接收的4个连续OFDM符号中的第一个OFDM符号的数据，y_r,m+1,n表示第r根接收天线在第n个子载波上接收的4个连续OFDM符号中的第二个OFDM符号的数据，y_r,m+2,n表示第r根接收天线在第n个子载波上接收的4个连续OFDM符号中的第三个OFDM符号的数据，y_r,m+3,n表示第r根接收天线在第n个子载波上接收的4个连续OFDM符号中的第四个OFDM符号的数据。

结合第一方面的第一种或者第二种可能的实现方式，本发明实施例提供了第一方面的第三种可能的实现方式，其中，所述代价函数为正弦曲线。

结合第一方面的第一种或者第二种可能的实现方式，本发明实施例提供了第一方面的第四种可能的实现方式，其中，所述代价函数的最小值大于或者等于0。

第二方面，本发明实施例提供了一种载波同步装置，其中，所述装置适用于多输入多输出正交频分复用MIMO-OFDM系统，且所述MIMO-OFDM系统的信道服从准静态分布，所述装置包括：

获取单元，用于获取接收天线接收到的每个子载波上的连续4个OFDM符号；

确定单元，用于根据所述连续4个OFDM符号确定载波频偏；

补偿单元，用于补偿所述载波频偏以实现载波同步。

本发明实施例中，获取接收天线接收到的每个子载波上的连续4个OFDM符号；根据所述连续4个OFDM符号确定载波频偏；补偿所述载波频偏以实现载波同步，从而实现了连续4个OFDM符号确定载波频偏，与现有技术相比，不需要发送训练符号，避免了发送训练符号所导致数据传输速度降低的问题，提高了频谱效率。

为使本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并配合所附附图，作详细说明如下。

【附图说明】

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。

图1示出了本发明实施例中提供的一种载波同步方法的流程示意图；

图2示出了本发明实施例中提供的一种代价函数的推导方法的流程示意图；

图3示出了本发明实施例中提供的一种包括2根发送天线的MIMO系统的结构示意图；

图4示出了本发明实施例中提供的一种代价函数的波形图；

图5示出了本发明实施例中提供的一种载波同步装置的结构示意图。

【具体实施方式】

为了更好的理解本发明的技术方案，下面结合附图对本发明实施例进行详细描述。

应当明确，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

在本发明实施例中使用的术语是仅仅出于描述特定实施例的目的，而非旨在限制本发明。在本发明实施例和所附权利要求书中所使用的单数形式的“一种”、“所述”和“该”也旨在包括多数形式，除非上下文清楚地表示其他含义。

应当理解，本文中使用的术语“和/或”仅仅是一种描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况。另外，本文中字符“/”，一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。

应当理解，尽管在本发明实施例中可能采用术语第一、第二、第三等来描述三极管，但这些三极管不应限于这些术语。这些术语仅用来将三极管彼此区分开。

取决于语境，如在此所使用的词语“如果”可以被解释成为“在……时”或“当……时”或“响应于确定”或“响应于检测”。类似地，取决于语境，短语“如果确定”或“如果检测(陈述的条件或事件)”可以被解释成为“当确定时”或“响应于确定”或“当检测(陈述的条件或事件)时”或“响应于检测(陈述的条件或事件)”。

实施例一

本发明实施例提供了一种载波同步方法，该方法适用于多输入多输出正交频分复用MIMO-OFDM系统，且该MIMO-OFDM系统的信道服从准静态分布，参见图1所示，其为本发明实施例提供的一种载波同步方法的流程示意图，该方法可以包括以下步骤：

步骤101、获取接收天线接收到的每个子载波上的连续4个OFDM符号。

其中，MIMO-OFDM系统具有多根发射天线和多根接收天线，形成天线阵列，以获得分集增益，在不增加发送功率的情况下成倍地提高传输速率。

其中，MIMO-OFDM系统的信道服从准静态分布是指信道随时间缓慢变化，则短时间内信道频率响应不变。本发明实施例中以信道频率响应在每个子载波上的四个连续的MIMO-OFDM持续时间内保持不变为例进行说明。

需要说明的是，需要传输的OFDM符号经过子载波被接收天线接收，每个子载波上都有不同的OFDM符号，例如，第一个子载波上的符号为符号1-4，第二个子载波上的符号为5-8等。

步骤102、根据上述连续4个OFDM符号确定载波频偏。

其中，在确定载波频偏时，首先计算上述连续4个OFDM符号的代价函数，将代价函数为最小值时的自变量取值确定为所述载波频偏。该代价函数具体为：

$J\left(\widehat{\mathrm{\ϵ}}\right)={\Σ}_{r=1}^{M_r}{\Σ}_{n=0}^{N-1}\left(\right|y_{r,m,n}{|}^2+|y_{r,m+1,n}{|}^2-|y_{r,m+2,n}{|}^2-\left|y_{r,m+3,n}{|}^2\right)---\left(1\right)$

其中，表示所述载波频偏，表示载波频偏的代价函数，M_r表示接收天线的总数目，N表示子载波的总数，y_r,m,n表示第r根接收天线在第n个子载波上接收的4个连续OFDM符号中的第一个OFDM符号的数据，y_r,m+1,n表示第r根接收天线在第n个子载波上接收的4个连续OFDM符号中的第二个OFDM符号的数据，y_r,m+2,n表示第r根接收天线在第n个子载波上接收的4个连续OFDM符号中的第三个OFDM符号的数据，y_r,m+3,n表示第r根接收天线在第n个子载波上接收的4个连续OFDM符号中的第四个OFDM符号的数据。

其中，该代价函数为正弦曲线，且该代价函数的最小值大于或者等于0。

步骤103、补偿上述载波频偏以实现载波同步。

确定载波频偏后，补偿该载波频偏，从而实现了载波同步误差中的载波频偏的校正。

本发明实施例中，获取接收天线接收到的每个子载波上的连续4个OFDM符号；根据所述连续4个OFDM符号确定载波频偏；补偿所述载波频偏以实现载波同步，从而实现了连续4个OFDM符号确定载波频偏，与现有技术相比，不需要发送训练符号，避免了发送训练符号所导致数据传输速度降低的问题，提高了频谱效率。

实施例二

下面结合具体的应用场景对实施例一中的代价函数的推导过程进行详细说明。请参见图2，其为本发明实施例提供的一种代价函数的推导方法的流程示意图，该方法可以包括：

步骤201、计算没有载波频偏误差的情况下，每个接收天线接收到的时域上的信号。

其中，MIMO-OFDM系统包含T根发送天线以及R根接收天线，MIMO-OFDM系统的信道服从准静态分布，则在指定时长内信道频率响应不变，由于每个接收天线都经历相同的载波频偏ε(实际载波频偏)，则在没有载波频偏误差的情况下，第r根接收天线接收到的第m个符号时的时域上的信号为：

$\begin{array}{c}{z}_r\left(m\right)=e^{{\mathrm{\θ}}_m}\underset{t=1}{\overset{M_T}{\Σ}}\mathrm{\Φ}\left(\mathrm{\ϵ}\right){\mathrm{WH}}_{t,r,m}{d}_t\left(m\right)+w_r\left(m\right)\\ r=1,2,\mathrm{...},M_R\end{array}---\left(2\right)$

其中，N是系统子载波个数，N_g是循环前缀的长度，W表示反离散傅立叶变换(Inverse Discrete Fourier Transform,IDFT)矩阵，d_t(m)表示第t根发送天线发送的信号，H_t,r,m表示第t根发送天线于第r根接收天线之间的频率响应。W_r(m)为第r根接收天线在接收第m个符号时所产生的时域上的噪声信号。其中d_t(m)和H_t,r,m的计算公式如下：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_t\left(m\right)={\[d_{t,m,0},d_{t,m,1},\mathrm{...},d_{t,m,N-1}\]}^T\\ H_{t,r,m}=diag\{H_{t,r,m,0},H_{t,r,m,1},\mathrm{...},H_{t,r,m,N-1}\}\end{array}\right.---\left(3\right)$

将公式(3)带入到公式(1)中，可以得知每根接收天线接收到的信号是所有发送天线发送信号的叠加。

步骤202、将上述时域上的信号转换为频域上的信号。

通过对上述时域上的信号进行快速傅里叶变换，将上述时域上的信号转换为频域上的信号(经过载波频偏补偿)，该信号可以通过以下公式获得：

$\begin{array}{c}{y}_r\left(m\right)=W^H\mathrm{\Φ}(-\widehat{\mathrm{\ϵ}})z_r\left(m\right)=\\ e^{{\mathrm{\θ}}_m}\underset{t=1}{\overset{M_T}{\Σ}}{W}^H\mathrm{\Φ}(\mathrm{\ϵ}-\widehat{\mathrm{\ϵ}}){\mathrm{WH}}_{t,r,m}{d}_t\left(m\right)+v_r\left(m\right)\\ r=1,2,\mathrm{...},M_R\end{array}---\left(4\right)$

其中，载波频偏误差等于实际载波频偏与计算出的载波频偏的差值，当载波频偏被完全补偿，也就是时，公式(4)可以简化为：

$y_r\left(m\right)={\mathrm{\Σ}}_{t=1}^{M_T}{H}_{t,r,m}{d}_t\left(m\right)+V_r\left(m\right),r=1,2,\mathrm{...},M_R---\left(5\right)$

其中，公式(5)为当载波频偏被完全补偿时的y_r(m)的向量表达式，H_t,r,m表示在发送第m个OFDM符号时，第t根发送天线与第r根接收天线之间的信道在第n个子载波上的频率响应。V_r(m)为第r根接收天线在接收第m个符号时所产生的频域上的噪声信号。由公式(5)可以推导出当载波频偏被完全补偿时的y_r(m)的标量表达式：

$y_{r,m,n}={\mathrm{\Σ}}_{t=1}^{M_T}{H}_{t,r,m}{d}_{t,r,m,n}+V_{r,m,n},r=1,2,\mathrm{...},M_R---\left(6\right)$

步骤203、获取接收天线接收到的每个子载波上的连续4个OFDM符号。

本发明实施例中，以MIMO系统中包括2根发送天线为例进行说明，请参见图3，其为本发明实施例提供的一种包括2根发送天线的MIMO系统的结构示意图，其中，包括发送天线T×1、发送天线T×2以及接收天线R×，其中，MIMO系统采用空时编码，则第n个子载波上的4个连续OFDM符号可以表示为如下的数据阵列：

$\left[\begin{array}{cccc}{d}_{1,m,n}& -d_{2,m,n}^{*}& d_{1,m+1,n}& -d_{2,m+1,n}^{*}\\ d_{2,m,n}& d_{1,m,n}^{*}& d_{2,m+1,n}& d_{1,m+1,n}^{*}\end{array}\right]$

阵列1

需要说明的是，上述阵列1中第一行为第一根发送天线T×1上的第n个子载波上的4个连续的符号，第二行为第二根发送天线T×2上的第n个子载波上的4个连续的符号，d_1,m,n表示第一根发送天线T×1的第n个子载波上的第m个符号(4个连续符号中的第一个符号)，d_2,m,n表示第二根发送天线T×2的第n个子载波上的第m个符号(4个连续符号中的第一个符号)，表示第一根发送天线T×1的第n个子载波上的第m+1个(4个连续符号中的第二个符号)，第二根发送天线T×2的第n个子载波上的第m+1个(4个连续符号中的第二个符号)，d_1,m+1,n、d_1,m+1,n分别表示第一根发送天线T×1和第二根发送天线T×2的第n个子载波上的第m+2个符号(4个连续符号中的第三个符号)，和分别表示第一根发送天线T×1和第二根发送天线T×2的第n个子载波上的第m+3个符号(4个连续符号中的第四个符号)。

需要说明的是，当采用空时编码时，第一根发送天线的第n个子载波上的第(m+1)个符号是第二根发送天线的第n个子载波上的第m个符号的共轭函数的负值，因此，上述阵列中，第一根发送天线的第n个子载波上的第m+1个(4个连续符号中的第二个符号)为

当MIMO系统服从准静态分布，则信道频率响应在4个连续的符号持续时间内都保持不变，忽略噪声的影响后，第r根接收天线的第n个子载波上的4个连续的符号对应的数据可以表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{y}_{r,m,n}=H_{1,r,m,n}{d}_{1,m,n}+H_{2,r,m,n}{d}_{2,m,n}\\ y_{r,m+1,n}=-H_{1,r,m,n}{d}_{2,m,n}^{*}+H_{2,r,m,n}{d}_{1,m,n}^{*}\\ y_{r,m+2,n}=H_{1,r,m,n}{d}_{1,m+1,n}+H_{2,r,m,n}{d}_{2,m+1,n}\\ y_{r,m+3,n}=-H_{1,r,m,n}{d}_{2,m+1,n}^{*}+H_{2,r,m,n}{d}_{1,m+1,n}^{*}\end{array}\right.---\left(7\right)$

需要说明的是，公式(7)即为将阵列1中的数据代入到公式(6)后得到的。

步骤204、根据上述连续4个OFDM符号，确定代价函数。

获取到第r根接收天线的第n个子载波上的4个连续的符号对应的数据后，对公式(7)两边取绝对值的平方，然后前两项相加，后两项相加(一共为4项)，消去干扰项后得到如下的表达式：

$\{\begin{array}{c}|y_{r,m,n}{|}^2+|y_{r,m+1,n}{|}^2=2|H_{1,r,m,n}{|}^2+2|H_{2,r,m,n}{|}^2\\ |y_{r,m+2,n}{|}^2+|y_{r,m+3,n}{|}^2=2|H_{1,r,m,n}{|}^2+2|H_{2,r,m,n}{|}^2\end{array}---\left(8\right)$

需要说明的是，当载波频偏被正确补偿时，公式(8)成立。则根据公式(8)可以得到代价函数：

$J\left(\widehat{\mathrm{\ϵ}}\right)={\mathrm{\Σ}}_{r=1}^{M_r}{\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{N-1}\left(\right|y_{r,m,n}{|}^2+|y_{r,m+1,n}{|}^2-|y_{r,m+2,n}{|}^2-\left|y_{r,m+3,n}{|}^2\right)---\left(1\right)$

其中，表示所述载波频偏，表示载波频偏的代价函数，M_r表示接收天线的总数目，N表示子载波的总数，y_r,m,n表示第r根接收天线在第n个子载波上接收的4个连续OFDM符号中的第一个OFDM符号的数据，y_r，m+1，n表示第r根接收天线在第n个子载波上接收的4个连续OFDM符号中的第二个OFDM符号的数据，y_r,m+2,n表示第r根接收天线在第n个子载波上接收的4个连续OFDM符号中的第三个OFDM符号的数据，y_r,m+3,n表示第r根接收天线在第n个子载波上接收的4个连续OFDM符号中的第四个OFDM符号的数据。

需要说明的是，当|y_r，m，n|²+|y_r，m+1，n|²-|y_r，m+2，n|²-|y_r，m+3，n|²＝0时，说明不存在载波频偏误差，即实际载波频偏ε与补偿的载波频偏相等，当|y_r，m，n|²+|y_r，m+1，n|²-|y_r，m+2，n|²-|y_r，m+3，n|²取最小值时，最小，补偿的载波频偏与实际载波频偏ε越相近。将公式(4)中的yr(m)的算法代入到公式(1)中，获取关于补偿的载波频偏的代价函数，该代价函数为关于补偿的载波频偏的正弦曲线，且，该代价函数的最小值大于或者等于0.

如图4所示，其为本发明实施例提供的一种代价函数的波形图，其横坐标为纵坐标为代价函数的值，由图4可知，当时，代价函数取得最小值，即当时，补偿的载波频偏与实际的载波频偏最为接近，因此，需要补偿的载波频偏为0.15。

进一步的，本发明实施例中给出了根据公式(1)计算的均值和均方差的方法。当存在噪声，且在信噪比较高的情况下，的均值和均方差可以近似为：

$E\left\{\widehat{\mathrm{\ϵ}}\right\}\≅\mathrm{\ϵ}-\frac{F\left\{J^{\′}\left(\mathrm{\ϵ}\right)\right\}}{E\left\{J^{\′\′}\left(\mathrm{\ϵ}\right)\right\}},MSE\left\{\widehat{\mathrm{\ϵ}}\right\}\≅\frac{E\left\{{\[J^{\′}\left(\mathrm{\ϵ}\right)\]}^2\right\}}{{\[E\left\{J^{\′\′}\left(\mathrm{\ϵ}\right)\right\}\]}^2}---\left(9\right)$

其中表示载波频偏的代价函数，表示的均值，表示的均方差，J′(ε)和J″(ε)分别表示代价函数对载波频偏的一阶导数和二阶导数在处的取值。经过多步数学推导后，可以得出因此公式(1)中计算载波频偏的方法是正确的。

根据公式(1)以及公式(9)可以得到载波频偏的均方差的计算公式：

$MSE\left\{\widehat{\mathrm{\ϵ}}\right\}\≅\frac{{\mathrm{\σ}}_n^2\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}\left\{\frac{N^4}{9}\right|H_k{|}^6+\frac{7N^2}{3}\underset{k\≠k^{\′}}{\Σ}{\sin }^2\frac{(k-k^{\′})\mathrm{\π}}{N}\left|H_k{|}^4\right|H_{k^{\′}}{|}^2\}}{6{\mathrm{\π}}^2{\mathrm{\σ}}_d^2\left\{\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}\underset{k^{\′}\≠k}{\Σ}\frac{|H_k{H}_{k^{\′}}{|}^2}{{\sin }^2\frac{(k-k^{\′})\mathrm{\π}}{N}}\right\}}---\left(10\right)$

如果信道经历平坦衰落，并且子载波总数N足够大，公式(10)可以简化成：

$MSE\left\{\widehat{\mathrm{\ϵ}}\right\}\≅\frac{4}{3{\mathrm{\π}}^2\·SNR\·N\·|H{|}^2}---\left(11\right)$

从公式(11)可以得知，载波频偏的均方差与信道频率响应的幅值、子载波数N和信噪比成反比。

在计算载波频偏过程中，当载波频偏的均方差越小，则计算的载波频偏与实际的载波频偏越接近，根据公式(11)，可以得知，载波频偏的均方差与信道频率响应的幅值、子载波数N和信噪比成反比，信道频率响应的幅值、子载波数N以及信噪比中有一个值越大，则载波频偏的均方差越小，计算出的载波频偏与实际的载波频偏越接近。

本发明实施例中，获取接收天线接收到的每个子载波上的连续4个OFDM符号；根据所述连续4个OFDM符号确定载波频偏；补偿所述载波频偏以实现载波同步，从而实现了连续4个OFDM符号确定载波频偏，与现有技术相比，不需要发送训练符号，避免了发送训练符号所导致数据传输速度降低的问题，提高了频谱效率。

实施例三

本发明实施例提供了一种载波同步装置，请参见图5，其为本发明实施例提供的一种载波同步装置的结构示意图，该装置适用于多输入多输出正交频分复用MIMO-OFDM系统，且所述MIMO-OFDM系统的信道服从准静态分布，所述装置包括：

获取单元51，用于获取接收天线接收到的每个子载波上的连续4个OFDM符号；

确定单元52，用于根据所述连续4个OFDM符号确定载波频偏；

补偿单元53，用于补偿所述载波频偏以实现载波同步。

其中，确定单元52，具体用于

计算所述连续4个OFDM符号的代价函数；

将代价函数为最小值时的自变量取值确定为所述载波频偏。

其中，所述代价函数具体为：

$J\left(\widehat{\mathrm{\ϵ}}\right)=\underset{r=1}{\overset{M_r}{\Σ}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}\left(\right|y_{r,m,n}{|}^2+|y_{r,m+1,n}{|}^2-|y_{r,m+2,n}{|}^2-\left|y_{r,m+3,n}{|}^2\right)$

其中，表示所述载波频偏，表示载波频偏的代价函数，M_r表示接收天线的总数目，N表示子载波的总数，y_r,m,n表示第r根接收天线在第n个子载波上接收的4个连续OFDM符号中的第一个OFDM符号的数据，y_r,m+1,n表示第r根接收天线在第n个子载波上接收的4个连续OFDM符号中的第二个OFDM符号的数据，y_r,m+2,n表示第r根接收天线在第n个子载波上接收的4个连续OFDM符号中的第三个OFDM符号的数据，y_r,m+3,n表示第r根接收天线在第n个子载波上接收的4个连续OFDM符号中的第四个OFDM符号的数据。

其中，所述代价函数为正弦曲线。

其中，所述代价函数的最小值大于或者等于0。

本发明实施例中，获取接收天线接收到的每个子载波上的连续4个OFDM符号；根据所述连续4个OFDM符号确定载波频偏；补偿所述载波频偏以实现载波同步，从而实现了连续4个OFDM符号确定载波频偏，与现有技术相比，不需要发送训练符号，避免了发送训练符号所导致数据传输速度降低的问题，提高了频谱效率。

在本发明所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的电子设备和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的终端实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如，多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。

所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。

另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用硬件加软件功能单元的形式实现。

上述以软件功能单元的形式实现的集成的单元，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。上述软件功能单元存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机装置(可以是个人计算机，服务器，或者网络装置等)或处理器(Processor)执行本发明各个实施例所述方法的部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(Read-Only Memory，ROM)、随机存取存储器(Random Access Memory，RAM)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明保护的范围之内。

Claims (10)

1.一种载波同步方法，其特征在于，所述方法适用于多输入多输出正交频分复用MIMO-OFDM系统，且所述MIMO-OFDM系统的信道服从准静态分布，所述方法包括：

获取接收天线接收到的每个子载波上的连续4个OFDM符号；

根据所述连续4个OFDM符号确定载波频偏；

补偿所述载波频偏以实现载波同步。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述连续4个OFDM符号确定载波频偏，包括：

计算所述连续4个OFDM符号的代价函数；

将代价函数为最小值时的自变量取值确定为所述载波频偏。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述代价函数具体为：

$J\left(\widehat{\mathrm{\ϵ}}\right)=\underset{r=1}{\overset{M_r}{\Σ}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}\left(\right|y_{r,m,n}{|}^2+|y_{r,m+1,n}{|}^2-|y_{r,m+2,n}{|}^2-\left|y_{r,m+3,n}{|}^2\right)$

其中，表示所述载波频偏，表示载波频偏的代价函数，M_r表示接收天线的总数目，N表示子载波的总数，y_r,m,n表示第r根接收天线在第n个子载波上接收的4个连续OFDM符号中的第一个OFDM符号的数据，y_r,m+1,n表示第r根接收天线在第n个子载波上接收的4个连续OFDM符号中的第二个OFDM符号的数据，y_r,m+2,n表示第r根接收天线在第n个子载波上接收的4个连续OFDM符号中的第三个OFDM符号的数据，y_r,m+3,n表示第r根接收天线在第n个子载波上接收的4个连续OFDM符号中的第四个OFDM符号的数据。

4.根据权利要求2或3所述的方法，其特征在于，所述代价函数为正弦曲线。

5.根据权利要求2或3所述的方法，其特征在于，所述代价函数的最小值大于或者等于0。

6.一种载波同步装置，其特征在于，所述装置适用于多输入多输出正交频分复用MIMO-OFDM系统，且所述MIMO-OFDM系统的信道服从准静态分布，所述装置包括：

获取单元，用于获取接收天线接收到的每个子载波上的连续4个OFDM符号；

确定单元，用于根据所述连续4个OFDM符号确定载波频偏；

补偿单元，用于补偿所述载波频偏以实现载波同步。

7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述确定单元，具体用于

计算所述连续4个OFDM符号的代价函数；

将代价函数为最小值时的自变量取值确定为所述载波频偏。

8.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述代价函数具体为：

$J\left(\widehat{\mathrm{\ϵ}}\right)=\underset{r=1}{\overset{M_r}{\Σ}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}\left(\right|y_{r,m,n}{|}^2+|y_{r,m+1,n}{|}^2-|y_{r,m+2,n}{|}^2-\left|y_{r,m+3,n}{|}^2\right)$

其中，表示所述载波频偏，表示载波频偏的代价函数，M_r表示接收天线的总数目，N表示子载波的总数，y_r,m,n表示第r根接收天线在第n个子载波上接收的4个连续OFDM符号中的第一个OFDM符号的数据，y_r,m+1,n表示第r根接收天线在第n个子载波上接收的4个连续OFDM符号中的第二个OFDM符号的数据，y_r,m+2,n表示第r根接收天线在第n个子载波上接收的4个连续OFDM符号中的第三个OFDM符号的数据，y_r,m+3,n表示第r根接收天线在第n个子载波上接收的4个连续OFDM符号中的第四个OFDM符号的数据。

9.根据权利要求7或8所述的装置，其特征在于，所述代价函数为正弦曲线。

10.根据权利要求7或8所述的装置，其特征在于，所述代价函数的最小值大于或者等于0。