CN106330334B - 一种拍频干扰消除的ssb-oofdm链路实现方法和系统 - Google Patents
一种拍频干扰消除的ssb-oofdm链路实现方法和系统 Download PDFInfo
- Publication number
- CN106330334B CN106330334B CN201610693652.7A CN201610693652A CN106330334B CN 106330334 B CN106330334 B CN 106330334B CN 201610693652 A CN201610693652 A CN 201610693652A CN 106330334 B CN106330334 B CN 106330334B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- oofdm
- polarization
- signal
- ssb
- optical
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 230000035559 beat frequency Effects 0.000 title claims abstract description 35
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 16
- 230000010287 polarization Effects 0.000 claims abstract description 112
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 claims abstract description 101
- 239000013307 optical fiber Substances 0.000 claims abstract description 15
- 229940125730 polarisation modulator Drugs 0.000 claims abstract description 10
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 claims abstract description 10
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 8
- 101100388055 Mus musculus Polm gene Proteins 0.000 claims description 30
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 16
- 230000008030 elimination Effects 0.000 claims description 15
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 claims description 15
- 239000000969 carrier Substances 0.000 claims description 11
- 230000002829 reductive effect Effects 0.000 claims description 11
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 8
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 4
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 4
- 238000013507 mapping Methods 0.000 claims description 3
- 230000005684 electric field Effects 0.000 claims description 2
- 230000002401 inhibitory effect Effects 0.000 claims description 2
- 230000006798 recombination Effects 0.000 claims description 2
- 238000005215 recombination Methods 0.000 claims description 2
- 230000007704 transition Effects 0.000 claims description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 abstract description 7
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 12
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 5
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 4
- 239000000835 fiber Substances 0.000 description 4
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 3
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 3
- 238000011160 research Methods 0.000 description 3
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 2
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000006467 substitution reaction Methods 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 1
- 238000002347 injection Methods 0.000 description 1
- 239000007924 injection Substances 0.000 description 1
- 238000012423 maintenance Methods 0.000 description 1
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/50—Transmitters
- H04B10/501—Structural aspects
- H04B10/503—Laser transmitters
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/60—Receivers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03343—Arrangements at the transmitter end
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Optics & Photonics (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Optical Communication System (AREA)
Abstract
本发明提出了一种拍频干扰消除的DD‑SSB‑OOFDM链路实现方法和系统，涉及光通信领域。在DD‑OOFDM系统中，利用偏振调制器和光带通滤波器产生偏振正交的SSB‑OOFDM信号；经光纤传输后，注入到拍频干扰SSBI消除接收机BICR中，经偏振分束器PBS将SSB‑OOFDM信号中偏振正交的光载波和OOFDM边带分解成两个线偏振的SSB‑OOFDM信号，经平衡探测器BPD进行光电转换，由减法器输出的差分光电流中仅包含RF‑OFDM信号，而SSBI分量被完全消除，从而大幅度减小光载波和OOFDM边带之间的保护间隔，提高了系统频谱效率。该BICR具有结构简单、成本低、对信号波长不敏感的优点，对改善DD‑OOFDM系统性能有重要意义。
Description
技术领域
本发明涉及光通信领域，尤其涉及直接探测光正交频分复用(DD-OOFDM)系统中光偏振正交单边带(SSB)调制技术和基于平衡探测的信号间拍频干扰消除接收机(BICR)结构，提供一种系统性能高、结构复杂度低、成本低的无信号间拍频干扰(SSBI)的SSB-OOFDM链路实现方法和系统。
背景技术
近年来，随着全球信息化程度的不断提升，人类社会对于信息传输容量的需求以惊人的速度增长。为了满足现有通信系统对大带宽的要求，人们更多地把目光放在高传输容量的光网络上。但随着信号速率的不断提高，导致系统对色散、光信噪比、非线性等的容忍度急剧下降，使得光纤通信网络的升级和扩容面临巨大的挑战。光正交频分复用(OOFDM)技术具有频谱效率高、对色散容忍度好、信号处理和高阶调制灵活、易于动态信道估计和补偿等优点，能够实现光通信系统传输速率的平滑升级，极大地减少光纤通信系统升级和扩容引起的设备更新和人工成本，应用前景广阔，是目前国际研究热点之一。
在光纤通信系统中，OOFDM可以根据接收端的不同分为相干探测OOFDM(CO-OFDM)和直接探测OOFDM(DD-OOFDM)两类。CO-OFDM技术优势在于接收机灵敏度、频谱效率高和对光纤色散的鲁棒性，但是它对频率和相位偏移噪声敏感，要求收发机更高的复杂度和成本。而DD-OOFDM系统结构简单、成本低，接收端仅有一个平方律光电二极管，利用光载波与OOFDM边带拍频得到所需的RF-OFDM信号，且不需要对频率和相位偏移进行估计，因此，DD-OOFDM技术在光接入网和中长距离光传输系统中备受关注。但有限的接收机灵敏度、光纤色散容忍度和OFDM信号子载波间的拍频干扰(SSBI)引入的基带噪声等降低了系统性能。
研究表明，基于单边带调制的DD-OOFDM系统可以有效地克服传统双边带调制系统中色散引起的幅度衰落效应，降低光纤色度色散对系统性能的影响。然而，SSB-OOFDM系统受到OOFDM信号子载波间的二阶非线性拍频效应引起的SSBI的劣化。为了降低SSBI对RF-OFDM信号性能的影响，一般需要在光载波和OOFDM边带之间插入至少等于RF-OFDM信号带宽的保护间隔(GB)来避免SSBI与RF-OFDM信号频谱重叠，但这同时也大大降低了DD-OOFDM系统的频谱效率，增加了对收发端电子器件的带宽负担和设备成本。SSBI是影响DD-SSB-OOFDM系统传输性能的一个重要因素，因此，如何有效地克服SSBI的影响，从而减少甚至消除GB，提高系统频谱效率，是改善SSB-OOFDM系统性能的关键。
目前，研究人员提出了多种方案以降低SSBI对SSB-OOFDM系统造成的性能劣化，主要可分为两类：(1)通过数字信号处理(DSP)技术在电域上实现SSBI的消除。如：在不插入GB的情况下，利用Turbo编码来补偿SSBI对系统性能的影响，但在一定程度上增加了系统的编码复杂度；基于OFDM符号在时域上对称的特点，只在偶数阶载波上承载数据，利用半周期循环的OFDM信号来避免SSBI的影响，但频谱效率低且IFFT和FFT模块利用效率低；通过一定数量的数学迭代估计出线性项，在接收端从特定的OOFDM信号中除去二阶非线性项SSBI，但需要计算效率高的算法来降低迭代均衡器的复杂度；基于DSP的预失真和预补偿方案虽然可以用来对SSBI进行补偿，但在一定程度上导致更大的峰均功率比和接收端DSP硬件的复杂度；最近报道的一种预失真和预补偿技术相结合的方案，在一定程度上简化了DSP硬件的复杂度。(2)通过光学方法在光域上实现SSBI的消除。如：通过提高载波边带功率比抑制SSBI，但降低了系统的功率利用率；还有一些基于强度调制和平衡探测技术的信号间拍频干扰消除接收机。如：由一个光载波抑制滤波器、一个1×2光耦合器和一个平衡探测器构成的拍频干扰消除接收机，虽提高了系统对相位噪声和光纤色散的容忍度，但一半的光功率被用去抑制SSBI，而对接收到的RF-OFDM信号没有贡献，降低了接收机的灵敏度和系统的功率利用率；经改进后的拍频干扰消除接收机由一个光梳状滤波器、一个2×2光耦合器和一个平衡探测器构成，虽输出的RF-OFDM信号的光功率被提高了一半，但该接收机所用光梳状滤波器对波长敏感且需要更加陡的滤波边缘，因此接收模块无法实现无色工作。
通过调研发现，在SSB-OOFDM系统基础上，提出一种结构简单、成本低且对光信号波长不敏感的SSBI消除方案，通过减小甚至消除GB，从而大幅度提高系统频谱效率、简化网络结构、降低网络的敷设和维护成本，对实际的光接入网系统设计和实用化具有重要的参考意义。
发明内容
本发明提出了一种拍频干扰消除的SSB-OOFDM链路实现方法和系统。在发射端，利用一个偏振调制器PolM和一个光带通滤波器OBPF产生偏振正交的SSB-OOFDM信号；在接收端，所设计的拍频干扰消除接收机BICR由一个偏振分束器PBS、一个平衡探测器BPD和一个减法器构成，用于探测SSB-OOFDM信号并消除SSBI，从而大幅度减小GB，提高系统频谱效率。
在偏振正交SSB-OOFDM信号发射机中，由一个连续波激光器CW LD发出幅度为Ec、频率为fc的线偏振光载波EC(t)＝Ecexp(j2πfct)，经偏振控制器PC1注入到一个光偏振调制器PolM中，调节PC1使线偏振光的偏振方向与PolM的TE模和TM模的偏振方向均成45°夹角，实现线偏振光在PolM的TE模和TM模偏振方向上的分量相等。PolM是一个特殊的相位调制器，能够对注入光波的TE模和TM模进行调制系数大小相等、符号相反的相位调制。二进制数据进行QAM映射和OFDM调制和数模转换，产生模拟的基带OFDM电信号，然后通过I/Q调制器调制到频率为fRF的射频本振源RF LO上产生频带的RF-OFDM信号。驱动PolM的RF-OFDM信号可以表示为：
其中，
式中，VRF和fRF分别表示RF-OFDM信号的幅度和频率；N是基带OFDM信号子载波的数目；cni是调制在第n个子载波上的第i个OFDM符号，-N/2≤n<N/2；Π(t)是序列脉冲函数；T是一个OFDM符号周期；fn＝n/T是基带OFDM信号的第n个子载波的频率；A(t)和θ(t)分别表示基带OFDM信号的归一化幅度和归一化相位。若基带OFDM信号的带宽为WS＝N/T，那么在光载波和OOFDM边带之间插入GB的带宽可以表示为WG＝fRF-WS/2。
PolM在RF-OFDM信号的驱动下，沿TE模和TM模偏振的两个光载波分别产生了相位调制系数大小相等、符号相反的相位调制，输出的光信号用矢量矩阵形式可以表示为：
式中，Ex和Ey分别表示PolM的TE模(x主轴)和TM模(y主轴)的偏振方向上的光信号分量；β＝πVRF/Vπ是PolM的相位调制指数；Vπ是半波电压。将式(3)基于第一类Bessel函数进行展开，可以得到：
式中，Jn(·)代表n阶的第一类Bessel函数。从式(4)可以看出，输出的光信号由多个频率间隔相等且偏振正交的边带构成，其中光载波和偶数阶边带的偏振方向与TE模偏振方向成45°夹角，而奇数阶边带的偏振方向与TE模偏振方向成-45°夹角。根据Bessel函数的特点，通过合适地调节射频驱动信号电压VRF，当调制指数β取较小值时，J0(x)≈1，J1(x)≈x，此时，二阶及更高阶边带的信号幅度较小，可以忽略不计。为了滤除负一阶边带和残余的其它高阶边带，将PolM输出的光信号经光带通滤波器OBPF进行滤波，提取光载波和正一阶边带(即OOFDM信号)，即可得到所需的偏振正交SSB-OOFDM信号，其可以表示为：
从式(5)可以看出，得到的偏振正交的SSB-OOFDM信号中光载波和正一阶边带的偏振方向分别与TE模偏振方向成45°和-45°夹角。如果将x-y坐标系沿顺时针方向旋转45°，则偏振正交的SSB-OOFDM信号可以表示为：
式中，Ex′和Ey′分别表示x-y坐标系沿顺时针方向旋转45°后对应的x、y主轴；EC(t)和ES(t)分别表示光载波和OOFDM边带的光电场。
经光纤传输后由拍频干扰消除接收机BICR接收。
在BICR中，SSB-OOFDM信号经偏振控制器PC2调节偏振方向后注入偏振分束器PBS，沿着PBS的两个透射主轴将偏振正交的光载波和OOFDM边带分解成两个SSB-OOFDM信号，输出的光信号可以表示为：
式中，E1(t)和E2(t)分别表示PBS两个上、下输出端口的光信号分量，二者的光载波和OOFDM边带幅度相等，但光载波和OOFDM边带之间的相位差相差180°。然后，E1(t)和E2(t)分别由两个参数相同的光电二极管PD1和PD2组成的结构对称的平衡探测器进行光电转换，得到的光电流可以表示为：
式中，μ是PD的灵敏度。从式(8)可以看出，I1(t)和I2(t)均由相同的三部分组成，第一部分为光载波自身拍频产生的直流成分；第三部分为光载波与OOFDM边带拍频产生的RF-OFDM信号成分；而第二部分为OOFDM边带各子载波之间相互拍频产生的二阶非线性项，即SSBI成分。只是I1(t)、I2(t)的直流和SSBI分量均为等幅同相，外差拍频成分RF-OFDM信号为等幅反相。如果将I1(t)和I2(t)相减，那么得到的光电流可以表示为：
I(t)＝I1(t)-I2(t)＝jμ[EC *(t)ES(t)-EC(t)ES *(t)]. (9)
从式(9)可以看出，经减法器输出的差分光电流中仅留下所需的RF-OFDM信号分量且其幅度大小变成原来的两倍，而I1(t)和I2(t)中的直流成分和SSBI成分被完全相互抵消。此时，光载波和OOFDM边带之间将不需要插入GB来避免SSBI与RF-OFDM信号的频谱重叠，系统频谱效率比传统的DD-OOFDM系统有显著的提高；另外由于BICR中不包含波长敏感器件，因此，拍频干扰消除接收机可以无色工作，提高了光接收机的通用性。
本发明提供一种拍频干扰消除的SSB-OOFDM系统。
系统由偏振正交SSB-OOFDM信号发射机、单模光纤传输链路和拍频干扰消除接收机三部分构成。其中，偏振正交SSB-OOFDM信号发射机包括：一个连续波激光器CW LD、一个光偏振控制器PC1、一个电基带OFDM信号产生模块、一个射频本振源RF LO、一个I/Q调制器、一个光偏振调制器PolM、一个光带通滤波器OBPF；拍频干扰消除接收机包括：一个光偏振控制器PC2、一个偏振分束器PBS、一个平衡探测器BPD以及一个实现模拟信号差分的减法器。连续波激光器CW LD：用于产生所需要的频率为fc的连续光波作为射频OFDM信号的光载波；光偏振控制器PC1：用于调节线偏振光的偏振态方向，使输入线偏振光的偏振方向与PolM的TE模和TM模的偏振方向均成45°夹角；电基带OFDM产生模块：用于对需要传输的二进制数据进行QAM映射、OFDM调制和数模转换，产生模拟的基带OFDM电信号；射频本振源RF LO：用于产生频率为fRF的射频驱动信号，承载基带OFDM信号产生频带的RF-OFDM信号；I/Q调制器：用于将基带OFDM信号正交调制到频率为fRF射频本振信号上，产生频带RF-OFDM信号；光偏振调制器PolM：在频率为fRF的RF-OFDM信号驱动下，用于对输入光波的TE模和TM模进行调制指数为等幅反相的相位调制；光带通滤波器OBPF：对偏振不敏感，用于无损伤地提取偏振正交的光载波和正一阶边带，抑制负一阶边带和残余的其它阶边带，其通带-阻带过渡边沿尽可能的陡，以避免带外成分的泄露引起的干扰，输出即所需的偏振正交SSB-OOFDM信号；单模光纤传输链路：用于将发射机所产生的偏振正交SSB-OOFDM信号的传输到接收机，由标准单模光纤构成；光偏振控制器PC2：用于调整SSB-OOFDM信号的偏振态方向，使其光载波和OOFDM阶边带的偏振方向与PBS的两个透射主轴分别保持45°夹角；偏振分束器PBS：用于将SSB-OOFDM信号中偏振正交的光载波和OOFDM边带分解成两个线偏振的SSB-OOFDM信号，二者的光载波和OOFDM边带幅度相等，但光载波和OOFDM边带之间的相位差相差180°；平衡探测器BPD：由两个参数相同的光电二极管PD1和PD2构成，结构对称，分别用于对PBS输出的两个SSB-OOFDM信号进行光电探测，输出包含直流分量、SSBI分量和RF-OFDM信号的光电流；减法器：用于对探测到的两个光电流进行减法运算，常由模拟差分电路实现，与平衡探测器集成在一起使用。
与其他DD-OOFDM系统中消除SSBI的方案相比，本发明提供的链路实现方法和系统的优点在于：所用的光调制器为偏振调制器，不需要控制其直流偏置，所以不会因为偏置电压漂移而影响系统稳定性，产生的偏振正交的SSB-OOFDM信号稳定性高；且产生的SSB-OOFDM信号的光载波和OOFDM边带由同一个激光器产生，经传输引起的频率偏移和相位噪声是同步的，可以在光电二极管PD中通过外差拍频进行消除。基于偏振正交的单边带调制技术，提出的BICR结构接收机不需要使用任何光滤波和光耦合器件，仅用一个偏振分束器PBS就同时实现了对信号的重组，在一定程度上降低了系统结构复杂度和器件成本；而且PC和PBS均对波长不敏感，因此所提出的BICR必定对光信号波长不敏感，即可以实现无色接收，提高了接收机通用性。因此，本发明所提出的BICR结构简单、成本低且具有无色性，可以有效地消除SSBI，进而大幅提高了传统DD-OOFDM系统的频谱效率和接收机的通用性，对研究性能更加良好的DD-OOFDM系统具有重要意义。
附图说明
图1系统链路图及偏振正交SSB-OOFDM信号产生和SSBI消除原理示意图
图2产生的GB＝1GHz的偏振正交SSB-OOFDM信号的光谱图，在图1(b)点处测得
图3GB＝1GHz的偏振正交SSB-OOFDM信号经BICR探测到的光电流的频谱图，在图1(g)点处测得
图4不同GB的偏振正交SSB-OOFDM信号经BICR探测和解调得到的基带信号的EVM曲线图
图5GB＝1GHz的偏振正交SSB-OOFDM信号经BICR探测和解调得到的基带信号的星座图，对应图4(a)点处
具体实施方式
本发明提供一种拍频干扰消除的SSB-OOFDM链路实现方法和系统。系统链路及偏振正交SSB-OOFDM信号产生和SSBI消除原理如图1所示，具体实施需采用如下步骤：
在偏振正交SSB-OOFDM信号发射机中，将数据速率为40Gbit/s的伪随机序列经由基带OFDM调制模块和数模转换模块产生带宽WS＝10GHz的I、Q两路16-QAM基带OFDM信号，经I/Q调制器与射频本振信号混频，通过调节射频本振源的输出频率fRF可以产生中心频率从5.1GHz到15GHz变化的频带RF-OFDM信号。将频率fc＝193.1THz、输出功率为0dBm、线宽为1MHz的连续波激光器发出的线偏振光经偏振控制器PC1注入到由RF-OFDM信号驱动的光偏振调制器PolM中，产生调制系数大小相等、符号相反的相位调制。调节PC1使线偏振光的偏振方向与PolM的TE模和TM模的偏振方向均成45°夹角，实现线偏振光在PolM的两个正交偏振态上的分量相等。此时，由PolM输出的光信号由多个频率间隔相等且偏振正交的边带构成，其中光载波和偶数阶边带的偏振方向与TE模偏振方向成45°夹角，而奇数阶边带的偏振方向与TE模偏振方向成-45°夹角。当RF-OFDM信号的调制电压VRF为0.5Vπ(Vπ是半波电压)时，二阶及更高阶边带的信号幅度较小。利用6阶高斯光带通滤波器OBPF滤除负一阶边带和其它高阶边带，提取光载波和正一阶边带(即OOFDM信号)，输出偏振正交SSB-OOFDM信号。其GB的带宽为WG＝fRF-WS/2，即从0.1GHz到10GHz变化，小于或等于OFDM信号的带宽WS＝10GHz。产生的GB＝1GHz的SSB-OOFDM信号的光谱如图2所示。从图2中可以看出，SSB-OOFDM信号功率主要集中在光载波和OOFDM一阶边带上，与一阶边带的信号功率相比，其它边带的功率抑制比大于20dB，可以忽略不计。
SSB-OOFDM信号经光纤链路传输至接收端注入到拍频干扰消除接收机BICR。
在BICR中，SSB-OOFDM信号经偏振控制器PC2调节偏振方向后注入偏振分束器PBS，使其光载波和OOFDM边带的偏振方向与PBS的两个透射主轴分别保持45°夹角，将偏振正交的光载波和OOFDM边带分解成两个线偏振的SSB-OOFDM信号，二者的光载波和OOFDM边带幅度相等，但光载波和OOFDM边带之间的相位差相差180°。然后，由两个灵敏度均为1mA/mW的光电二极管PD1和PD2组成的结构对称的平衡探测器进行光电转换，经减法器输出的差分光电流中仅留下所需的RF-OFDM信号，而SSBI分量被完全消除。由于不存在SSBI，光载波和OOFDM边带之间的GB可以大幅度减小，提高了系统频谱效率。再经一系列与OFDM信号产生相反的解调步骤，恢复出二进制数据信号。GB＝1GHz的SSB-OOFDM信号经所提出的BICR探测得到的差分光电流的频谱如图3所示。从图3可以看出，由于BICR探测到的光电流中SSBI分量被基本消除，所以即使当光载波和OOFDM边带之间的GB减小为1GHz时，也不存在SSBI分量与RF-OFDM信号的频谱发生重叠引起的干扰。因此，本发明提出的BICR具备消除SSBI的能力，即使大幅度地减小SSB-OOFDM信号的GB，也不会发生SSBI与RF-OFDM频谱重叠的现象。SSB-OOFDM信号在不同GB下的误矢量幅度(EVM)曲线图，如图4所示。从图4中可以看出，当1GHz≤GB≤10GHz减小，EVM值变化缓慢，且均低于8.5％；当0.2GHz≤GB＜1GHz时，EVM值有相对明显地增加，但均低于FEC上限值16.3％；当GB＝0.1GH时，EVM值高于16.3％，在17.2％附近。因此，在不影响系统性能的前提下，SSB-OOFDM信号GB的带宽可以从10GHz减小到1GHz，不仅能很大程度上提高系统的频谱效率，而且还能降低收发端电子器件的带宽负担和设备成本。GB为1GHz的SSB-OOFDM信号在图4(a)点处的星座图，如图5所示。
综上所述，本发明提出了一种拍频干扰消除的SSB-OOFDM链路实现方法和系统。所设计的拍频干扰消除接收机BICR由一个偏振分束器PBS、一个平衡探测器和一个减法器构成，具有结构简单、成本低、对信号波长不敏感的优点，并且能够大幅度减小SSB-OOFDM信号的GB，提高DD-OOFDM系统的频谱效率和系统性能，而且由于接收机不包含波长敏感器件，可以实现无色工作，提高了该接收机的通用性。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。
Claims (4)
1.一种拍频干扰消除的SSB-OOFDM链路实现方法，其特征包括：
在偏振正交SSB-OOFDM信号发射机中，由激光器发出的线偏振光经偏振控制器PC1注入到光偏振调制器PolM中，调节PC1使线偏振光的偏振方向与PolM的横电TE模和横磁TM模的偏振方向均成45°夹角；PolM在频带RF-OFDM信号的驱动下，输出的光信号由多个频率间隔相等且偏振正交的边带构成，其中光载波和偶数阶边带的偏振方向与TE模偏振方向成45°夹角，而奇数阶边带的偏振方向与TE模偏振方向成-45°夹角；通过调节射频驱动信号电压VRF，保证调制指数β＝πVRF/Vπ取适当值，使二阶及更高阶边带的信号幅度较小；经光带通滤波器OBPF提取偏振正交的光载波和正一阶边带(即OOFDM信号)，输出偏振正交SSB-OOFDM信号；
偏振正交SSB-OOFDM信号经光纤链路传输至接收端注入到拍频干扰消除接收机BICR；
在BICR中，偏振正交SSB-OOFDM信号经偏振控制器PC2调节偏振方向后注入偏振分束器PBS，将SSB-OOFDM信号中偏振正交的光载波和OOFDM边带分解成两个SSB-OOFDM信号，二者的光载波和OOFDM边带幅度相等，但光载波和OOFDM边带之间的相位差相差180°；然后，由两个参数相同的光电二极管PD组成的结构对称的平衡探测器BPD进行光电转换，经减法器输出的差分光电流中仅留下所需的频带RF-OFDM信号，而信号间拍频干扰SSBI分量被完全消除，从而大幅度减小光载波和OOFDM边带之间的保护间隔，提高了系统频谱效率。
2.根据权利要求1所述方法，其特征在于，所述偏振正交SSB-OOFDM信号发射机：
由PC1调节注入到PolM的线偏振光的光电场矢量方向，使之与PolM中波导横电TE模和横磁TM模的偏振方向均成45°夹角；PolM是一个特殊的相位调制器，能够对注入光波的TE模和TM模进行调制系数大小相等、符号相反的相位调制，等价于由两个调制指数相反的相位调制器组成；当注入光波的偏振方向与PolM的TE模和TM模偏振方向均成45°夹角时，光电场TE模和TM模分量具有相同的幅度，在频带RF-OFDM信号的驱动下，PolM输出的光信号由多个频率间隔相等且偏振正交的边带构成，其中光载波和偶数阶边带的偏振方向与TE模偏振方向成45°夹角，而奇数阶边带的偏振方向与TE模偏振方向成-45°夹角；当频带RF-OFDM信号的调制电压VRF为0.5Vπ(Vπ是半波电压)时，二阶及更高阶边带的信号幅度较小；PolM的输出光信号经OBPF滤波，能够保证偏振正交的光载波和正一阶边带(即OOFDM信号)无损伤通过，而负一阶边带和残余的其它高阶边带被抑制；输出的光载波和OOFDM边带构成偏振正交SSB-OOFDM信号。
3.根据权利要求1所述方法，其特征在于，所述的拍频干扰消除接收机BICR：
在BICR中，用PC2和PBS实现对SSB-OOFDM信号中光载波和OOFDM信号的重组，通过PC2调节所接收的SSB-OOFDM信号的偏振方向，使其光载波和OOFDM边带的偏振方向与PBS的两个透射主轴分别保持45°夹角，将偏振正交的光载波和OOFDM边带分解成两个线偏振的SSB-OOFDM信号，二者的光载波和OOFDM边带幅度分别相等，但光载波和OOFDM边带之间的相位差相差180°；然后，由两个参数相同的光电二极管PD1和PD2组成的结构对称的平衡探测器BPD进行光电转换，两个PD产生的光电流中同差拍频成份包括直流成分和SSBI成分均为等幅同相，外差拍频成分频带RF-OFDM信号为等幅反相；因此，将两个光电流经减法器，输出的差分光电流中直流成分和SSBI成分相互抵消，仅留下所需的频带RF-OFDM信号。
4.一种拍频干扰消除的SSB-OOFDM系统，其特征在于：
所述系统由偏振正交SSB-OOFDM信号发射机、单模光纤传输链路和拍频干扰消除接收机构成； 其中，偏振正交SSB-OOFDM信号发射机包括：一个连续波激光器CW LD、一个光偏振控制器PC1、一个电基带OFDM信号产生模块、一个射频本振源RF LO、一个I/Q调制器、一个光偏振调制器PolM、一个光带通滤波器OBPF；拍频干扰消除接收机包括：一个光偏振控制器PC2、一个偏振分束器PBS、一个平衡探测器BPD以及一个实现模拟信号差分的减法器；
所述连续波激光器CW LD：用于产生所需要的频率为fc的连续光波作为射频OFDM信号的光载波；
所述光偏振控制器PC1：用于调节由CW LD输出的线偏振光的偏振态方向，使输入PolM的线偏振光的偏振方向与PolM的TE模和TM模的偏振方向均成45°夹角；
所述电基带OFDM产生模块：用于对需要传输的二进制数据进行QAM映射、OFDM调制和数模转换，产生模拟的基带OFDM电信号；
所述射频本振源RF LO：用于产生频率为fRF的射频驱动信号，承载基带OFDM信号产生频带RF-OFDM信号；
所述I/Q调制器：用于将基带OFDM信号正交调制到频率为fRF射频本振信号上，产生频带RF-OFDM信号；
所述光偏振调制器PolM：在频率为fRF的频带RF-OFDM信号驱动下，用于对输入光波的TE模和TM模进行调制指数为等幅反相的相位调制；
所述光带通滤波器OBPF：对偏振不敏感，用于无损伤地提取偏振正交的光载波和正一阶边带，抑制负一阶边带和残余的其它阶边带，其通带-阻带过渡边沿尽可能的陡，以避免带外成分的泄露引起的干扰，输出即所需的偏振正交SSB-OOFDM信号；
所述单模光纤传输链路：用于将发射机所产生的偏振正交SSB-OOFDM信号的传输到接收机，由标准单模光纤构成；
所述光偏振控制器PC2：用于调整SSB-OOFDM信号的偏振方向，使其光载波和OOFDM边带的偏振方向与PBS的两个透射主轴分别保持45°夹角；
所述偏振分束器PBS：用于将SSB-OOFDM信号中偏振正交的光载波和OOFDM边带分解成两个线偏振的SSB-OOFDM信号，二者的光载波和OOFDM边带幅度相等、但光载波和OOFDM边带之间的相位差相差180°；
所述平衡探测器BPD：由两个参数相同的光电二极管PD1和PD2构成，结构对称，分别用于对PBS输出的两个SSB-OOFDM信号进行光电探测，输出包含直流分量、SSBI分量和频带RF-OFDM信号的光电流；
所述减法器：用于对探测到的两个光电流进行减法运算，由模拟差分电路实现，与平衡探测器集成在一起使用。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201610693652.7A CN106330334B (zh) | 2016-08-19 | 2016-08-19 | 一种拍频干扰消除的ssb-oofdm链路实现方法和系统 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201610693652.7A CN106330334B (zh) | 2016-08-19 | 2016-08-19 | 一种拍频干扰消除的ssb-oofdm链路实现方法和系统 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN106330334A CN106330334A (zh) | 2017-01-11 |
| CN106330334B true CN106330334B (zh) | 2019-01-01 |
Family
ID=57743878
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201610693652.7A Active CN106330334B (zh) | 2016-08-19 | 2016-08-19 | 一种拍频干扰消除的ssb-oofdm链路实现方法和系统 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN106330334B (zh) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107017952B (zh) * | 2017-04-19 | 2020-12-15 | 重庆威思沃科技有限公司 | 一种低噪声宽带射频光子链路 |
| CN107171730B (zh) * | 2017-04-26 | 2019-07-09 | 武汉邮电科学研究院 | 基于多芯光纤的dd-ofdm系统及消除ssbi的方法 |
| CN107328474B (zh) * | 2017-05-22 | 2019-03-22 | 北京大学 | 一种基于光频梳的高分辨率光谱测量系统 |
| US11304154B2 (en) * | 2017-11-01 | 2022-04-12 | Lenovo (Beijing) Limiied | Apparatus and method for signaling transmission power |
| CN109936430B (zh) | 2017-12-18 | 2024-04-12 | 华为技术有限公司 | 一种信号发送、接收方法及设备 |
| CN110098873A (zh) * | 2018-01-27 | 2019-08-06 | 西安电子科技大学 | 一种利用偏振调制器实现多通道模拟光链路线性优化和功率周期性衰落补偿的装置及方法 |
| CN108494498B (zh) * | 2018-02-09 | 2020-09-29 | 大连理工大学 | 一种自适应抗多路干扰光子射频接收前端及方法 |
| CN108614278B (zh) * | 2018-05-04 | 2020-03-03 | 南京航空航天大学 | 一种基于偏振调制的大气激光遥感方法及偏振激光雷达 |
| CN110855367B (zh) * | 2019-10-31 | 2021-01-12 | 北京邮电大学 | 能够消除pdm ssb-oofdm信号的信号间拍频干扰的光平衡探测方法和系统 |
| CN110995349B (zh) * | 2019-11-22 | 2021-01-15 | 中山大学 | 一种基于ddmzm的无ssbi的直接检测方法 |
| CN111726168B (zh) * | 2020-06-19 | 2023-03-14 | 成都信息工程大学 | 一种单载波光通信信号检测方法及其装置 |
| CN112039601B (zh) * | 2020-09-28 | 2021-08-13 | 南京航空航天大学 | 星间自零差相干光载射频通信方法及链路 |
| EP4411419A1 (en) * | 2021-11-10 | 2024-08-07 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Signal processing system and terminal device |
| CN114204997B (zh) * | 2021-11-24 | 2023-03-07 | 北京印刷学院 | 一种32倍频毫米波信号的光学产生方法与装置 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6944405B2 (en) * | 2000-09-16 | 2005-09-13 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Bit-rate-independent optical cross-connect device in optical transmission system |
| CN103414680A (zh) * | 2013-08-27 | 2013-11-27 | 北京邮电大学 | 能够消除信号间拍频干扰的平衡光电探测方法和系统 |
| CN105007120A (zh) * | 2015-07-08 | 2015-10-28 | 北京邮电大学 | 基于偏振调制器级联的8倍频光载毫米波产生方法和系统 |
| CN105635023A (zh) * | 2016-01-06 | 2016-06-01 | 北京邮电大学 | 用于信号间拍频干扰抑制的信号传输方法、设备及系统 |
-
2016
- 2016-08-19 CN CN201610693652.7A patent/CN106330334B/zh active Active
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6944405B2 (en) * | 2000-09-16 | 2005-09-13 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Bit-rate-independent optical cross-connect device in optical transmission system |
| CN103414680A (zh) * | 2013-08-27 | 2013-11-27 | 北京邮电大学 | 能够消除信号间拍频干扰的平衡光电探测方法和系统 |
| CN105007120A (zh) * | 2015-07-08 | 2015-10-28 | 北京邮电大学 | 基于偏振调制器级联的8倍频光载毫米波产生方法和系统 |
| CN105635023A (zh) * | 2016-01-06 | 2016-06-01 | 北京邮电大学 | 用于信号间拍频干扰抑制的信号传输方法、设备及系统 |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| DD-OOFDM系统中一种高频谱效率的BICR;张森 等;《光通信技术》;20160515;39-42页 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN106330334A (zh) | 2017-01-11 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN106330334B (zh) | 一种拍频干扰消除的ssb-oofdm链路实现方法和系统 | |
| US20090214224A1 (en) | Method and apparatus for coherent analog rf photonic transmission | |
| US20140079391A1 (en) | In-band supervisory data modulation | |
| Sun et al. | Experimental demonstration of complex-valued DSB signal field recovery via direct detection | |
| Shi et al. | 200-Gbps DFT-S OFDM using DD-MZM-based twin-SSB with a MIMO-volterra equalizer | |
| Wang et al. | Balanced precoding technique for vector signal generation based on OCS | |
| US9048953B2 (en) | Optical communication system, optical transmitter, and transponder | |
| Peng et al. | Experimental demonstration of a coherently modulated and directly detected optical OFDM system using an RF-tone insertion | |
| WO2012090190A1 (en) | A low cost direct modulation and coherent detection system | |
| Lu et al. | Theoretical CSPR analysis and performance comparison for four single-sideband modulation schemes with Kramers-Kronig receiver | |
| Kakati et al. | Performance of grey‐coded IQM‐based optical modulation formats on high‐speed long‐haul optical communication link | |
| Adhikari et al. | Enhanced self-coherent OFDM by the use of injection locked laser | |
| Adhikari et al. | Self-coherent optical OFDM: An interesting alternative to direct or coherent detection | |
| Wang et al. | Photonic filterless scheme to generate V-band OFDM vector mm-wave signal without precoding | |
| Hongo et al. | 1-Gsymbol/s 64-QAM coherent optical transmission over 150 km | |
| Luis et al. | Digital self-homodyne detection | |
| Wang et al. | A scheme to generate 16QAM-OFDM vector mm-wave signal based on a single MZM without optical filter and precoding | |
| Peng et al. | Compensation for I/Q imbalances and bias deviation of the Mach–Zehnder modulators in direct-detected optical OFDM systems | |
| Wang et al. | 2× 2 MIMO equalizer enabled transmitter side IQ imbalance compensation for optical single sideband direct detection system | |
| Okamura et al. | All-optical generation of optical BPSK/QPSK signals interleaved with reference light | |
| Hussin et al. | Performance analysis of RF-pilot phase noise compensation techniques in coherent optical OFDM systems | |
| Zhang | Digital Signal Processing for Optical Coherent Communication Systems | |
| Wang | V‐band vector mm‐wave signal generation enabled by a dual‐parallel Mach‐Zehnder modulator without precoding and optical filter | |
| Herschel et al. | Phase modulated radio-over-fiber system for high order modulation millimeter wave link | |
| Mazur et al. | 10 Tb/s self-homodyne 64-QAM superchannel transmission with 4% spectral overhead |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |