CN106330790A - 一种载波频率的估算方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明实施例提供了一种载波频率的估算方法和装置，所述方法包括：根据非线性调制信号的第一载波频率，对所述非线性调制信号对应的数字信号的频谱进行混频处理，得到所述数字信号的基带信号，以作为第一基带信号；根据所述第一基带信号，获得第一载波偏频；根据所述第一载波频率和所述第一载波偏频，获得所述非线性调制信号的第二载波频率，本发明实施例可以提高获得的非线性调制信号的载波频率的准确性。

Description

一种载波频率的估算方法和装置

技术领域

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种载波频率的估算方法和装置。

背景技术

非协作通信中，在对非线性调制信号进行解调时，需要获知相对准确的该非线性调制信号的载波频率，否则在对该非线性调制信号进行解调时会导致解调失败。

在现有技术中，通常采用频率居中法来获得调制信号的载波频率，并使用获得载波频率对非线性调制信号进行解调。

在实现本发明的过程中，发明人发现现有技术至少存在如下问题：

现有技术中没有考虑非线性调制信号的载波偏频对载波频率的影响，进而导致通过现有技术获得的非线性调制信号的载波频率准确性较低。

发明内容

本发明实施例提供一种载波频率的估算方法和装置，用以提高获得的非线性调制信号的载波频率的准确性。

第一方面，本发明实施例提供了一种载波频率的估算方法，所述方法包括：

根据非线性调制信号的第一载波频率，对所述非线性调制信号对应的数字信号的频谱进行混频处理，得到所述数字信号的基带信号，以作为第一基带信号；

根据所述第一基带信号，获得第一载波偏频；

根据所述第一载波频率和所述第一载波偏频，获得所述非线性调制信号的第二载波频率。

如上所述的方面和任一可能的实现方式，进一步提供一种实现方式，所述根据非线性调制信号的第一载波频率，对所述非线性调制信号对应的数字信号的频谱进行混频处理，得到所述数字信号的基带信号，包括：

利用如下公式对所述非线性调制信号对应的数字信号的频谱进行混频处理，得到所述第一基带信号：

其中，s1(n)为所述第一基带信号，A为所述数字信号的频谱的幅度，j²＝-1，j为虚数单位，Δf1为所述第一载波频率和预设载波频率的差值，为所述非线性调制信号的相位响应，T_s为数字信号的频谱的采样周期，n为所述功率谱的自变量，n的取值范围为自然数，a为非线性调制信号的调制阶数进制的符号序列的集合，为所述非线性调制信号的载波相位偏差，为所述第一基带信号的载波相位偏差。

如上所述的方面和任一可能的实现方式，进一步提供一种实现方式，所述根据所述第一基带信号，获得第一载波偏频，包括：

根据所述第一基带信号，获得所述第一基带信号的瞬时频率；

根据所述第一基带信号的瞬时频率，获得所述第一载波偏频。

如上所述的方面和任一可能的实现方式，进一步提供一种实现方式，所述根据所述第一基带信号的瞬时频率，获得所述第一载波偏频，包括：

利用如下公式获得所述第一载波偏频：

$f_{inst}\left(t\right)=2{\mathrm{\πh\Σ}}_{k=-\mathrm{\∞}}^n{a}_{k}g(t-kT)+2\mathrm{\π}\mathrm{\Δ}f2;$

其中，f_inst(t)为所述第一基带信号的瞬时频率，h为调制指数，a_k为非线性调制信号的调制阶数进制的符号序列，a_k∈{±1,±3,…,±(M-1)}，M为调制阶数，g(t-kT)为所述第一基带信号的瞬时频率的成型脉冲，t为时间变量，nT≤t≤(n+1)T，T为符号速率，n为所述功率谱的自变量，n的取值范围为自然数，Δf2为第一载波偏频。

如上所述的方面和任一可能的实现方式，进一步提供一种实现方式，所述根据所述第一载波频率和所述第一载波偏频，获得所述非线性调制信号的第二载波频率，包括：

获得所述第一载波频率和所述第一载波偏频之和，以作为所述非线性调制信号的第二载波频率。

如上所述的方面和任一可能的实现方式，进一步提供一种实现方式，所述根据所述第一载波频率和所述第一载波偏频，获得所述非线性调制信号的第二载波频率，包括：

根据所述第一基带信号的瞬时频率，获取所述非线性调制信号的符号速率；

根据所述第一载波频率、所述第一载波偏频和所述符号速率，获得所述非线性调制信号的第二载波频率。

如上所述的方面和任一可能的实现方式，进一步提供一种实现方式，所述根据所述第一载波频率、所述第一载波偏频和所述符号速率，获得所述非线性调制信号的第二载波频率，包括：

根据所述符号速率，对所述第一基带信号进行采样抽取，获得所述数字信号的第二基带信号；

根据所述第二基带信号、所述第一载波偏频和所述符号速率，获得所述第二基带信号的代价函数；

根据所述代价函数，获得第二载波偏频；

获得所述载波频率、所述第一载波偏频和所述第二载波偏频之和，以作为所述非线性调制信号的第二载波频率。

如上所述的方面和任一可能的实现方式，进一步提供一种实现方式，所述根据所述第二基带信号、所述第一载波偏频和所述符号速率，获得所述第二基带信号的代价函数，包括：

利用如下公式获得所述第二基带信号的代价函数：

J_C(g,α,β)＝|r_C(g,α)|²+|r_C(g,β)|²；

其中，J_C(g,α,β)为所述第二基带信号的代价函数；

$r_C(g,\mathrm{\α})=\frac{1}{C}{\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{C-1}\frac{s2{\left(n\right)}^g}{|s2\left(n\right){|}^g}{e}^{-j2\mathrm{\π}\mathrm{\α}n},\mathrm{\α}>0;$

$r_C(g,\mathrm{\&beta;})=\frac{1}{N}{\mathrm{\&Sigma;}}_{k=0}^{C-1}\frac{s2{\left(n\right)}^g}{|s2\left(n\right){|}^g}{e}^{-j2\mathrm{\&pi;}\mathrm{\&beta;}n},\mathrm{\&beta;}<0;$

g、α和β均为自变量，α的自变量取值是根据所述符号速率和所述第一载波偏频确定的，s2(n)为所述第二基带信号，C为s2(n)的观测长度，n为所述功率谱的自变量，n的取值范围为自然数，j²＝-1，j为虚数单位。

如上所述的方面和任一可能的实现方式，进一步提供一种实现方式，所述根据所述代价函数，获得第二载波偏频，包括：

根据所述代价函数，获取所述代价函数为最大值时的自变量g、自变量α和自变量β；

根据所述代价函数为最大值时的自变量g、自变量α和自变量β，获得所述第二载波偏频。

在本发明实施例中，根据所述第一载波频率和所述第一载波偏频，获得所述非线性调制信号的第二载波频率。在本发明实施例中，考虑到载波偏频对载波频率的影响，在获得非线性调制信号的第一载波频率后，还获得了第一载波频率，并通过第一载波频率和第一载波偏频来获得非线性调制信号的第二载波频率，使用了第一载波偏频对载波频率进行调整，以降低载波偏频对载波频率的影响后得到的，因此本发明实施例中提高了获得的载波频率的准确性。

另一方面，本发明实施例还提供了一种载波频率的估算装置，所述装置包括：

混频单元，用于根据非线性调制信号的第一载波频率，对所述非线性调制信号对应的数字信号的频谱进行混频处理，得到所述数字信号的基带信号，以作为第一基带信号；

获取单元，用于根据所述第一基带信号，获得第一载波偏频；

计算单元，用于根据所述第一载波频率和所述第一载波偏频，获得所述非线性调制信号的第二载波频率。

如上所述的方面和任一可能的实现方式，进一步提供一种实现方式，所述混频单元，具体用于：

利用如下公式对所述非线性调制信号对应的数字信号的频谱进行混频处理，得到所述第一基带信号：

其中，s1(n)为所述第一基带信号，A为所述数字信号的频谱的幅度，j²＝-1，j为虚数单位，Δf1为所述第一载波频率和预设载波频率的差值，为所述非线性调制信号的相位响应，T_s为数字信号的频谱的采样周期，n为所述功率谱的自变量，n的取值范围为自然数，a为非线性调制信号的调制阶数进制的符号序列的集合，为所述非线性调制信号的载波相位偏差，为所述第一基带信号的载波相位偏差。

如上所述的方面和任一可能的实现方式，进一步提供一种实现方式，所述获取单元，具体用于：

根据所述第一基带信号，获得所述第一基带信号的瞬时频率；

根据所述第一基带信号的瞬时频率，获得所述第一载波偏频。

如上所述的方面和任一可能的实现方式，进一步提供一种实现方式，在所述获取单元用于根据所述第一基带信号的瞬时频率，获得所述第一载波偏频时，具体用于：

利用如下公式获得所述第一载波偏频：

$f_{inst}\left(t\right)=2{\mathrm{\&pi;h\&Sigma;}}_{k=-\mathrm{\&infin;}}^n{a}_{k}g(t-kT)+2\mathrm{\&pi;}\mathrm{\&Delta;}f2;$

其中，f_inst(t)为所述第一基带信号的瞬时频率，h为调制指数，a_k为非线性调制信号的调制阶数进制的符号序列，a_k∈{±1,±3,…,±(M-1)}，M为调制阶数，g(t-kT)为所述第一基带信号的瞬时频率的成型脉冲，t为时间变量，nT≤t≤(n+1)T，T为符号速率，n为所述功率谱的自变量，n的取值范围为自然数，Δf2为第一载波偏频。

如上所述的方面和任一可能的实现方式，进一步提供一种实现方式，所述计算单元，具体用于：

获得所述第一载波频率和所述第一载波偏频之和，以作为所述非线性调制信号的第二载波频率。

如上所述的方面和任一可能的实现方式，进一步提供一种实现方式，所述计算单元，具体用于：

根据所述第一基带信号的瞬时频率，获取所述非线性调制信号的符号速率；

根据所述第一载波频率、所述第一载波偏频和所述符号速率，获得所述非线性调制信号的第二载波频率。

如上所述的方面和任一可能的实现方式，进一步提供一种实现方式，所述计算单元用于根据所述第一载波频率、所述第一载波偏频和所述符号速率，获得所述非线性调制信号的第二载波频率时，具体用于：

根据所述符号速率，对所述第一基带信号进行采样抽取，获得所述数字信号的第二基带信号；

根据所述第二基带信号、所述第一载波偏频和所述符号速率，获得所述第二基带信号的代价函数；

根据所述代价函数，获得第二载波偏频；

获得所述载波频率、所述第一载波偏频和所述第二载波偏频之和，以作为所述非线性调制信号的第二载波频率。

如上所述的方面和任一可能的实现方式，进一步提供一种实现方式，所述计算单元用于根据所述第二基带信号、所述第一载波偏频和所述符号速率，获得所述第二基带信号的代价函数时，具体用于：

利用如下公式获得所述第二基带信号的代价函数：

J_C(g,α,β)＝|r_C(g,α)|²+|r_C(g,β)|²；

其中，J_C(g,α,β)为所述第二基带信号的代价函数；

$r_C(g,\mathrm{\&alpha;})=\frac{1}{C}{\mathrm{\&Sigma;}}_{n=0}^{C-1}\frac{s2{\left(n\right)}^g}{|s2\left(n\right){|}^g}{e}^{-j2\mathrm{\&pi;}\mathrm{\&alpha;}n},\mathrm{\&alpha;}>0;$

$r_C(g,\mathrm{\&beta;})=\frac{1}{N}{\mathrm{\&Sigma;}}_{k=0}^{C-1}\frac{s2{\left(n\right)}^g}{|s2\left(n\right){|}^g}{e}^{-j2\mathrm{\&pi;}\mathrm{\&beta;}n},\mathrm{\&beta;}<0;$

g、α和β均为自变量，α的自变量取值是根据所述符号速率和所述第一载波偏频确定的，s2(n)为所述第二基带信号，C为s2(n)的观测长度，n为所述功率谱的自变量，n的取值范围为自然数，j²＝-1，j为虚数单位。

如上所述的方面和任一可能的实现方式，进一步提供一种实现方式，所述计算单元用于根据所述代价函数，获得第二载波偏频时，具体用于：

根据所述代价函数，获取所述代价函数为最大值时的自变量g，自变量α和自变量β；

根据所述代价函数为最大值时的自变量g，自变量α和自变量β，获得所述第二载波偏频。

在本发明实施例中，计算单元根据所述第一载波频率和所述第一载波偏频，获得所述非线性调制信号的第二载波频率。在本发明实施例中，考虑到载波偏频对载波频率的影响，在获得非线性调制信号的第一载波频率后，还获得了第一载波频率，并通过第一载波频率和第一载波偏频来获得非线性调制信号的第二载波频率，使用了第一载波偏频对载波频率进行调整，以降低载波偏频对载波频率的影响后得到的，因此本发明实施例中提高了获得的载波频率的准确性。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例一中提出的一种载波频率的估算方法流程示意图；

图2为本发明实施例二中提出的一种针对步骤101的方法流程示意图；

图3为本发明实施例四中提出的一种载波频率的估算装置的结构示意图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

实施例一

本发明实施例一提出了一种载波频率的估算方法，具体如图1所示，所述方法可以包括以下步骤：

101、根据非线性调制信号的第一载波频率，对所述非线性调制信号对应的数字信号的频谱进行混频处理，得到所述数字信号的基带信号，以作为第一基带信号。

具体的，获得的非线性调制信号的第一载波频率可以是通过频率居中法直接获得，或者，也可以是在对非线性调制信号的功率谱进行平滑处理后，通过频率居中法获得。其中，通过对非线性调制信号的功率谱进行平滑处理后得到的第一载波频率消除了信噪对功率谱两端的影响，使得幅度值不会明显增加，进而使获得的第一载波频率的准确性更高，具体通过何种方式获得第一载波频率根据实际需求确定。

在获得非线性调制信号的第一载波频率后，数字信号的基带信号中残留有一定的载波偏频，并且，基带信号中残留的载波偏频会对第一载波频率的准确性产生影响，致使获得的第一载波频率的准确性不高，因此，需要获得数字信号的基带信号，以获得基带信号中残留的载波偏频来消除载波偏频对载波频率的影响。

其中，非线性调制信号包括CPM(Continue Phase Modulation，连续相位调制)信号等，CPM是一种相位连续、包络恒定的非线性调制方式，信号通过CPM方式进行调制后就得到了CPM信号，CPM信号包括第二代数字移动通信系统中采用的GMSK(Gaussian FilteredMinimum Shift Keying，高斯最小频移键控)信号等。

举例说明，根据非线性调制信号的第一载波频率，对所述非线性调制信号对应的数字信号的频谱进行混频处理，得到所述数字信号的基带信号的实现方法可以包括：

利用如下公式对所述非线性调制信号对应的数字信号的频谱进行混频处理，得到所述第一基带信号：

其中，s1(n)为所述第一基带信号，A为所述数字信号的频谱的幅度，j²＝-1，j为虚数单位，Δf1为所述第一载波频率和预设载波频率的差值，为所述非线性调制信号的相位响应，T_s为数字信号的频谱的采样周期，n为所述功率谱的自变量，n的取值范围为自然数，a为非线性调制信号的调制阶数进制的符号序列的集合，为所述非线性调制信号的载波相位偏差，为所述第一基带信号的载波相位偏差，exp表示混频处理。

102、根据所述第一基带信号，获得第一载波偏频。

103、根据所述第一载波频率和所述第一载波偏频，获得所述非线性调制信号的第二载波频率。

在本发明实施例中，根据所述第一载波频率和所述第一载波偏频，获得所述非线性调制信号的第二载波频率。在本发明实施例中，考虑到载波偏频对载波频率的影响，在获得非线性调制信号的第一载波频率后，还获得了第一载波频率，并通过第一载波频率和第一载波偏频来获得非线性调制信号的第二载波频率，由于得到的第二载波偏频是消除了载波偏频对载波频率的影响后得到的，因此本发明实施例提高了获得的载波频率的准确性。

实施例二

本发明实施例二提出了一种针对步骤102实现方法，具体如图2所示，该方法包括以下步骤：

201、根据所述第一基带信号，获得所述第一基带信号的瞬时频率。

具体的，第一基带信号的瞬时频率是通过对第一基带信号的时域连续信号进行求导得到的。

202、根据所述第一基带信号的瞬时频率，获得所述第一载波偏频。

所述根据所述第一基带信号的瞬时频率，获得所述第一载波偏频，包括：

利用如下公式获得所述第一载波偏频：

$f_{inst}\left(t\right)=2{\mathrm{\&pi;h\&Sigma;}}_{k=-\mathrm{\&infin;}}^n{a}_{k}g(t-kT)+2\mathrm{\&pi;}\mathrm{\&Delta;}f2;$

其中，f_inst(t)为所述第一基带信号的瞬时频率，h为调制指数，a_k为非线性调制信号的调制阶数进制的符号序列，a_k∈{±1,±3,…,±(M-1)}，M为调制阶数，g(t-kT)为所述第一基带信号的瞬时频率的成型脉冲，t为时间变量，nT≤t≤(n+1)T，T为符号速率，n为所述功率谱的自变量，n的取值范围为自然数，Δf2为第一载波偏频。

实施例三

本发明实施例三提供了针对步骤103的实现方式，根据需要的第二载波频率的准确性高低的不同，根据所述第一载波频率和所述第一载波偏频，获得所述非线性调制信号的第二载波频率的方式包括以下两种：

方式一：

获得所述第一载波频率和所述第一载波偏频之和，以作为所述非线性调制信号的第二载波频率。

具体的，由于第一载波偏频对第一载波频率的影响最大，在获得第一载波频率和第一载波偏频后，可以得到准确性相对较高的第二载波频率，并将第二载波频率作为非线性调制信号的载波频率，由于得到的第二载波频率是通过第一载波偏频对第一载波频率进行校正后得到的，因此相对于现有技术中获得载波频率准确度较高。

方式二：

根据所述第一基带信号的瞬时频率，获取所述非线性调制信号的符号速率；然后，根据所述第一载波频率、所述第一载波偏频和所述符号速率，获得所述非线性调制信号的第二载波频率。

具体的，在得到第一基带的瞬时频率后，忽略第一载波偏频对瞬时频率的影响，即然后获得瞬时频率二次方的统计期望值，然后再对瞬时频率二次方的统计期望值进行快速傅里叶变换得到瞬时频率的二次方谱，通过分析瞬时频率的二次方谱的谱线间距来确定符合速率。

举例说明，所述根据所述第一载波频率、所述第一载波偏频和所述符号速率，获得所述非线性调制信号的第二载波频率的方法可以包括：

根据所述符号速率，对所述第一基带信号进行采样抽取，获得所述数字信号的第二基带信号；

根据所述第二基带信号、所述第一载波偏频和所述符号速率，获得所述第二基带信号的代价函数；

根据所述代价函数，获得第二载波偏频；

获得所述载波频率、所述第一载波偏频和所述第二载波偏频之和，以作为所述非线性调制信号的第二载波频率。

具体的，由于数字信号的基带信号中还残留了少量的载波偏频，为了得到的第二载波频率更加准确，需要消除该少量的载波偏频(第二载波偏频)对第一载波频率的影响，同时，由于第二载波偏频相对于第一载波偏频来说对非线性载波频率的影响要小，并且为了降低计算量需要对第一基带信号进行采样抽取，并且在进行采样抽取时，按照符号速率进行采样抽取。在对第一基带信号进行采样抽取后，可以获得第二基带信号，由于第二基带信号中同样残留了部分载波偏频，在获得第二基带中残留的载波偏频时，可以通过第二基带的代价函数获得，在根据代价函数获得第二载波频率时根据载波偏频/符号速率/调制指数联合估算法获得。

第一载波偏频和第二载波偏频可以消除数字信号的基带信号中残留的载波偏频对载波频率的影响，因此获得的第二载波频率更加准确。

举例说明，在获得第二基带的代价函数时通过如下公式获得：

J_C(g,α,β)＝|r_C(g,α)|²+|r_C(g,β)|²；

其中，J_C(g,α,β)为所述第二基带信号的代价函数；

$r_C(g,\mathrm{\&alpha;})=\frac{1}{C}{\mathrm{\&Sigma;}}_{n=0}^{C-1}\frac{s2{\left(n\right)}^g}{|s2\left(n\right){|}^g}{e}^{-j2\mathrm{\&pi;}\mathrm{\&alpha;}n},\mathrm{\&alpha;}>0;$

$r_C(g,\mathrm{\&beta;})=\frac{1}{N}{\mathrm{\&Sigma;}}_{k=0}^{C-1}\frac{s2{\left(n\right)}^g}{|s2\left(n\right){|}^g}{e}^{-j2\mathrm{\&pi;}\mathrm{\&beta;}n},\mathrm{\&beta;}<0;$

g、α和β均为自变量，α的自变量取值是根据所述符号速率和所述第一载波偏频确定的，s2(n)为所述第二基带信号，C为s2(n)的观测长度，n为所述功率谱的自变量，n的取值范围为自然数，j²＝-1，j为虚数单位。

举例说明，所述根据所述代价函数，获得第二载波偏频，包括：

根据所述代价函数，获取所述代价函数为最大值时的自变量g、自变量α和自变量β；

根据所述代价函数为最大值时的自变量g、自变量α和自变量β，获得所述第二载波偏频。

其中，第二载波偏频δf＝(α₀+β₀)/2g₀T_s，α₀、β₀和g₀分别为代价函数为最大值时的自变量α、自变量β和自变量g。

实施例四

本发明实施例四提供了一种载波频率的估算装置，可用于实现前述各方法流程，如图3所示，所述装置包括：

混频单元31，用于根据非线性调制信号的第一载波频率，对所述非线性调制信号对应的数字信号的频谱进行混频处理，得到所述数字信号的基带信号，以作为第一基带信号；

获取单元32，用于根据所述第一基带信号，获得第一载波偏频；

计算单元33，用于根据所述第一载波频率和所述第一载波偏频，获得所述非线性调制信号的第二载波频率。

在一个具体的实现方案中，所述混频单元31，具体用于：

利用如下公式对所述非线性调制信号对应的数字信号的频谱进行混频处理，得到所述第一基带信号：

其中，s1(n)为所述第一基带信号，A为所述数字信号的频谱的幅度，j²＝-1，j为虚数单位，Δf1为所述第一载波频率和预设载波频率的差值，为所述非线性调制信号的相位响应，T_s为数字信号的频谱的采样周期，n为所述功率谱的自变量，n的取值范围为自然数，a为非线性调制信号的调制阶数进制的符号序列的集合，为所述非线性调制信号的载波相位偏差，为所述第一基带信号的载波相位偏差。

在一个具体的实现方案中，所述获取单元32，具体用于：

根据所述第一基带信号，获得所述第一基带信号的瞬时频率；

根据所述第一基带信号的瞬时频率，获得所述第一载波偏频。

在一个具体的实现方案中，在所述获取单元32用于根据所述第一基带信号的瞬时频率，获得所述第一载波偏频时，具体用于：

利用如下公式获得所述第一载波偏频：

$f_{inst}\left(t\right)=2{\mathrm{\&pi;h\&Sigma;}}_{k=-\mathrm{\&infin;}}^n{a}_{k}g(t-kT)+2\mathrm{\&pi;}\mathrm{\&Delta;}f2;$

其中，f_inst(t)为所述第一基带信号的瞬时频率，h为调制指数，a_k为非线性调制信号的调制阶数进制的符号序列，a_k∈{±1,±3,…,±(M-1)}，M为调制阶数，g(t-kT)为所述第一基带信号的瞬时频率的成型脉冲，t为时间变量，nT≤t≤(n+1)T，T为符号速率，n为所述功率谱的自变量，n的取值范围为自然数，Δf2为第一载波偏频。

在一个具体的实现方案中，所述计算单元33，具体用于：

获得所述第一载波频率和所述第一载波偏频之和，以作为所述非线性调制信号的第二载波频率。

在一个具体的实现方案中，所述计算单元33，具体用于：

根据所述第一基带信号的瞬时频率，获取所述非线性调制信号的符号速率；

根据所述第一载波频率、所述第一载波偏频和所述符号速率，获得所述非线性调制信号的第二载波频率。

在一个具体的实现方案中，所述计算单元33用于根据所述第一载波频率、所述第一载波偏频和所述符号速率，获得所述非线性调制信号的第二载波频率时，具体用于：

根据所述符号速率，对所述第一基带信号进行采样抽取，获得所述数字信号的第二基带信号；

根据所述第二基带信号、所述第一载波偏频和所述符号速率，获得所述第二基带信号的代价函数；

根据所述代价函数，获得第二载波偏频；

获得所述载波频率、所述第一载波偏频和所述第二载波偏频之和，以作为所述非线性调制信号的第二载波频率。

在一个具体的实现方案中，所述计算单元33用于根据所述第二基带信号、所述第一载波偏频和所述符号速率，获得所述第二基带信号的代价函数时，具体用于：

利用如下公式获得所述第二基带信号的代价函数：

J_C(g,α,β)＝|r_C(g,α)|²+|r_C(g,β)|²；

其中，J_C(g,α,β)为所述第二基带信号的代价函数；

$r_C(g,\mathrm{\&alpha;})=\frac{1}{C}{\mathrm{\&Sigma;}}_{n=0}^{C-1}\frac{s2{\left(n\right)}^g}{|s2\left(n\right){|}^g}{e}^{-j2\mathrm{\&pi;}\mathrm{\&alpha;}n},\mathrm{\&alpha;}>0;$

$r_C(g,\mathrm{\&beta;})=\frac{1}{N}{\mathrm{\&Sigma;}}_{k=0}^{C-1}\frac{s2{\left(n\right)}^g}{|s2\left(n\right){|}^g}{e}^{-j2\mathrm{\&pi;}\mathrm{\&beta;}n},\mathrm{\&beta;}<0;$

g、α和β均为自变量，α的自变量取值是根据所述符号速率和所述第一载波偏频确定的，s2(n)为所述第二基带信号，C为s2(n)的观测长度，n为所述功率谱的自变量，n的取值范围为自然数，j²＝-1，j为虚数单位。

在一个具体的实现方案中，所述计算单元33用于根据所述代价函数，获得第二载波偏频时，具体用于：

根据所述代价函数，获取所述代价函数为最大值时的自变量g，自变量α和自变量β；

根据所述代价函数为最大值时的自变量g，自变量α和自变量β，获得所述第二载波偏频。

在本发明实施例中，计算单元根据所述第一载波频率和所述第一载波偏频，获得所述非线性调制信号的第二载波频率。在本发明实施例中，考虑到载波偏频对载波频率的影响，在获得非线性调制信号的第一载波频率后，还获得了第一载波频率，并通过第一载波频率和第一载波偏频来获得非线性调制信号的第二载波频率，由于得到的第二载波偏频是消除了载波偏频对载波频率的影响后得到的，因此本发明实施例提高了获得额载波频率的准确性。

本领域普通技术人员可以理解：实现上述各方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成。前述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中。该程序在执行时，执行包括上述各方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，其中作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到至少两个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性的劳动的情况下，即可以理解并实施。

最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (18)

1.一种载波频率的估算方法，其特征在于，所述方法包括：

根据非线性调制信号的第一载波频率，对所述非线性调制信号对应的数字信号的频谱进行混频处理，得到所述数字信号的基带信号，以作为第一基带信号；

根据所述第一基带信号，获得第一载波偏频；

根据所述第一载波频率和所述第一载波偏频，获得所述非线性调制信号的第二载波频率。

2.如权利要求1所述方法，其特征在于，所述根据非线性调制信号的第一载波频率，对所述非线性调制信号对应的数字信号的频谱进行混频处理，得到所述数字信号的基带信号，包括：

利用如下公式对所述非线性调制信号对应的数字信号的频谱进行混频处理，得到所述第一基带信号：

其中，s1(n)为所述第一基带信号，A为所述数字信号的频谱的幅度，j²＝-1，j为虚数单位，Δf1为所述第一载波频率和预设载波频率的差值，为所述非线性调制信号的相位响应，T_s为数字信号的频谱的采样周期，n为所述功率谱的自变量，n的取值范围为自然数，a为非线性调制信号的调制阶数进制的符号序列的集合，为所述非线性调制信号的载波相位偏差，为所述第一基带信号的载波相位偏差。

3.如权利要求1所述方法，其特征在于，所述根据所述第一基带信号，获得第一载波偏频，包括：

根据所述第一基带信号，获得所述第一基带信号的瞬时频率；

根据所述第一基带信号的瞬时频率，获得所述第一载波偏频。

4.如权利要求3所述方法，其特征在于，所述根据所述第一基带信号的瞬时频率，获得所述第一载波偏频，包括：

利用如下公式获得所述第一载波偏频：

$f_{inst}\left(t\right)=2{\mathrm{\&pi;h\&Sigma;}}_{k=-\mathrm{\&infin;}}^n{a}_{k}g(t-kT)+2\mathrm{\&pi;}\mathrm{\&Delta;}f2;$

其中，f_inst(t)为所述第一基带信号的瞬时频率，h为调制指数，a_k为非线性调制信号的调制阶数进制的符号序列，a_k∈{±1,±3,…,±(M-1)}，M为调制阶数，g(t-kT)为所述第一基带信号的瞬时频率的成型脉冲，t为时间变量，nT≤t≤(n+1)T，T为符号速率，n为所述功率谱的自变量，n的取值范围为自然数，Δf2为第一载波偏频。

5.如权利要求1所述方法，其特征在于，所述根据所述第一载波频率和所述第一载波偏频，获得所述非线性调制信号的第二载波频率，包括：

获得所述第一载波频率和所述第一载波偏频之和，以作为所述非线性调制信号的第二载波频率。

6.如权利要求3所述方法，其特征在于，所述根据所述第一载波频率和所述第一载波偏频，获得所述非线性调制信号的第二载波频率，包括：

根据所述第一基带信号的瞬时频率，获取所述非线性调制信号的符号速率；

根据所述第一载波频率、所述第一载波偏频和所述符号速率，获得所述非线性调制信号的第二载波频率。

7.如权利要求6所述方法，其特征在于，所述根据所述第一载波频率、所述第一载波偏频和所述符号速率，获得所述非线性调制信号的第二载波频率，包括：

根据所述符号速率，对所述第一基带信号进行采样抽取，获得所述数字信号的第二基带信号；

根据所述第二基带信号、所述第一载波偏频和所述符号速率，获得所述第二基带信号的代价函数；

根据所述代价函数，获得第二载波偏频；

获得所述载波频率、所述第一载波偏频和所述第二载波偏频之和，以作为所述非线性调制信号的第二载波频率。

8.如权利要求7所述方法，其特征在于，所述根据所述第二基带信号、所述第一载波偏频和所述符号速率，获得所述第二基带信号的代价函数，包括：

利用如下公式获得所述第二基带信号的代价函数：

J_C(g,α,β)＝|r_C(g,α)|²+|r_C(g,β)|²；

其中，J_C(g,α,β)为所述第二基带信号的代价函数；

$r_C(g,\mathrm{\&alpha;})=\frac{1}{C}{\mathrm{\&Sigma;}}_{n=0}^{C-1}\frac{s2{\left(n\right)}^g}{|s2\left(n\right){|}^g}{e}^{-j2\mathrm{\&pi;}\mathrm{\&alpha;}n},\mathrm{\&alpha;}>0;$

$r_C(g,\mathrm{\&beta;})=\frac{1}{N}{\mathrm{\&Sigma;}}_{k=0}^{C-1}\frac{s2{\left(n\right)}^g}{|s2\left(n\right){|}^g}{e}^{-j2\mathrm{\&pi;}\mathrm{\&beta;}n},\mathrm{\&beta;}<0;$

g、α和β均为自变量，α的自变量取值是根据所述符号速率和所述第一载波偏频确定的，s2(n)为所述第二基带信号，C为s2(n)的观测长度，n为所述功率谱的自变量，n的取值范围为自然数，j²＝-1，j为虚数单位。

9.如权利要求8所述方法，其特征在于，所述根据所述代价函数，获得第二载波偏频，包括：

根据所述代价函数，获取所述代价函数为最大值时的自变量g、自变量α和自变量β；

根据所述代价函数为最大值时的自变量g、自变量α和自变量β，获得所述第二载波偏频。

10.一种载波频率的估算装置，其特征在于，所述装置包括：

混频单元，用于根据非线性调制信号的第一载波频率，对所述非线性调制信号对应的数字信号的频谱进行混频处理，得到所述数字信号的基带信号，以作为第一基带信号；

获取单元，用于根据所述第一基带信号，获得第一载波偏频；

计算单元，用于根据所述第一载波频率和所述第一载波偏频，获得所述非线性调制信号的第二载波频率。

11.如权利要求10所述装置，其特征在于，所述混频单元，具体用于：

利用如下公式对所述非线性调制信号对应的数字信号的频谱进行混频处理，得到所述第一基带信号：

其中，s1(n)为所述第一基带信号，A为所述数字信号的频谱的幅度，j²＝-1，j为虚数单位，Δf1为所述第一载波频率和预设载波频率的差值，为所述非线性调制信号的相位响应，T_s为数字信号的频谱的采样周期，n为所述功率谱的自变量，n的取值范围为自然数，a为非线性调制信号的调制阶数进制的符号序列的集合，为所述非线性调制信号的载波相位偏差，为所述第一基带信号的载波相位偏差。

12.如权利要求10所述装置，其特征在于，所述获取单元，具体用于：

根据所述第一基带信号，获得所述第一基带信号的瞬时频率；

根据所述第一基带信号的瞬时频率，获得所述第一载波偏频。

13.如权利要求12所述装置，其特征在于，在所述获取单元用于根据所述第一基带信号的瞬时频率，获得所述第一载波偏频时，具体用于：

利用如下公式获得所述第一载波偏频：

$f_{inst}\left(t\right)=2{\mathrm{\&pi;h\&Sigma;}}_{k=-\mathrm{\&infin;}}^n{a}_{k}g(t-kT)+2\mathrm{\&pi;}\mathrm{\&Delta;}f2;$

其中，f_inst(t)为所述第一基带信号的瞬时频率，h为调制指数，a_k为非线性调制信号的调制阶数进制的符号序列，a_k∈{±1,±3,…,±(M-1)}，M为调制阶数，g(t-kT)为所述第一基带信号的瞬时频率的成型脉冲，t为时间变量，nT≤t≤(n+1)T，T为符号速率，n为所述功率谱的自变量，n的取值范围为自然数，Δf2为第一载波偏频。

14.如权利要求10所述装置，其特征在于，所述计算单元，具体用于：

获得所述第一载波频率和所述第一载波偏频之和，以作为所述非线性调制信号的第二载波频率。

15.如权利要求12所述装置，其特征在于，所述计算单元，具体用于：

根据所述第一基带信号的瞬时频率，获取所述非线性调制信号的符号速率；

根据所述第一载波频率、所述第一载波偏频和所述符号速率，获得所述非线性调制信号的第二载波频率。

16.如权利要求15所述装置，其特征在于，所述计算单元用于根据所述第一载波频率、所述第一载波偏频和所述符号速率，获得所述非线性调制信号的第二载波频率时，具体用于：

根据所述符号速率，对所述第一基带信号进行采样抽取，获得所述数字信号的第二基带信号；

根据所述第二基带信号、所述第一载波偏频和所述符号速率，获得所述第二基带信号的代价函数；

根据所述代价函数，获得第二载波偏频；

获得所述载波频率、所述第一载波偏频和所述第二载波偏频之和，以作为所述非线性调制信号的第二载波频率。

17.如权利要求16所述装置，其特征在于，所述计算单元用于根据所述第二基带信号、所述第一载波偏频和所述符号速率，获得所述第二基带信号的代价函数时，具体用于：

利用如下公式获得所述第二基带信号的代价函数：

J_C(g,α,β)＝|r_C(g,α)|²+|r_C(g,β)|²；

其中，J_C(g,α,β)为所述第二基带信号的代价函数；

$r_C(g,\mathrm{\&alpha;})=\frac{1}{C}{\mathrm{\&Sigma;}}_{n=0}^{C-1}\frac{s2{\left(n\right)}^g}{|s2\left(n\right){|}^g}{e}^{-j2\mathrm{\&pi;}\mathrm{\&alpha;}n},\mathrm{\&alpha;}>0;$

$r_C(g,\mathrm{\&beta;})=\frac{1}{N}{\mathrm{\&Sigma;}}_{k=0}^{C-1}\frac{s2{\left(n\right)}^g}{|s2\left(n\right){|}^g}{e}^{-j2\mathrm{\&pi;}\mathrm{\&beta;}n},\mathrm{\&beta;}<0;$

g、α和β均为自变量，α的自变量取值是根据所述符号速率和所述第一载波偏频确定的，s2(n)为所述第二基带信号，C为s2(n)的观测长度，n为所述功率谱的自变量，n的取值范围为自然数，j²＝-1，j为虚数单位。

18.如权利要求17所述装置，其特征在于，所述计算单元用于根据所述代价函数，获得第二载波偏频时，具体用于：

根据所述代价函数，获取所述代价函数为最大值时的自变量g、自变量α和自变量β；

根据所述代价函数为最大值时的自变量g、自变量α和自变量β，获得所述第二载波偏频。