CN106255027B - 一种非线性音频系统的音质可听化评估方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种非线性音频系统的音质可听化评估方法及系统，其通过时域求解一维Volterra滤波器参数，克服现有技术中频域求解存在相位差而导致非线性系统的可听化模型估计不准确的问题。该音质可听化评估方法，包括如下步骤：S1、构建基于一维Volterra滤波器的非线性模型，用于模拟非线性音频系统的非线性响应；S2、辨识一维Volterra滤波器的核函数参数；S3、将音频测试信号馈给建立好的所述非线性模型，评价其输出结果的音质；S4、根据步骤S3的评价结果调整非线性模型的参数，返回步骤S3，评价调整后的音质改善情况，循环往复，直至找到一个最优的非线性模型参数。

Description

一种非线性音频系统的音质可听化评估方法及系统

技术领域

本发明涉及音频系统评估领域，特别涉及一种非线性音频系统的音质可听化评估方法及系统。

背景技术

目前在音频系统研发中，系统的音质可听化是一个重要的性能指标。可听化评估是指通过仿真等技术手段，构造系统的声学传输特性，将需要测听的音频信号馈入评估模型，进行主观试听，评估系统的声学传输特性，并对此进行改进。例如，在房间声学设计中，可以构造不同的房间大小、声学材料分布等参数，建立声传输模型，并通过主观音质评价对不同的设计方案进行修改或者确定。或者在乐器的研制过程中，可以通过仿真建立发声模型，并基于此通过主观音质评价确定乐器是否合格或者改进的方向。

但是目前可听化评估方法中，往往仅仅考虑系统是处于线性工作状态，而并没有考虑到系统的非线性失真。而在实际工程中，系统往往是出于非线性状态。例如在房间声学中，扬声器等声学换能器需要较高的驱动电压，此时就会不可避免产生非线性失真；在风琴等乐器设计中，往往发出的是和弦，不仅仅是一个基频音，而且还带有谐频信号，并且呈现一定的分布规律，导致了每个乐器带有自身独特的音色。这种情况下，仅仅考虑线性系统构建的可听化评估就不再适用，需要考虑系统的非线性特性。

当前已有研究者引入Volterra非线性滤波器到非线性系统的可听化评估中。但是Volterra滤波器模型的结构比较复杂，计算量庞大，限制了其在工程实践中的应用。也有研究者提出了简化的Volterra滤波器模型，就是提取Volterra滤波器的对角线元素形成一维数组结构的滤波器，这里我们不妨称其为一维Volterra滤波器模型。其优点就是计算量减少，并且模拟系统线性和非线性特性的性能较好。近几年有研究者提出了基于噪声信号激励的自适应滤波器进行非线性系统的参数模型的构建。但是这种方法的抗噪声干扰性能不强。目前应用比较广泛的是扫频法，其中又可以分为连续对数扫频法和离散扫频法。离散扫频法主要步骤是输入信号为离散频率点的单频信号，即每个时间段只有一个单个频率的信号，测量系统输出信号中的与输入信号相同的频率成分即为基频，其倍数频率成分即为谐波失真信号，由此可以知道该频率点的谐波失真情况，然后下一个时间测量下一个频率点的输入和输出，进行计算，按序进行，直至扫描完整个期望的频带。这种办法的测量结果相对比较准确，但是扫描速度太慢。

另一种测量办法就是连续对数扫频，该办法的主要步骤是产生一个连续对数扫描信号，该信号的频率是随着时间连续变化的，同时产生一个扫频信号的逆信号，将该逆信号与系统的输出信号进行卷积，通过加窗可以分离得到系统的基频脉冲响应和各阶谐波失真的脉冲响应，将时域的脉冲响应变换到频域，就可以计算得到谐波失真随着频率的变化关系曲线。该方法的测量结果同样比较准确，并且速度比较快，甚至可以应用在产线上，迅速得到准确的测量结果。

目前在现有的连续对数扫频测量研究资料中，一维Volterra滤波器的核函数的求解都是基于频域计算；并且在众多资料中都提及到了核函数计算中的相位误差问题。本发明同样是基于连续扫频求解一维Volterra滤波器构建非线性系统的可听化评估模型。而本发明确立扫频信号的参数条件准则，并给出时域求解计算方法，从而快速得到时域脉冲响应。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术中频域求解存在相位差而导致非线性系统的可听化模型估计不准确的问题，提供了一种非线性音频系统的音质可听化评估方法及系统，其通过时域求解一维Volterra滤波器参数。

为达到上述目的，本发明采用技术方案为：

一种非线性音频系统的音质可听化评估方法，包括如下步骤：

S1、构建基于一维Volterra滤波器的非线性模型，用于模拟非线性音频系统的非线性响应；

S2、辨识一维Volterra滤波器的核函数参数；

S3、将音频测试信号馈给建立好的所述非线性模型，评价其输出结果的音质；

S4、根据步骤S3的评价结果调整非线性模型的参数，返回步骤S3，评价调整后的音质改善情况，循环往复，直至找到一个最优的非线性模型参数；

其中，所述步骤S2进一步包括如下步骤：

S2-1、设置扫频信号参数，生成扫频信号及所述扫频信号的逆信号；

S2-2、以所述扫频信号激励所述非线性音频系统，同步采集所述非线性音频系统的输出信号；

S2-3、对所述输出信号和所述逆信号进行解卷积得到一个脉冲序列；

S2-4、设置延时窗函数，从所述脉冲序列中截取各阶谐波引起的脉冲响应；

S2-5、时域求解所述各阶谐波的脉冲响应。

优选地，，步骤S1中，所述一维Volterra滤波器的非线性模型如式(7)所示，

其中，n是采样点，y(n)是非线性模型的输出，x(n)是非线性模型的输入，h_p(i)是一维Volterra滤波器第p阶核函数，M_p是第p阶核函数的滤波器长度。

优选地，步骤S2-1具体包括如下步骤：

S2-1-1、设置扫频信号的起始角频率ω₁、终止角频率ω₂以及扫频信号的时间持续长度T，并满足式(2)，

ξ＝π+2ηπ，η＝…，-1，0，1，2，… (2)

其中，

S2-1-2、生成式(3)所示的扫频信号x(n)，

x(n)＝A·sinφ(n) (3)

其中，A是扫频信号的幅度大小，N是扫频信号的总采样点数；

S2-1-3、生成所述扫频信号的如式(4)所示的逆信号

优选地，步骤S2-2中，将所述扫频信号馈给非线性音频系统，通过声音传感器同步采集得到所述非线性音频系统响应后的输出信号。

优选地，步骤S2-3中，所述脉冲序列是由一段延时的脉冲响应序列组组成的一维脉冲响应序列。

优选地，步骤S2-4中，通过多个不同的延时窗函数从所述脉冲序列k(n)中截取出各次谐波的脉冲响应分别为k_i(n)，i＝1，2...；k_i(n)如通式(5)所示，

k_i(n)＝k(n)·u(n+γ_i0)-u(n+γ_i0-M_i) (5)

其中，u(n+γ_i0)是阶跃响应函数，γ_i0表示第i个脉冲响应的延时偏移量，M_i为第i阶核函数的滤波器长度。

更优选地，步骤S2-5中，

根据式(6-1)求出线性脉冲响应h₁(i)；

h₁(i)＝k₁(n)+3k₃(n)+5k₅(n) (6-1)

以及

根据式(6-2)求出二次谐波脉冲响应h₂(i)；

和/或，根据式(6-3)求出三次谐波脉冲响应h₃(i)；

和/或，根据式(6-4)求出四次谐波脉冲响应h₄(i)；

和/或，根据式(6-5)求出五次谐波脉冲响应h₅(i)；

其中，δ_hil是希尔伯特滤波器，用于将正弦函数偏移90°相位变成余弦函数。

优选地，步骤S3中，采用多段音乐作为音频测试信号，通过主观听音评价非线性音频系统输出的音质、带宽、立体感、空间感、层次感、失真和异常音、力度、真实度。

优选地，步骤S4中，调整各阶谐波的幅频特性和/或相频特性，或，调整各阶谐波脉冲响应的权重分布，找出非线性音频系统音质不佳的原因并优化所述非线性音频系统的参数；

或，步骤S4中，调整各阶谐波的幅频特性和/或相频特性，使所述非线性音频系统的谐波分布特征转换为具有另一种音色的谐波分布。

一种非线性音频系统音质的可听化评估系统，包括

音质可听化仿真模块，用于构建基于一维Volterra滤波器的非线性模型，所述非线性模型每一项分别表征了非线性音频系统的各阶谐波失真；

一维Volterra滤波器的参数辨识模块，包括：连续扫频信号生成模块，用于根据预设的的起始频率、截止频率以及扫频信号长度生成连续对数扫频信号以及所述扫频信号的逆信号，以保证测量所需带宽的信号失真响应；脉冲响应计算模块，用于计算得到各阶谐波对应的脉冲响应曲线，并且保证每个独立的脉冲响应是时域分离的；延时窗模块，用于计算得到各阶谐波所对应的窗函数，在时间脉冲序列上对应着不同的延时窗；从整个脉冲响应时间序列上获取单独各阶谐波对应的脉冲响应；时域核函数计算模块，用来求解时域脉冲响应，也就是一维Volterra滤波器的核函数，确定非线性系统的可听化评估模型的各项参数；

评价模块，用于根据构建好的非线性系统的音质可听化模型，采用多段音乐信号等作为测试信号，通过听音评价系统输出音质的优良，分别对音质、带宽、立体感、空间感、层次感、失真和异常音以及力度、真实度等多方面进行评分；

非线性模型预处理模块，用于分别调整各阶谐波失真的幅频特性和相频特性，并通过听音找出非线性音频系统音质不佳的原因，找出造成这一原因的谐波成分，确定该非线性系统的改进目标，对该非线性系统进行调整优化；或，用于调整各阶谐波失真的权重分布，并通过音质评价，优化非线性音频系统的参数。

本发明采用以上方案，改进了现有的非线性系统的音质可听化评估方法存在的相位失真等问题，特别是对一维Volterra滤波器的参数辨识进行了改进。

本发明的优选方案，还进一步具有如下优点：

1、首次提出了连续对数扫频信号所应该满足的起始频率、截止频率以及信号的时间长度所应该满足的条件标准，对于实际工程操作具有较好的指导意义；

2、对比传统的对数扫频办法，本发明所提出的信号要求和脉冲响应求解办法有利于准确得到各阶脉冲响应，而不会引入误差，包括幅度误差和相位误差；

3、发明给出了延时窗函数的计算办法，从而避免了相位延时误差，这对于一些逆滤波器的设计或者补偿具有重要的意义；

4、首次给出求解非线性模型的时域解析表达式，避免了频域计算因为采样点数不够，也就是解析度不够，某些频率点的系统响应特性的辨识存在估计误差。

附图说明

图1是本发明的基于连续对数扫频的可听化评估方法的流程图；

图2是本发明的一维Volterra滤波器的框架结构图；

图3a-1、3a-2分别为本发明的扫频信号的时域波形图和时频图；

图3b-1、3b-2分别为本发明的与扫频信号对应的逆信号的时域波形图和时频图；

图4为解卷积得到的脉冲序列时域曲线；

图5为现有技术中的非线性系统的音质可听化评估方法得到的信号时域波形；

图6为本发明的非线性系统的音质可听化评估方法得到的信号时域波形；

图7为可以调节各阶谐波分量的延时和权重的非线性模型框架图；

图8为可以针对各段频率调节权重和相位的非线性模型框架图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的较佳实施例进行详细阐述，以使本发明的优点和特征能更易于被本领域的技术人员理解。

本发明的基本思想是给出连续扫频信号的设置参数，以保持起始频率、截止频率和扫频信号时间长度需要满足的严格准则，以及相应的求解线性脉冲响应的时域求解办法。基于上述思想设计的本发明的测量方法消除了现有技术中的连续扫频测量脉冲响应方法存在的测量结果准确性不可控的问题。

本发明的基于连续对数扫频的可听化评估方法，包括如下步骤：

S1、构建基于一维Volterra滤波器的非线性模型，用于模拟非线性音频系统的非线性响应，所述一维Volterra滤波器的非线性模型如式(7)所示，

其中，n是采样点，y(n)是非线性模型的输出，x(n)是非线性模型的输入，h_p(i)是一维Volterra滤波器第p阶核函数，M_p是第p阶核函数的滤波器长度,p为大于2的自然数。

S2、辨识一维Volterra滤波器的核函数参数；具体包括，

S2-1-1、设置扫频信号的起始角频率ω₁、终止角频率ω₂以及扫频信号的时间持续长度T，并满足式(2)，

ξ＝π+2ηπ，η＝…，-1，0，1，2，… (2)

其中，它是关于起始角频率ω₁、终止角频率ω₂和长度T的函数；

S2-1-2、生成式(3)所示的扫频信号x(n)，

x(n)＝A·sinφ(n) (3)

其中，A是扫频信号的幅度大小，它是关于采样点n的函数，N是扫频信号的总采样点数，扫频信号的采样率为f_s＝N/T，式(3)的另一种表达形式为，

从上式可见，扫频信号是一个频率随时间变化的正弦信号，其频率变化呈指数型增长。

S2-1-3、生成所述扫频信号的如式(4)所示的逆信号

从上式可以看到，逆信号是对扫频信号的时间反转信号x(-n)进行指数衰减形式的调制，以满足逆信号与扫频信号x(n)的卷积为狄拉克函数δ(n)，它同样是一个频率随时间变化的信号，且频率变化随时间呈指数衰减关系。

S2-2、将所述扫频信号x(n)馈给非线性音频系统，通过声音传感器(如，麦克风)同步采集得到所述非线性音频系统响应后的输出信号y(n)，输出信号y(n)可以是电信号，也可以是其他的能量形式，输出信号x(n)和输入信号y(n)的采集需要保持完全同步，这样可以避免测量计算中的相位延时误差。

S2-3、对所述输出信号和所述逆信号进行解卷积得到一个脉冲序列，所述脉冲序列是由一段延时的脉冲响应序列组组成的一维脉冲响应序列k(n)。

S2-4、通过多个不同的矩形延时窗函数从所述脉冲序列k(n)中截取出各次谐波的脉冲响应分别为k_i(n),i＝1,2...；k_i(n)如通式(5)所示，

k_i(n)＝k(n)·u(n+γ_i0)-u(n+γ_i0-M_i) (5)

其中，u(n+γ_i0)是阶跃响应函数(可参见“吴大正.信号与线性系统分析[M].高等教育出版社,2008”等)，γ_i0表示第i个脉冲响应的延时偏移量的常数；

k_i(n)具体为

S2-5、根据式(6-1)求出线性脉冲响应h₁(i)；

h₁(i)＝k₁(n)+3k₃(n)+5k₅(n) (6-1)

以及

根据式(6-2)求出二次谐波脉冲响应h₂(i)；

根据式(6-3)求出三次谐波脉冲响应h₃(i)；

根据式(6-4)求出四次谐波脉冲响应h₄(i)；

根据式(6-5)求出五次谐波脉冲响应h₅(i)；

其中，δ_hil是希尔伯特滤波器，用于将正弦函数偏移90°相位变成余弦函数。

这里仅仅考虑了三次和五次非线性失真的影响，并且消除了三次和五次非线性的影响而得到纯粹的线性脉冲响应。这足以描述一般的消费电子类器件的谐波失真，因为常见系统的谐波失真的幅度一般随着谐波失真的阶次增加而增大。当然，如果需要计算更高阶的谐波失真，只需要遵从上式的规律进行拓展即可。

S3、将音频测试信号馈给建立好的所述非线性模型，评价其输出结果的音质。具体为，得到非线性滤波器的各阶核函数，采用多段音乐信号等作为测试信号，通过主观听音评价系统输出音质的优良，分别对音质、带宽、立体感、空间感、层次感、失真和异常音以及力度、真实度等多方面进行评分。

S4、根据步骤S3的评价结果调整非线性模型的参数，返回步骤S3，评价调整后的音质改善情况，循环往复，直至找到一个最优的非线性模型参数。具体为，分别调整各阶谐波失真的幅频特性和相频特性，并结合主观听音，评判系统音质不佳的原因，找出造成这一原因的谐波成分，进而确定该非线性系统的改进目标，可以通过物理手段或者数字信号处理的手段对该非线性系统进行调整，以实现目标系统；

或，分别调整各阶谐波失真的权重分布，并结合主观音质评价，进一步优化非线性系统的参数。或者说人为地改变或者增加某些谐波分量成分，因为谐波失真的存在并不一定意味着音质差，相反，如果谐波的分布比较合理，可以使得声音更加悦耳，例如小提琴等乐器的声音并不是简单的单频信号，而是带有较多的泛频；

或，分别调整各阶谐波失真的幅频特性和相频特性，并结合主观听音，使得非线性系统的谐波分布特性转换成另外一个音色特征鲜明的系统，例如将二胡声调整为小提琴声音，得到一个期望的目标系统响应，通过数字信号处理手段，实现这一目标。

一种非线性音频系统音质的可听化评估系统，包括

音质可听化仿真模块，用于构建基于一维Volterra滤波器的非线性模型，所述非线性模型每一项分别表征了非线性音频系统的各阶谐波失真；

一维Volterra滤波器的参数辨识模块，包括：连续扫频信号生成模块，用于根据预设的的起始频率、截止频率以及扫频信号长度生成连续对数扫频信号以及所述扫频信号的逆信号，以保证测量所需带宽的信号失真响应；脉冲响应计算模块，用于计算得到各阶谐波对应的脉冲响应曲线，并且保证每个独立的脉冲响应是时域分离的；延时窗模块，用于计算得到各阶谐波所对应的窗函数，在时间脉冲序列上对应着不同的延时窗；从整个脉冲响应时间序列上获取单独各阶谐波对应的脉冲响应；时域核函数计算模块，用来求解时域脉冲响应，也就是一维Volterra滤波器的核函数，确定非线性系统的可听化评估模型的各项参数；

评价模块，用于根据构建好的非线性系统的音质可听化模型，采用多段音乐信号等作为测试信号，通过听音评价系统输出音质的优良，分别对音质、带宽、立体感、空间感、层次感、失真和异常音以及力度、真实度等多方面进行评分；

非线性模型预处理模块，用于分别调整各阶谐波失真的幅频特性和相频特性，并通过听音找出非线性音频系统音质不佳的原因，找出造成这一原因的谐波成分，确定该非线性系统的改进目标，对该非线性系统进行调整优化；或，用于调整各阶谐波失真的权重分布，并通过音质评价，优化非线性音频系统的参数。

在一个实施例中，以评估扬声器这一非线性音频系统的音质来详细阐述本发明的音质可听化评估。如在全消声室内，放置一扬声器，距离其2m处放置B&K传声器4189，用来采集扬声器的系统输出信号。扬声器和传声器在同一高度，距离地面(钢丝网面，并不是真实的反射地面)1m。此外，实验还选用其他硬件装置，包括功率放大器，NI公司的PXIe-1075多通道数据采集系统以及PC机。

具体实施过程包括以下几步：

(1)设置一维Volterra滤波器非线性模型的阶数为5阶，即考虑失真至五次谐波失真。同时设定各阶核函数的滤波器长度为500.

(2)设置扫频信号的参数为：扫频起始频率22Hz，终止频率20kHz，采样率为40kHz，根据本发明所要求的条件，即ξ＝π+2ηπ，η＝…，-1，0，1，2，…，选择扫频信号长度为T＝10.68314s扫频信号的时域波形和时频分布分别如图3a-1、3a-2所示。同时生成的还有逆信号，其时域波形和时频分布分别如图3b-1、3b-2所示。此外，选择另外一个连续扫频信号作为对比，其起始频率为22Hz，终止频率20kHz，采样率为40kHz，扫频信号长度T＝9.8s。该扫频信号并不满足本发明所提出的条件准则。

(3)将扫频信号经过功放进行功率放大后馈给扬声器，同时，音质可听化评估系统同步地采集麦克风采集到的信号y(n)，该信号就是扬声器的输出信号。需要注意的是，输入和输出必须保证同步，否则将会导致系统的相位响应测量结果出现误差。

(4)用扫频信号的逆信号卷积采集得到的系统输出信号y(n)，从而得到一组一维脉冲响应序列k(n)。该实例中得到的脉冲序列如图4所示。从图中可以看到，在时间轴上，脉冲序列是离散分布的。例如，图中的γ₂₀是其中一个延时窗的起点，而γ₃₀是另一个延时窗的起点，0时刻位置是k₁(n)。需要指出的是，增加扫频信号的时间长度，可以使得脉冲序列之间的距离更远。其中k₁(n)是由系统的线性响应、以及奇数次谐波响应共同作用形成的脉冲序列；k₂(n)是二次谐波响应以及更高偶数次谐波响应共同作用形成的脉冲序列；同样的规律，k₃(n)或者更高阶数的脉冲序列是由更高阶数的谐波响应共同作用形成的。通过不同的延时窗，可以从图4中的一维脉冲响应序列中分离出各阶脉冲序列k₁(n)、k₂(n)以及k₃(n)等。

(5)根据本发明给出的时域求解公式，计算出各阶谐波失真的脉冲响应，完成非线性系统的音质可听化模型的参数辨识。需要指出的是，精确的非线性模型是非常有必要的，因为它能够真实地反映出非线性系统的工作情况。本发明给出的参数辨识办法消除了现有的方法中存在的相位失真等问题。为了证明这一点，在实例中，馈给扬声器系统1kHz信号，并采集扬声器的输出作为真实系统的输出响应。实例中，与现有技术的辨识方法比对，即采用步骤2所述的扫频长度为9.8s的扫频信号，不满足本发明所提出的准则。同时采用频域求解的办法得到的非线性模型。馈给等幅度等相位的1kHz信号给辨识得到的非线性模型，其输出信号的时域波形如图5所示。从图中可以看到现有技术中方法辨识得到的非线性模型预测得到的系统输出与扬声器系统的真实输出差别还是蛮大的。同样地，在实例中也基于本发明给出的辨识办法，采用上述步骤得到的非线性模型给出的1kHz激励下的输出结果如图6所示。从图中可以看到，基于本发明得到非线性系统的音质可听化评估模型的准确度远高于现有技术的方法。

(6)根据既有的非线性模型，进行主观音质评价。在实例中，分别听了多个频率的单频信号以及不同风格音乐信号，包括歌曲中的人声，交响乐，爵士乐等，发现系统的低频的力度不够，特别是鼓声不够明晰干净.

(7)当前系统的失真主要集中在低频，并且失真幅度大小随着阶数的增加而逐渐减小，即三次谐波失真比二次谐波失真小；同时系统的失真主要源于二次和三次谐波失真，四次和五次谐波失真较小，不会影响。在实例中调整减小四次和五次谐波的幅度，结合步骤6的主观听音评测，并没有明显的变化差异。调整谐波分量可以通过如图7这样的方案，调整每一阶核函数的延时和增益，这是本实例中采用的办法；当然也可以通过图8中的方案，可以针对各个频段进行更加精细化的调整。同样，降低系统的二次谐波，主观听音的差别也不带明显，但是如果持续抬升二次谐波的幅度，低频的鼓声更弱；通过调整各阶谐波分量发现，导致鼓声不够干净，低频力度不足的主要原因是三次谐波的存在。可以通过物理手段例如改进扬声器的结构进行性能优化，减小系统的三次谐波失真，将会有助于提高系统的音质；当然也可以通过数字信号处理的办法降低系统的三次谐波失真，这里不做详细的介绍。

上述实施例只为说明本发明的技术构思及特点，是一种优选的实施例，其目的在于熟悉此项技术的人士能够了解本发明的内容并据以实施，并不能以此限定本发明的保护范围。凡根据本发明的精神实质所作的等效变换或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种非线性音频系统的音质可听化评估方法，其特征在于，包括如下步骤：

S1、构建基于一维Volterra滤波器的非线性模型，用于模拟非线性音频系统的非线性响应；

S2、辨识一维Volterra滤波器的核函数参数；

S3、将音频测试信号馈给建立好的所述非线性模型，评价其输出结果的音质；

S4、根据步骤S3的评价结果调整非线性模型的参数，返回步骤S3，评价调整后的音质改善情况，循环往复，直至找到一个最优的非线性模型参数；

其中，所述步骤S2进一步包括如下步骤：

S2-1、设置扫频信号参数，生成扫频信号及所述扫频信号的逆信号；

S2-2、以所述扫频信号激励所述非线性音频系统，同步采集所述非线性音频系统的输出信号；

S2-3、对所述输出信号和所述逆信号进行解卷积得到一个脉冲序列；

S2-4、设置延时窗函数，从所述脉冲序列中截取各阶谐波引起的脉冲响应；

S2-5、时域求解所述各阶谐波的脉冲响应；

步骤S2-4中，通过多个不同的延时窗函数从所述脉冲序列k(n)中截取出各次谐波的脉冲响应分别为k_i(n),i＝1,2...；k_i(n)如通式(5)所示，

k_i(n)＝k(n)·u(n+γ_i0)-u(n+γ_i0-M_i) (5)

其中，n是采样点，u(n+γ_i0)是阶跃响应函数，ω₁表示起始角频率，ω₂表示终止角频率，γ_i0表示第i个脉冲响应的延时偏移量，M_i为第i阶核函数的滤波器长度。

2.根据权利要求1所述的音质可听化评估方法，其特征在于，步骤S1中，所述一维Volterra滤波器的非线性模型如式(7)所示，

其中，n是采样点，y(n)是非线性模型的输出，x(n)是非线性模型的输入，h_p(i)是一维Volterra滤波器第p阶核函数，M_p是第p阶核函数的滤波器长度。

3.根据权利要求1所述的音质可听化评估方法，其特征在于，步骤S2-1具体包括如下步骤：

S2-1-1、设置扫频信号的起始角频率ω₁、终止角频率ω₂以及扫频信号的时间持续长度T，并满足式(2)，

ξ＝π+2ηπ，η＝…,-1,0,1,2,… (2)

其中，

S2-1-2、生成式(3)所示的扫频信号x(n)，

x(n)＝A·sinφ(n) (3)

其中，A是扫频信号的幅度大小，N是扫频信号的总采样点数；

S2-1-3、生成所述扫频信号的如式(4)所示的逆信号

4.根据权利要求1所述的音质可听化评估方法，其特征在于，步骤S2-2中，将所述扫频信号馈给非线性音频系统，通过声音传感器同步采集得到所述非线性音频系统响应后的输出信号。

5.根据权利要求1所述的音质可听化评估方法，其特征在于，步骤S2-3中，所述脉冲序列是由一段延时的脉冲响应序列组组成的一维脉冲响应序列。

6.根据权利要求1所述的音质可听化评估方法，其特征在于，步骤S2-5中，

根据式(6-1)求出线性脉冲响应h₁(i)；

h₁(i)＝k₁(n)+3k₃(n)+5k₅(n) (6-1)

以及

根据式(6-2)求出二次谐波脉冲响应h₂(i)；

和/或，根据式(6-3)求出三次谐波脉冲响应h₃(i)；

和/或，根据式(6-4)求出四次谐波脉冲响应h₄(i)；

和/或，根据式(6-5)求出五次谐波脉冲响应h₅(i)；

其中，A是扫频信号的幅度大小，δ_hil是希尔伯特滤波器，用于将正弦函数偏移90°相位变成余弦函数。

7.根据权利要求1所述的音质可听化评估方法，其特征在于，步骤S3中，采用多段音乐作为音频测试信号，通过主观听音评价非线性音频系统输出的音质、带宽、立体感、空间感、层次感、失真和异常音、力度、真实度。

8.根据权利要求1所述的音质可听化评估方法，其特征在于，步骤S4中，调整各阶谐波的幅频特性和/或相频特性，或，调整各阶谐波脉冲响应的权重分布，找出非线性音频系统音质不佳的原因并优化所述非线性音频系统的参数；

或，步骤S4中，调整各阶谐波的幅频特性和/或相频特性，使所述非线性音频系统的谐波分布特征转换为具有另一种音色的谐波分布。

9.一种非线性音频系统音质的可听化评估系统，其特征在于，采用如权利要求1-8任一项所述的音质可听化评估方法，所述可听化评估系统包括：

音质可听化仿真模块，用于构建基于一维Volterra滤波器的非线性模型，所述非线性模型每一项分别表征了非线性音频系统的各阶谐波失真；

一维Volterra滤波器的参数辨识模块，包括：连续扫频信号生成模块，用于根据预设的的起始频率、截止频率以及扫频信号长度生成连续对数扫频信号以及所述扫频信号的逆信号，以保证测量所需带宽的信号失真响应；脉冲响应计算模块，用于计算得到各阶谐波对应的脉冲响应曲线，并且保证每个独立的脉冲响应是时域分离的；延时窗模块，用于计算得到各阶谐波所对应的窗函数，在时间脉冲序列上对应着不同的延时窗；从整个脉冲响应时间序列上获取单独各阶谐波对应的脉冲响应；时域核函数计算模块，用来求解时域脉冲响应，也就是一维Volterra滤波器的核函数，确定非线性系统的可听化评估模型的各项参数；

评价模块，用于根据构建好的非线性系统的音质可听化模型，采用多段音乐信号作为测试信号，通过听音评价系统输出音质的优良，分别对音质、带宽、立体感、空间感、层次感、失真和异常音以及力度、真实度多方面进行评分；

非线性模型预处理模块，用于分别调整各阶谐波失真的幅频特性和相频特性，并通过听音找出非线性音频系统音质不佳的原因，找出造成这一原因的谐波成分，确定该非线性系统的改进目标，对该非线性系统进行调整优化；或，用于调整各阶谐波失真的权重分布，并通过音质评价，优化非线性音频系统的参数。