CN1062690C - 一种静态变频器的结构 - Google Patents

Abstract

一种静态交流/直流/交流或直流/交流变频器，其由一控制参数处理和指令产生单元控制。该变频器包括在供电给负载的一直流-交流变换器的端头上的有源滤波器，该有源滤波器包括一和二极管(D1)串联的电感(L1)，经电容(C0)和开关(K5)接地，开关(K5)。由该控制参数处理和指令产生单元控制，直流-交流变换器包括至少一完整的桥路，其一臂由两个电容(C1、C2)组成，另一臂由二开关(K1、K2、K3、K4)组成。

Description

一种静态变频器的结构

本发明涉及到一种静态的变流/直流/交流或直流/交流变频器，该变频器由一个控制参数处理和指令产生模件控制，该变频器用作给各种负载、尤其是电机或变压器这样的感性负载供电。

利用可变频和可变幅的交流电压波给电机这样的负载供电的原理是公知的。为了在所述负载的接线柱上获得适应负载运行的所需波形，切换-直流电压源。当供电电源是交变的，例如取自电网时，插入一个中间模件来产生直流波，使用PWM(脉冲宽度调制)法来切换该直流波，以致于能把所需的电波波形施加到负载的接线柱上。如果供电电源已经是直流的，则能采用PWM法直接切换。

由PWM法控制的这类装置一般包括一个交流/直流整流器，该整流器被放在电网和供电给电机的变频器模件之间，以及由PWM法控制的开关。当该整流器元件是带有容性和/或感性滤波的无源滤波器时，通过在变频器工作时拾取的电流谐波，该装置能干扰供电电网。这种类型的装置与象欧洲标准IEC555这样的一些标准不相适宜。

对于这种电网污染问题的一个解决方案是利用这种无源整流器，该整流器配有一个电容器和/或一个线圈，和一个无源滤波器一起位于电网和整流器部件之间，但是这种解决方案仅对于低于500瓦特数量级以下的输入功率的装置在经济上可行。

对于比500瓦特数量级高的输入功率，最好采用如在西门子的专利DE3，328，723中所描述的一种有源滤波器。这类模件(整流器+有源滤波器)经常被称之为“正弦整流器”，它以一种分配好的方式在整个电源周期上从电网获取能量。拾取的电流没有谐波并与电网同相位。

本发明的一个目的在于提供一种这样的静态变频器，其中低频滤波功能不再由连接在整流器之后的一电容(以至一感性-容性滤波器)执行，以使在整流器之后的电容仅执行高频滤波且可具有一减小的值。

本发明的另一目的在于由一有源滤波器和一直流-交流变换器组成的单个单元进行控制以避免网络上的谐波。

根据本发明，提供有一种静态变频器，它包括用于提供来自一电压源的整流的直流电压的整流器装置：一有源滤波器，其包括连接至所述整流器装置并与一二极管和一第一开关串联的一串联的电感，该第一开关将该串联电感和该二极管之间的结合点连接至一公共端；和一直流-交流交换器，其由至少一个完整的桥式电路构成，该桥式电路的一个臂含有两个电容另一个臂含有二个开关，所述静态变频器的特征在于所述直流-交流变换器的输入终端被直接连接至所述有源滤波器的输出终端，所述静态滤波器还包括被连接用于根据PWM法对所述第一开关和所述其他开关两者进行组合控制的一单个控制参数处理和指令产生单元，且一高频滤波用的电容器被连接在所述整流器装置的输出终端之间。

根据本发明，还提供有一种静态变频器，它包括用于提供来自一电压源的整流的直流电压的整流器装置；一有源滤波器，其包括连接至所述整流器装置并与一二极管和一第一开关串联的一串联的电感，第一开关将该串联电感和该二极管之间的结合点连接至一公共端；和一直流-交流交换器，其至少包括一由两个其他开关形成的半桥式电路，所述静态变频器的特征在于所述直流-交流变换器包括由其他开关形成的三个半桥式电路和至少一与所述桥式电路并联连接的电容器，所述直流-交流交换器的输入端被直接连接至所述有源滤波器的输出端，所述静态变频器还包括被连接用于根据PWM处理对所述第一开关和所述其他开关两者进行组合控制的一单个控制参数处理和指令产生单元，且一高频滤波用的电容器被连接在所述整流器装置的输出端之间。

通过阅读由下列附图图解的以下说明，本发明将会更好地被理解，优点将会更明显：

图1表示根据本发明的为一个单相负载供电的静态变频器，

图2表示根据本发明的为一个两相负载供电的静态变频器，

图3表示一个图表，该图表表示可能的方法，其中，可以组合各种控制参数组，

图4表示在感性负载的接线柱上脉冲宽度和该负载的磁通之间的关系，

图5表示根据本发明的一个特性的前述附图原理的一个特殊应用，

图6表示在一个周期内，三个值的电压变化，即在该直流-交流变换器单元的端头上的电压、根据本发明的该装置直流-交流变换器单元上的电容器端头上的电压，

图7表示对于在直流-交流变换器单元端头上电压的三个特定值，在一个周期以上负载接线柱上的电压形变。

图8表示根据本发明给一个三相负载供电的静态变频器。

在以下说明中，施加到负载接线柱上的电压Um包含UmLF成分和UmHF成分，UmLF成分是负载接线柱上的低频电压，在此，低频电压意味着与负载电压的基波或其谐波同一数量级的频率，UmHF成分是电机接线柱上的高频电压，换句许讲是与PWM开关频率或其谐波同一数量级的频率。

也是为了便于理解下列说明，除非另外说明，在该静态变频器中所用的元件被认为是理想的。

图1表示了一种根据本发明给一个单相负载5供电的变频器。通过一个桥式二根管型整流器装置1或其它任何公知整流器装置，该变频器在电压源Ue上拾取能量，整流后的电压被加到一个有源滤波器2的端子，该滤波器包括一个二极管D1和一个开关K5，开关K5由单元3控制，单元3处理控制参数并对装置上的开关K1、K2和K5产生指令。该有源滤波器2输出一直流电压E给直流-交流变换器4，该变换器由一个完整的桥式电路构成，该桥式电路的一个臂由两个电容器C1和C2构成，另一个臂由两个开关K1和K2构成，上述开关K1和K2由单元3的输出以PWM法控制。以在+E/2和-E/2之间变化的双极性波给单相负载5提供有中值的电源。在图1中，被供电的负载5是一单相负载，但如同我们在后面图2说明中将看到的，下面的说明可容易地扩展到根据本发明的用作给两相负载供电的变频器。

这种类型的变频器结构具有许多优点。

它因此省略了两个有源开关和它们的控制装置，并减小了散热装置的尺寸。在一些特殊的情况下，电容顺C1和C2的损耗既便有的话也比它们所替换的两个开关上的损耗少。

C1和C2完成低频(LF)滤波器的功能，一般是由有源滤波器电容C0完成的。C0仅进行高频(HF)滤波并且它的值可被减小。C1和C2有助于限制负载接线柱上的电压脉动比。

同样，把C1和C2放在有源滤波器后面而不是象另外公知装置所做的那样紧接在无源整流桥之后，有可能使用高值的C1和C2，而所用的值小于紧接在无源整流桥之后所必需的电容值，在上述公知装置中在该位置的高值电容用作为能量储存。这可能令人满意地滤波电压E上的脉动，而不必安安装一个LF滤波器电感，该电感是必须用来减少电源谐波电流的。

从设置数值数据16开始，电路控制参数处理和指令产生单元3，为了给负载5的接线柱上输出所要求的波，打开和闭合开关K1、K2和K5。

图1表示了这些参数的位置。每个参数控制单元B1到B6(它们的号是不限制的)对应电路控制参数拾取点的位置，这些拾取点借助象传感器12这样的装置连接。这些单元把这些参数通过联络线13送到控制参数处理单元3，该单元3从输入所置的数值16开始并经联络线9和10产生指令给开关K1、K2和K5。

因此，单元B1包含有关电源Ue(电网)的控制参数，B2有关整流器1输出，B3有关有源滤波器2，B4有关有源滤器2输出，B5有关直流-交流变换器单元4，B6有关由根据本发明的装置供电的负载5。

有关这些单元的控制参数是物理量，例如电压、电流、功率、温度、位移、速度、加速度、压力、磁场或电场。这些单元的数目可以变化，单元B1到B6可以有或可以没有，或者可以被组合和/或加权。图3利用OR和AND(或和和)代表这些6个单元的各种选择方式和可能的组合类型。该图未表示任何加权，但下面的组合是如何利用图3中表格的一个例子：

(10×B2)OR(5×B1)AND(0.5×B6)

因此，使用者能把所置的值16输入进该装置的控制参数处理和指令发生单元3，把所要求的波形供给负载，并且利用单元B控制参数测定来修改该波形。

根据本发明的变频器尤其适于给电感型负载供电(例如电动机)，该负载具有视在电阻R和电感L，除了以上有关任感负载所述的那些优点以外，该变频器还能提供更多的优点。

如果tmax是最大时间的话，在该最大时间期间电压+E/2或-E/2(在此E是施加在臂的端头上的已整流和滤波后的直流电压，上述臂包含直流-交流变换器4中的电容器C1和C2开关K1和K2)必须加到感性负载5的接线柱上，将出现由于(R，L，C1，C2)电路的指数响应特性产生的超振荡。这些超振荡将改变加给负载5的电压波形，并会强烈地改变电容器C1和C2的中点电势，将导致它们极性的翻转。为了避免这个问题，公知的是，对于标称值C=C1=C2的情况： $\frac{2\mathrm{\π}\sqrt{2\mathrm{LC}}}{\sqrt{1-\frac{R^{2}C}{2L}}}\≥t\max$

这样，我们能从上式中推导出负载和由在PWM处理中控制元件3所使用的带开关K1和K2指令的装置参数之间一一对应的关系，以便在电感(R，L)型负载5的接线柱上合成所需的波，并因此在负载5中产生所要求的磁通形状或励磁电流，而避免上述超振荡。

由于其组成成分，该直流-交流变换器单元4给负载5输出一个其值在+E/2和-E/2之间变化的电压。在如图4所示的一种感性负载的情况中，电压7和磁通8之间的积分关系可从楞茨(Lentz)定律推出。因此，从电压7的PWM波产生的磁通8类似于一串上斜和下斜的斜坡。该磁通梯度取决于脉冲宽度，换句许讲是由PWM法伺服控制的转换后的波的周期比(cyclic ratio)。

励磁回路承受一个脉冲宽度调制生成的电压波7的响应的原理的巧妙解释，使根据本发明的变频器得到良好的应用成为可能。如图5所示，通过把有1/2周期比的电压波施加给负载，磁通8以同样的量提高和降低，并象锯齿形一样绕一个零平均值振荡。

脉宽控制可以伺服控制低频(LF)磁通梯度，它具有所要求的频率和幅值。作为一种特殊情况，连续使用具有1/2周期比的PWM的结果是，LF磁通波的频率是零，它的形状减少为恒定的零，因为磁通波仅能在LF范围上观测，以同样的低频的观点来看，我们可把它的起因归于自PWM法输出的电压波成分，即UmLF。

通过推论，因此我们能认为如果采用有1/2周期比的PWM的话，该励磁回路则被视为以零UmLF电压供电。

扩展这个原理，脉宽的伺服控制能够使励磁回路被视为如同供给一个幅值E/2的X％的电压(在此E是有源滤波器输出上的直流电压)，其中X从0到100变化(0是前面段落描述的情况)，同时在C1和C2两端可有效地呈现+E/2或-E/2。对作用在开关K1和K2上的单元3，伺服控制脉宽度是可能的，以使直流-交流变换器4降低加到感性负载5上的电压至电压E以下。

此外，也确实不依赖于负载的性质，利用作用于有源滤波器的开关K5，有源滤波器能将电压E升高到Ur以上。由有源滤波器2输出的电压E当ton(开关K5处于导通状况的时间)增加时增加。通过相应于电压源Ue的周期很慢地改变ton，能获得可变的电压E。但在电网为供电电源电压Ue时，E的变化比例必须以不在电网上产生谐波为限，并避免出现闪烁(由电网供电的光源的闪光亮度)。如果Ur^是电网的峰值电压的话，由于作用在K5·ton的模件3，E可以调整并总是大于Ur^。所以，由于电压的最大值不再限于Ur^/2，负载的运行范围可以增加。尤其是，为了避免听觉上的噪扰，如果f0是可听见频率的上限频率(15KHZ或更多的数量级的f0)的话，选定该装置使它在以下条件下工作： $\frac{1-\frac{U{r}^{^}}{E}}{2\mathrm{PL}1}\≥\frac{\mathrm{fo}}{U{\hat{r}}^2}$ 其中P是相庆输出电压E的负载上的功率输出在开关K5的ton上施加下列条件 $\mathrm{ton}\≤\frac{1-\frac{\mathrm{Ur}^}{E}}{\mathrm{fo}}$ 作为一个渐近值，如果输出电压是E=Ur^，负载5上的电压将是Ur^/2。通过如前面段落所述的控制开关K1和K2，由电压UmLF值调整负载(R.L)的运行，电压UmLF由负载5在其接线柱上测出，其值小于或等于Ur^/2，可降到0，不论供给本发明的变频器的供电电源电压的值Ue^是多少。

因此，在负载5接线柱上的合成电压UmLF可具有比供电电源的峰值Ur^小的峰值，而无需修改该变频器的原理图，尤其是不需要为了使有源滤波器作为一个减压器工作，给它增添附属开关。因此，直流-交流单元4以同样的方式作为-降压器来工作。

所以，根据本发明的变频器具有除所述变频器功能以外的两个功能：

升压调节器功能，用来通过保持直流-交流变换器单元上供给的电压E大于U ^^r来补偿Ue的脉动，并当电网供给的电压Ue对运行来讲太低时增加电压E的值，以及使电压E的值适应所置的值16。

降压功能，当在直流-交流变换器元件4的端子上供给的电压E的值对所要求的运行点来讲太高时，降低感性负载上的视在电压。

从这两个升压和降压功能的结合使用中能获得特别有兴趣的益处。

如果C1=C2的标称值，开关K1和K2断开不工作，C1和C2端的电压为Vc1=Vc2=E/2，并且没有电流流过负载。当K1和K2进入工作状态，电流ImLF流过负载5且电流IcLF流过电容C1和C2，其中电流IcLF随ImLF增加而增加。结果存在Vc1和Vc2的变化，称为Vc1=E/2-u，Vc2=E/2+u，其中u是正的或负的电压偏差。这在图6上被表示出来，图6表示3Vc1(用虚线)和Vc2(用实线)对E的三个特定值的变化，E1＜E2＜E3。

在电容器上的电压偏差u导致如图7a上对E的E1值所示的电压波UmLF的变形71和72，其仅限于基波。为了克服这个问题可以考虑两个解决方案：

或者增加C1和C2的标称值C，这会减少Vc1和Vc2的变化。

或者利用有源滤波器的升压功能增加E，并且利用直流-交流变换器单元升压功能来修改K1和K2的PWM控制，以便维持合成后的UmLF。这给出了这样一种结果，对此该原理被表示在图7C上，对应于E等E3的值。

这个解决方案能给出固定值C(C=C1=C2)的最优利用，只要Vc1和Vc2不超过由C1和C2所能承受的最大值。

如果UmLF是这样的一个量，它反映所能达到的UmLF变形量和所要求的UmLF的比例的话，则用dUmLF作为控制参数，有可能把E调整到严格的必须的值，从而获得UmLF波形质量，而不用给C1和C2，K1和K2施加不必要的高电压，如在图7b上所示的，对应于E等于E2的值。

还有另一个优点，即减少UmLF谐波量，因此减少了ImLF，IcLF谐波量，这一优点具有限制来自C1和C2的有效值(rms)脉动电流的作用，使其尽可能地等同其基波。

如果电容C1和C2具有不同的标称值，其端头上的电压Vc1和Vc2也将不同，并且有可能通过直流-交流变换器单元上的指令来重新确立负载上的波的对称。

存在一个用来为感性负载供电的特点有趣的波形，即这样一种波，在其中一半周包含一个平稳段，该波半周最好是梯形的形状，并且有益的是等腰梯形的形状，在此这个平稳段具有T/6的延续时间，T是合成波的周期。这个波形能提供直流-交流变换器单元的较好的效率，这个波形的优点被描述在题为“为感性负载供电的方法和实施该方法的装置”的申请中，上述申请是由本申请人于94年5月17日递交的，申请号为94105726.7。

本发明的另一个优点是利用UmLF，dUmLF的变化量作为一个控制参数。如果dUmLFO是负载5上的最大许可变形量的话，则能取这个值dUmLFo为一设置值，从而为了获得要供给的值E允许K5的ton值的不同形式的伺服控制，并且能采用PWM法每时都在负载上提供E/2的视在百分比，而不会破坏施加到负载上的电压波UmLF的或形状或者幅值。

有源滤波器2的升压调节器功能和直流-交流交换器模件的视在的调节器降压功能的结合有可能使感性负载的供电与电网波动无关，其供电电压值从0到k×Ue^/2，在此K＞1是指供给负载的功率P的最大利用比E/Ue^。

根据本发明的装置的所有描述和优点有效地体现在图2所示的给两相负载14供电的情况。在该附图中同一标号被用于相等效的单元。增添了一个新的桥式电路，该电路在图1中所示的装置中未示出，该桥式电路由这样两个桥臂构成，一个臂具有如图1所示的同样的电容C1和C2(单相负载的情况)，另一个臂包含两个开关K3和K4，两相负载14首先被连接在开关K1和K2及电容C1和C2之间，然后被连接在电容C1和C2及开关K3和K4之间。控制参数处理和指令发生单元3打开和闭合开关K1和K4，从而给负载14施加以双极性电压波UmLF和与UmLF不同相位的双极性电压波Um’LF。

讲到单相和双相的情况，那么与一个有源滤波器2耦合的三相直流-交流变换器也能如图8所示被采用，操作类似于前面单/双相情况所说明的内容。在该附图中，三相直流-交流变换器20包含三个桥臂，这三个桥臂由开关K1和K2、K3和K4，K6和K 组成，三相负载19在开关对之间和每个桥臂相连。在图8所示的例子中，电容器C3被放在开关后面，但很显然，可以是若干个电容，并且它们可被设置在其它地方，即它们可保持与开关臂并联地设置。

如同在单相和双相情况同样的方式，单元B5包括对应直流-交流变换器单元20的控制参数，B6包括对应三相负载19的控制参数。从设置数值18开始，单元3处理这些参数，并通过联络线21控制开关K1、K2、K3、K4、K5、K6和K7，以致于该装置在负载19的接线柱上合成三个不同相位的波，有益的是有上述的形状。这个装置使有源滤波器2的升压功能和直流-交流变换器单元20的视在降压功能的组合成为可能，如在前面情况中以相关优点所描述的，上述组合可由三相感应负载观测到。

本发明可用于各种负载，上述负载能利用直流-交流频率变换器来控制，尤其是变压器类感性负载或交流电机，该电机有或没有换向器，特别是单相或多相异步电机。

Claims (11)

1、一种静态变频器，它包括用于提供来自一电压源(Ue)的整流的直流电压的整流器装置(1)；一有源滤波器(2)，其包括连接至所述整流器装置并与一二极管(D1)和一第一开关(K5)串联的一串联的电感(L1)，第一开关(K5)将该串联电感和该二极管之间的结合点连接至一公共端；和一直流-交流交换器(4)，其由至少一个完整的桥式电路构成，该桥式电路的一个臂含有两个电容(C1，C2)另一个臂含有二个开关(K1，K2)，所述静态变频器的特征在于所述直流-交流变换器的输入端被直接连接至所述有源滤波器的输出端，所述静态滤波器还包括被连接用于根据PWM处理对所述第一开关(K5)和所述其他开关(K1，K2)两者进行组合控制的一单个控制参数处理和指令产生单元(3)，且一高频滤波用的电容器(C0)被连接在所述整流器装置的输出端之间。

2、根据权利要求1的静态变频器，其特征在于该直流-交流变换器装置仅包含一个完整的桥式电路，并为一单相负载供电。

3，根据权利要求1的静态变换器，其特征在于该直流-交流变换器装置具有两个完整的桥式电路，并为一双相负载供电。

4、一种静态变频器，它包括用于提供来自一电压源(Ue)的整流的直流电压的整流器装置(1)；一有源滤波器(2)，其包括连接至所述整流器装置并与一二极管(D1)和一第一开关(K5)串联的一串联的电感(L1)，第一开关(K5)将该串联电感和该二极管之间的结合点连接至一公共端；和一直流-交流交换器(20)，其至少包括一由两个其他开关(K1，K2)形成的半桥式电路，所述静态变频器的特征在于所述直流-交流变换器包括由其他开关(K1，K2，K3，K4，K6，K7)形成的三个半桥式电路和至少一与所述桥式电路并联连接的电容器(C3)，所述直流-交流交换器的输入端被直接连接至所述有源滤波器的输出端，所述静态变频器还包括被连接用于根据PWM处理对所述第一开关(K5)和所述其他开关(K1，K2，K3，K4，K5，K6)两者进行组合控制的一单个控制参数处理和指令产生单元(3)，且一高频滤波用的电容器(C0)被连接在所述整流器装置的输出端之间。

5、根据权利要求1至4中任一个的变换器，其特征在于控制参数处理和指令产生单元使用这样的值为控制参数(B1，B2，B3，B4，B5，B6)，以利用输入设定值来伺服控制有源滤波器开关(K5)和直流-交流变换器器开关(K1，K2，K3，K4，K6，K7)，上述物理量是在该整流器(如果有该整流器的话)的输出端、在该有源滤波器、有源滤波器的输出、直流-交流交换器和/或负载上可测的变频器供电电源(Ue)的至少一个可测物理量。

6、根据权利要求5的变换器，其特征在于用作为控制参数(B1，B2，B3，B4，B5，B6)的可测物理量是电压、电流、功率、温度、位移、速度、加速度、压力、磁场和/或电场。

7、根据权利要求5的变换器，其特征在于被用作为控制参数(B1，B2，B3，B4，B5，B6)来被测量的物理量之一是在负载接线柱上的电压(UmLF)的变形(dUmLF)的映象值。

8、根据权利要求1至4中任一个的变换器，其特征在于它输出一给负载的交变波形(Um)，在该波形上一半周包含一平稳段。

9、根据权利要求8的变换器，其特征在于输出给负载的波(Um)的半周具有一梯形形状，并尽可能为一等腰梯形。

10、根据权利要求1至4中任一个的变换器，其特征在于它的元件(1，C0，L1，K5，D1，K1，K2，C1，C2，K3，K4，K6，K7，C3)是如此设定的，以便满足下列条件式： $\frac{1-\frac{U{r}^{^}}{E}}{2\mathrm{PL}1}\≥\frac{\mathrm{fo}}{U{\hat{r}}^2}$ 其中 $\mathrm{ton}\≤\frac{1-\frac{U{r}^{^}}{E}}{\mathrm{fo}}$

在此，Ur^是该装置电压电源的峰值电压，E是有源滤波器输出的电压，P是负载上输出的功率，L1是在整流器单元输出端上的电感(L1)的值，f0是可听见的频率的上限值，ton是有源滤波器开关(K5)的闭合时间。

11、根据权利要求1至4中任一个的变换器，其特征在于它的元件(1，C0，L1，K5，D1，K1，K2，C1，C2，K3，K4，K6，K7，C3)是这样设定的，使其满足下列条件式： $\frac{2\mathrm{\π}\sqrt{2\mathrm{LC}}}{\sqrt{1-\frac{R^{2}C}{2L}}}\≥t\max$

其中C是在直流-交流变换器单元中的电容(C1-C3)的标称值，L是感性负载的电感，tmax是电压(+/-E/2)必须施加给负载的期间的最大时间。

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