CN106253716A - 原边控制的开关电源及控制方法 - Google Patents

Abstract

本申请公开了原边控制的开关电源及控制方法。所述原边控制的开关电源包括：变压器，包括原边绕组和副边绕组；第一开关管，第一开关管与原边绕组串联连接在直流电压输入端和地之间；电流采样电阻，用于获得表征流经第一开关管的电流的电流采样信号；电压反馈电路，用于获得表征原边绕组的原边电压的电压反馈信号；控制电路，控制第一开关管的导通和断开；以及供电电路，用于为控制电路产生控制电压，其中，控制电路从原边绕组的第一端获得电流采样信号，供电电路还用于吸收第一开关管交替导通和断开时产生的尖峰电压，从而抑制干扰。该开关电源可以省去辅助绕组以及吸收回路，从而可以实现宽输出电压和降低成本。

Description

原边控制的开关电源及控制方法

技术领域

本发明涉及开关电源技术，更具体地，涉及原边控制的开关电源及控制方法。

背景技术

原边控制的开关电源可以采用变压器的辅助绕组获得与输出电压相关的反馈信号，因而可以将控制电路设置在变压器的原边，并且简化信号反馈路径。原边控制的开关电源容易形成模块化的集成电路，已经广泛地用于手机、平板电脑和便携式媒体播放器的各种充电电源，以及用于驱动发光二极管(LED)的供电电源中。

在进一步改进的开关电源中，辅助绕组产生的电压不仅用于提供反馈信号，而且采用二极管整流之后用于控制芯片的供电。然而，辅助绕组及其连接的二极管将导致电路成本的增加。此外，为了满足信号反馈的需求，辅助绕组的匝数需要与副边匝数相匹配。为了满足控制芯片供电的需求，辅助绕组两端的电压还需要符合控制芯片的耐压参数要求。因此，在采用辅助绕组供电时，LED驱动电路的直流输出电压受到控制芯片的耐压参数的限制，难以提供宽电压输出，从而不利于LED驱动电路的兼容性。

因此，期望进一步改进原边控制的开关电源，以省去变压器的辅助绕组以及改进原边的供电电路以降低电路成本。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种无辅助绕组的原边控制的开关电源，通过原边绕组感应副边电压以提供副边电压的反馈信号，并且在供电电路中吸收尖峰电压，从而省去辅助绕组和吸收回路，降低外围元件成本。

根据本发明的一方面，提供一种原边控制的开关电源，包括：变压器，包括原边绕组和副边绕组；第一开关管，所述第一开关管与所述原边绕组串联连接在直流电压输入端和地之间，在所述第一开关管的导通期间形成所述第一开关管至所述原边绕组的电流路径；电流采样电阻，连接在所述第一开关管和所述原边绕组之间，用于获得表征流经所述第一开关管的电流的电流采样信号；电压反馈电路，连接在所述原边绕组的第一端和第二端之间，用于获得表征所述原边绕组的原边电压的电压反馈信号；控制电路，根据所述电流采样信号和所述电压反馈信号产生所述第一开关管的驱动信号，以控制所述第一开关管的导通和断开；以及供电电路，连接在所述原边绕组的第一端和第二端之间，用于为所述控制电路产生控制电压，其中，所述副边绕组的第一端连接至所述第一开关管，第二端接地，所述控制电路具有供电端和浮地端，所述浮地端连接至所述原边绕组的第一端，所述供电端用于接收所述供电电压，所述浮地端用于接收所述浮地信号，所述控制电路从所述原边绕组的第一端获得所述电流采样信号，所述供电电路还用于吸收所述第一开关管交替导通和断开时产生的尖峰电压，从而抑制干扰。

优选地，在所述第一开关管的断开期间，所述原边绕组的原边电压是所述副边绕组的副边电压的感应电压。

优选地，还包括：整流桥，用于将外部的交流电源提供的交流电压转变成直流脉动电压；以及输入电容，用于对直流脉动电压滤波以产生直流输入电压，所述输入电容的第一端作为所述直流电压输入端，第二端接地。

优选地，还包括：续流二极管，所述续流二极管的阳极连接至所述副边绕组的第一端；以及输出电容，所述输出电容连接在所述续流二极管的阴极和所述副边绕组的第二端之间，其中，所述输出电容的两端提供所述开关电源的输出电压。

优选地，所述供电电路包括依次串联连接在所述原边绕组的第一端和第二端之间的第一电容、第二电容和第一二极管，以及与所述第二电容并联连接的第一电阻，其中，所述第一二极管的阳极连接至所述原边绕组的第二端，阴极连接至所述第二电容，所述第一电容和所述第二电容的中间节点连接至所述供电端。

优选地，在所述第一开关管的导通期间，所述原边绕组的第一端为正，所述第一二极管未导通，所述第一电容处于放电状态，在所述第一开关管的断开期间，所述原边绕组的第一端为负，所述第一二极管导通，利用感应电压对所述第一电容和所述第二电容充电，所述供电电路利用所述第一电容的交替充电和放电为所述控制电路供电，所述供电电路在所述第一开关管的导通期间，利用所述第二电容经由所述第一电阻放电以吸收尖峰电压。

优选地，还包括第二电阻，所述第二电阻连接在所述直流电压输入端和所述中间节点之间，从而在所述开关电源的启动阶段利用直流输入电压对所述第一电容充电，以提供所述控制电路的供电电压。

优选地，还包括高压启动模块，所述高压启动模块包括连接至所述直流电压输入端的输入端，以及分别连接至所述第一开关管和所述中间节点的第一输出端和第二输出端，从而在所述开关电源的启动阶段利用直流输入电压对所述第一电容充电，以提供所述控制电路的供电电压。

优选地，所述高压启动模块包括：第二开关管，所述第二开关管的第一端和第二端分别连接至所述输入端和所述第一输出端，控制端连接至所述供电端；晶体管，所述晶体管的第一端和第二端分别连接至所述输入端和所述供电端；以及供电控制模块，连接在所述供电端和所述晶体管的控制端之间，用于根据所述供电电压产生驱动信号以控制所述晶体管的导通状态，其中，在所述开关电源的启动阶段，所述第二开关管为断开状态，所述晶体管为导通状态，在所述开关电源的启动完成之后，所述第二开关管为导通状态，所述晶体管为断开状态。

优选地，所述电路反馈电路包括串联连接的多个电阻组成的分压网络，所述电压反馈信号是所述浮地信号的分压信号。

优选地，所述控制电路包括：恒流控制模块，所述恒流控制模块接收所述电流采样信号、所述电压反馈信号，并且产生与具有占空比的控制信号；以及驱动模块，从所述恒流控制模块接收所述控制信号，并且产生所述第一开关管的驱动信号。

优选地，所述恒流控制模块经由所述控制电路的补偿端连接外部的补偿模块，以维持系统稳定。

优选地，所述补偿模块包括连接在所述补偿端和所述浮地端之间的电容、或者电阻电容补偿网络。

优选地，所述副边绕组的第一端和第二端分别为高电位端和低电位端，并且，所述原边绕组的第二端与所述副边绕组的第一端为同名端。

根据本发明的另一方面，提供一种用于原边控制的开关电源的控制方法，所述开关电源包括变压器和第一开关管，所述变压器包括原边绕组和副边绕组，所述第一开关管与所述原边绕组串联连接在直流电压输入端和地之间，所述方法包括：在所述第一开关管至所述原边绕组的电流路径上，获得表征流经所述第一开关管的电流的电流采样信号；在所述原边绕组的第一端和第二端之间，获得表征所述原边绕组的原边电压的电压反馈信号；根据所述电流采样信号和所述电压反馈信号产生所述第一开关管的驱动信号，以控制所述第一开关管的导通和断开；以及采用供电电路为所述开关电源的一部分电路供电，其中，在所述第一开关管的断开期间，断开所述原边绕组与所述直流电压输入端之间的连接，使得所述原边绕组的原边电压是所述副边绕组的副边电压的感应电压，以及所述供电电路根据所述原边电压产生供电电压，并且吸收所述第一开关管交替导通和断开时产生的尖峰电压，从而抑制干扰。

优选地，所述第一开关管的断开使得所述原边绕组与所述直流电压输入端之间的连接断开。

优选地，所述供电电路包括依次串联连接在所述原边绕组的第一端和第二端之间的第一电容、第二电容和第一二极管，以及与所述第二电容并联连接的第一电阻，其中，所述第一电容在所述第一开关管的导通期间利用存储的电压放电，在所述第一开关管的断开期间利用所述感应电压充电，所述第二电容和所述第一电阻组成回路，在所述第一开关管的导通瞬间和断开瞬间吸收尖峰电压。

优选地，所述第一二极管在所述第一开关管的导通期间不导通，在所述第一开关管的断开期间导通。

根据本发明的实施例的原边控制的开关电源及控制方法，采用浮地控制模式，在第一开关管的断开状态，原边绕组两端的原边电压是通过原边绕组感应副边电压产生的反馈信号，从而可以省去用于提供反馈信号的辅助绕组，实现开关管的控制，以获得预期的输出电压和/或输出电流。进一步地，供电电路利用原边电压产生供电电压，并且于吸收所述第一开关管交替导通和断开时产生的尖峰电压，从而抑制干扰。

此外，由于该供电方式不需要使用辅助绕组，从而不存在由于开关电源的内部电路的工作电压限制开关电源向外部供电的输出电压范围的问题，可以实现宽输出电压，提高整机的兼容性。

在优选的实施例中，所述供电电路包括依次串联连接在所述原边绕组的第一端和第二端之间的第一电容、第二电容和第一二极管，以及与所述第二电容并联连接的第一电阻，采用三个元件就可以组成供电回路和吸收回路。该方案使得不需要为原边电路设置专用的供电电路和吸收回路，从而可以简化开关电源的电路结构，减少电子元件和进一步降低成本。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1示出根据现有技术的原边控制的开关电源的示意性电路框图。

图2示出根据本发明第一实施例的原边控制的开关电源的示意性电路框图。

图3示出根据本发明第二实施例的原边控制的开关电源的示意性电路框图。

图4示出在图3所示的开关电源中采用的高压启动模块的示意性电路框图。

具体实施方式

以下将参照附图更详细地描述本发明。在各个附图中，相同的元件采用类似的附图标记来表示。为了清楚起见，附图中的各个部分没有按比例绘制。此外，可能未示出某些公知的部分。

在下文中描述了本发明的许多特定的细节，例如器件的结构、材料、尺寸、处理工艺和技术，以便更清楚地理解本发明。但正如本领域的技术人员能够理解的那样，可以不按照这些特定的细节来实现本发明。

本发明可以各种形式呈现，以下将描述其中一些示例。

图1示出根据现有技术的原边控制的开关电源的示意性电路框图。该开关电源100包括变压器T1，以及位于变压器T1的原边的整流桥110、功率因子校正(PFC)控制电路120、电压反馈电路130、启动及供电电路140、输入电容Cin、补偿电容C2、开关管M1、吸收回路160、电流采样电阻Rs，以及位于变压器T1的副边的续流二极管D6和输出电容Cout。

整流桥110包括二极管D1至D4。整流桥110的两个输入端从外部的交流电源接收交流输入电压。输入电容Cin连接在整流桥110的两个输出端之间，从而提供直流输入电压Vin。变压器T1的原边绕组NP、开关管M1和电流采样电阻Rs依次串联在输入电容Cin的高电位端和地之间。原边绕组NP的同名端连接至开关管M1的漏极。电流采样电阻Rs连接至开关管M1的源极和地之间，获得用于表征流经开关管M1的电流的电流采样信号。

吸收回路160包括电容C4、电阻R7和二极管D7。电容C4和二极管D7串联连接在变压器T1的原边绕组NP的两端，其中二极管D7的阳极连接至原边绕组NP的同名端，阳极连接至电容C4。进一步地，电阻R7与C4并联连接。在开关管M1断开瞬间，原边绕组NP中累积的能量可以通过二极管D7对电容C4进行充电，电容C4充电至峰值之后经由电阻R7进行放电。在开关管M1导通瞬间，电容C4放电仍未完成，在原边绕组NP两端施加正向电压。因此，吸收回路160可以消除开关管M1交替导通和断开时产生的尖峰电压，从而抑制干扰。

电压反馈电路130包括变压器T1的辅助绕组NA、电阻R2和R3。电阻R2和R3串联连接在辅助绕组NA的同名端和地之间，从而组成分压网络，在电阻R2和R3的中间节点获得用于表征变压器副边电压的电压反馈信号。

启动及供电电路140包括电阻R1、电容C1和二极管D5。电阻R1和电容C1串联连接在输入电容Cin的高电位端和地之间。直流输入电压Vin经由电阻R1对电容C1进行充电，从而在开关电源的启动阶段为PFC控制电路提供供电电压VCC。二极管D5的阳极连接至辅助绕组NA的同名端，阴极连接至电阻R1和电容C1的中间节点，从而在开关电源的正常工作阶段为PFC控制电路提供供电电压VCC。

PFC控制电路120具有驱动端DRV、补偿端COMP和多个输入端。PFC控制电路120的供电端VCC接收供电电压，输入端CS接收电流采样信号，输入端FB接收电压反馈信号。PFC控制电路120的驱动端DRV连接至开关管M1的控制端，以提供开关管M1的驱动信号。补偿电容C2连接在PFC控制电路120的补偿端COMP和地之间，用于维持系统的稳定。

PFC控制电路120包括PFC及恒流控制模块121、驱动模块122和欠压锁定(UVLO)及基准模块126。PFC及恒流控制模块121接收电流采样信号、电压反馈信号，经由补偿端COMP连接至外部的补偿电容C2，并且连接至驱动模块122，从而产生开关管M1的驱动信号。UVLO及基准模块126经由供电端VCC获取供电电压，并且产生PFC控制电路120工作所需的供电电压和基准电压。

在变压器T1的副边，续流二极管D6和输出电容Cout连接在变压器T1的副边绕组NS的两端。续流二极管D6的阳极连接至副边绕组NS的同名端，阴极连接至输出电容Cout的一端。在输出电容Cout的两端产生输出电压Vout。在该示例中，开关电源100的负载为LED灯，连接在输出电容Cout的两端之间。

参考图1，在开关电源100的正常工作阶段，PFC控制电路120控制开关管M1交替导通和断开。

在开关管M1的导通期间，PFC及恒流控制模块121产生驱动信号为高电平。变压器T1的原边电流由零开始上升，电流采样信号上升，电压反馈信号为低电平。PFC及恒流控制模块121接收电流采样信号和电压反馈信号，根据电压反馈信号获得续流二极管的导通时间。然后，通过检测流经开关管M1的电流以及续流二极管的导通时间，计算出输出电流Iout。在开关管M1的导通时间Ton达到系统要求的导通时间时，PFC及恒流控制模块121产生驱动信号为低电平，使得开关管M1从导通状态转变为断开状态。在开关管M1的断开期间，变压器T1通过续流二极管D6放电，将能量传导至输出端。变压器T1的副边电压逐渐减小。整个系统通过检测电流采样信号和电压反馈信号，通过环路进行控制，达到输出电流恒定，并且有较高的功率因子值。

图1所示的电路正常工作时，供电部分通过辅助绕组NA及二极管D5、电容C1给PFC控制电路120供电。并且，PFC控制电路120的输入端FB通过辅助绕组NA及分压电阻R2、R3检测开关信号，用于PFC控制电路。因此，在此系统中，变压器T1的辅助绕组NA必不可少，同时用于供电及信号检测。

由于变压器的辅助绕组在生产时会占用一定的成本，二极管D5及启动电阻R1也会有一定成本，因此，利用变压器T1的辅助绕组NA为PFC控制电路120供电导致电路成本的增加。此外，为了提供与变压器副边电压相对应的电压反馈信号，变压器的辅助绕组的匝数需要与副边匝数相匹配。PFC控制电路120的供电电压须在预定的工作电压范围内。结果，变压器的副边电压也受到限制。相应地，整个开关电源100的输出电压Vout的电压范围也受到限制，从而不能获得宽电压范围，不利于兼容不同输出电压规格的产品。

图2示出根据本发明第一实施例的原边控制的开关电源的示意性电路框图。该开关电源200包括变压器T1，以及位于变压器T1的原边的整流桥110、功率因子校正(PFC)控制电路220、电压反馈电路230、供电电路240、输入电容Cin、补偿电容C2、开关管M1、电流采样电阻Rs，以及位于变压器T1的副边的续流二极管D6和输出电容Cout。

如图2所示，与图1相比，该实施例的开关电源200省去了变压器T1的辅助绕组NA，以及利用供电电路240为原边的控制电路供电。

整流桥110包括二极管D1至D4。整流桥110的两个输入端从外部的交流电源接收交流输入电压，并且在两个输出端之间产生直流脉动电压。输入电容Cin连接在整流桥110的两个输出端之间，从而对直流脉动电压滤波以产生直流输入电压Vin。输出电容Cin的第一端作为直流电压输入端，第二端接地。开关管M1、电流采样电阻Rs、变压器T1的原边绕组NP依次串联在直流电压输入端和地之间。电流采样电阻Rs的一端连接至开关管M1的源极，另一端连接至原边绕组NP的异名端，获得用于表征流经开关管M1的电流的电流采样信号。

电压反馈电路230包括电阻R2和R3。电阻R2和R3串联连接在原边绕组的异名端和地之间，从而组成分压网络，在电阻R2和R3的中间节点获得用于表征变压器原边电压的电压反馈信号。

供电电路240包括电阻R1、电容C1、电容C4、电阻R7和二极管D7。电容C1、电容C4和二极管D7串联连接在变压器T1的原边绕组NP的两端，其中二极管D7的阳极连接至原边绕组NP的同名端，阳极连接至电容C4。进一步地，电阻R7与C4并联连接。

电阻R1和电容C1串联连接在直流电压输入端和浮地端GND之间。在开关电源的启动阶段，直流输入电压Vin经由电阻R1向电容C1充电，从而在电容C1两端产生供电电压VCC，提供给PFC控制电路220。

在开关管M1的断开状态，原边绕组NP的异名端为低电位端。原边绕组NP中累积的能量可以通过二极管D7对电容C1和电容C4进行充电，电容C4充电至峰值之后经由电阻R7进行放电。在开关管M1的导通状态，原边绕组NP的异名端为高电位端，二极管D7处断开状态。电容C1经由供电端VCC进行放电，从而为PFC控制电路220供电。

该供电电路240包括图1所示的吸收回路。在开关管M1断开瞬间，经由二极管D7对电容C1和C4充电。在开关管M1导通瞬间，电容C4的放电仍未完成，在原边绕组NP两端施加正向电压。因此，该供电电路240可以消除开关管M1交替导通和断开时产生的尖峰电压，从而抑制干扰。

因此，供电电路240兼有供电和抑制尖峰电压的功能，而没有针对原边的内部供添加任何附加的二极管和电容等元件。

PFC控制电路220具有驱动端DRV、补偿端COMP、浮地端GND和多个输入端。PFC控制电路220的供电端VCC接收供电电压，输入端CS接收电流采样信号，输入端FB接收电压反馈信号。PFC控制电路220的浮地端GND连接至原边绕组NP的异名端，使得PFC控制电路220采用浮地控制方式工作。PFC控制电路220的驱动端DRV连接至开关管M1的控制端，以提供开关管M1的驱动信号。补偿电容C2连接在PFC控制电路220的补偿端COMP和浮地端GND之间，用于维持系统的稳定。在替代的实施例中，可以采用RC补偿网络代替补偿电容C2。

PFC控制电路220包括二极管D8、PFC及恒流控制模块221和驱动模块222。二极管D8连接在供电端VCC和浮地端GND之间，用于将供电电压钳位到固定电压，避免电压过高造成电路损坏。PFC及恒流控制模块221接收电流采样信号、电压反馈信号，经由补偿端COMP连接至外部的补偿电容C2，从而产生与具有占空比的控制信号，该占空比与期望的输出电压/或电流相对应。PFC及恒流控制模块221连接至驱动模块222，后者根据控制信号产生开关管M1的驱动信号。

优选地，PFC控制电路220还可以包括欠压锁存(UVLO)及基准模块226。UVLO及基准模块226经由供电端VCC获取供电电压，并且产生PFC控制电路220工作所需的供电电压和基准电压。

在变压器T1的副边，续流二极管D6和输出电容Cout连接在变压器T1的副边绕组NS的两端。续流二极管D6的阳极连接至副边绕组NS的同名端，阴极连接至输出电容Cout的一端。在输出电容Cout的两端产生输出电压Vout。在该示例中，开关电源200的负载为LED灯，连接在输出电容Cout的两端之间。

参考图2，在开关电源200的正常工作阶段，PFC控制电路220控制开关管M1交替导通和断开。

在开关管M1的导通期间，PFC及恒流控制模块221产生驱动信号为高电平。开关管M1的漏极为低电平。电流依次流经开关管M1、电流采样电阻Rs和变压器T1的原边绕组NP。因而，变压器T1储存能量。变压器T1的原边电流由零开始上升，电流采样信号上升。同时，PFC控制电路220的浮地端GND为正，接近直流输入电压Vin。电压反馈信号相对于浮地端GND为负。

PFC及恒流控制模块121接收电流采样信号和电压反馈信号，根据电压反馈信号获得续流二极管的导通时间。然后，通过检测流经开关管M1的电流以及续流二极管的导通时间，计算出输出电流Iout。在开关管M1的导通时间Ton达到系统要求的导通时间时，PFC及恒流控制模块121产生驱动信号为低电平，使得开关管M1从导通状态转变为断开状态。

在开关管M1的断开期间，变压器T1的副边绕组NS提供的放电电流依次流经续流二极管D6、输出电容Cout和负载LED。也即，变压器T1通过续流二极管D6放电，将能量传导至输出端。变压器T1的副边电压逐渐减小。同时，变压器T1的原边绕组NP产生副边绕组NS的感应电压，使得PFC控制电路220的浮地端GND为负，接近直流地电位。电压反馈信号相对于浮地端GND为正可以通过电压反馈信号检测续流二极管的导通时间。整个系统通过检测电流采样信号和电压反馈信号，通过环路进行控制，达到输出电流恒定，并且有较高的功率因子值。

供电电路240用于给PFC控制电路220供电。在系统正常工作期间，当开关管M1导通时，PFC控制电路220的浮地端GND为正。此时，供电电路240的二极管D7不导通，系统通过电容C1累积的能量给PFC控制电路220供电。在系统正常工作期间，当开关管M1断开时，变压器T1的原边绕组NP的异名端，即PFC控制电路220的浮地端GND为负。由于变压器T1的原边的地为零电压，因此，变压器T1的原边绕组NP两端的电压Vnp＝N*Vns，其中，N为变压器T1的匝比，Vns为变压器T1的副边绕组NS两端的输出电压。电压Vnp经由二极管D7为电容C1和C4充电。同时，PFC控制电路220的内部采用二极管D8提供一个钳位电压，用于限制供电电压的最高电压。

因此，在系统正常工作期间，供电电路240周期性地对电容C1进行充电和放电，从而实现对PFC控制电路220的供电。

图3示出根据本发明第二实施例的原边控制的开关电源的示意性电路框图。该开关电源300包括变压器T1，以及位于变压器T1的原边的整流桥110、功率因子校正(PFC)控制电路320、电压反馈电路330、供电电路340、输入电容Cin、补偿电容C2、开关管M1、电流采样电阻Rs，以及位于变压器T1的副边的续流二极管D6和输出电容Cout。

如图3所示，与图1相比，该实施例的开关电源300省去了变压器T1的辅助绕组NA，以及利用供电电路340为原边的控制电路供电。与图2相比，该实施例的开关电源300进一步包括高压启动电路310，以代替在开关电源的启动阶段为电容C1充电的电阻R1。

为简明起见，下文对第二实施例与第一实施例中相同的电路模块不再详述，而仅描述二者的不同之处。

高压启动电路310连接在电容Cin的第一端和开关管M1之间，用于在系统上电时产生供电电压。该高压启动电路310的输出端连接至PFC控制电路320的供电端VCC。

供电电路340包括电容C1、电容C4、电阻R7和二极管D7。电容C1、电容C4和二极管D7串联连接在变压器T1的原边绕组NP的两端，其中二极管D7的阳极连接至原边绕组NP的同名端，阳极连接至电容C4。进一步地，电阻R7与C4并联连接PFC控制电路320的供电端VCC。

在开关管M1的断开状态，原边绕组NP的异名端为低电位端。原边绕组NP中累积的能量可以通过二极管D7对电容C1和电容C4进行充电，电容C4充电至峰值之后经由电阻R7进行放电。在开关管M1的导通状态，原边绕组NP的异名端为高电位端，二极管D7处断开状态。电容C1经由供电端VCC进行放电，从而为PFC控制电路220供电。

该供电电路340包括图1所示的吸收回路。在开关管M1断开瞬间，经由二极管D7对电容C1和C4充电。在开关管M1导通瞬间，电容C4的放电仍未完成，在原边绕组NP两端施加正向电压。因此，该供电电路340可以消除开关管M1交替导通和断开时产生的尖峰电压，从而抑制干扰。

因此，供电电路340兼有供电和抑制尖峰电压的功能，而没有针对原边的内部供添加任何附加的二极管和电容等元件。

PFC控制电路320包括二极管D8、PFC及恒流控制模块321、驱动模块322。二极管D8连接在供电端VCC和浮地端GND之间，用于将供电电压钳位到固定电压，避免电压过高造成电路损坏。PFC及恒流控制模块321接收电流采样信号、电压反馈信号，经由补偿端COMP连接至外部的补偿电容C2，从而产生与具有占空比的控制信号，该占空比与期望的输出电压/或电流相对应。PFC及恒流控制模块321连接至驱动模块322，后者根据控制信号产生开关管M1的驱动信号。

优选地，PFC控制电路320还可以包括UVLO及基准模块326。UVLO及基准模块326经由供电端VCC获取供电电压，并且产生PFC控制电路220工作所需的供电电压和基准电压。

在变压器T1的副边，续流二极管D6和输出电容Cout连接在变压器T1的副边绕组NS的两端。续流二极管D6的阳极连接至副边绕组NS的同名端，阴极连接至输出电容Cout的一端。在输出电容Cout的两端产生输出电压Vout。在该示例中，开关电源300的负载为LED灯，连接在输出电容Cout的两端之间。

参考图3，在开关电源300的正常工作阶段，PFC控制电路320控制开关管M1交替导通和断开。

在开关电源300的启动期间，高压启动模块310用于系统上电启动。

在开关电源300的正常工作期间，供电电路340用于给PFC控制电路320提供供电。当开关管M1导通时，PFC控制电路320的浮地端GND为正。此时，供电电路340的二极管D7不导通，系统通过电容C1累积的能量给PFC控制电路320供电。当开关管M1断开时，变压器T1的原边绕组NP的异名端，即PFC控制电路320的浮地端GND为负。由于变压器T1的原边的地为零电压，因此，变压器T1的原边绕组NP两端的电压Vnp＝N*Vns，其中，N为变压器T1的匝比，Vns为变压器T1的副边绕组NS两端的输出电压。电压Vnp经由电阻R4和二极管D7为电容C1充电。同时，PFC控制电路320的内部采用二极管D8提供一个钳位电压，用于限制供电电压的最高电压。

因此，在系统正常工作期间，供电电路340周期性地对电容C1进行充电和放电，从而实现对PFC控制电路320的供电。

图4示出在图3所示的开关电源中采用的高压启动模块的示意性电路框图。高压启动模块310包括供电控制模块311、开关管M2、晶体管M3。开关管M2与开关管M1串联连接，其第一端连接至输入电容Cin的第一端，其第二端连接至开关管M1的第一端。开关管M2的控制端连接至供电端VCC。开关管M1的第二端连接采样电阻Rs。供电控制模块311的输入端连接至供电端VCC，其输出端连接至晶体管M3的栅极，用于控制其导通状态。

开关管M1、M2和晶体管M3可以是选自金属氧化物半导体场效应晶体管和双极晶体管的一种。在开关管M1、M2和晶体管M3导通的情形下，电流从第一端流向第二端。例如，开关管M1、M2和晶体管M3分别是N型金属氧化物半导体场效应晶体管，所述第一端、第二端和控制端分别是漏极、源极和栅极。

在开关电源300的启动期间，晶体管M3导通，开关管M2断开。开关管M1与直流脉动电压之间的连接断开，变压器T1的原边绕组NP未向副边绕组NS传输能量。高压启动模块310将直流脉动电压用于对电容C1充电，使得供电端VCC的电压迅速上升至PFC控制电路320的正常工作电压。在开关电源300的启动完成之后，相应地，开关管M2的控制端电压也升高，使得开关管M2导通。开关管M1与直流脉动电压相连接，并且在PFC控制电路320提供的驱动信号的控制下导通和断开，变压器T1的原边绕组NP向副边绕组NS传输能量。系统通过变压器T1的原边绕组对电容C1的充电，继续为PFC控制电路320提供电电压。

应当说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

依照本发明的实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化，包括但不限于对COMP端补偿网络组成方式的修改、对电路的局部构造的变更、对元器件的类型或型号的替换。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

Claims (18)

1.一种原边控制的开关电源，包括：

变压器，包括原边绕组和副边绕组；

第一开关管，所述第一开关管与所述原边绕组串联连接在直流电压输入端和地之间，在所述第一开关管的导通期间形成所述第一开关管至所述原边绕组的电流路径；

电流采样电阻，连接在所述第一开关管和所述原边绕组之间，用于获得表征流经所述第一开关管的电流的电流采样信号；

电压反馈电路，连接在所述原边绕组的第一端和第二端之间，用于获得表征所述原边绕组的原边电压的电压反馈信号；

控制电路，根据所述电流采样信号和所述电压反馈信号产生所述第一开关管的驱动信号，以控制所述第一开关管的导通和断开；以及

供电电路，连接在所述原边绕组的第一端和第二端之间，用于为所述控制电路产生控制电压，

其中，所述副边绕组的第一端连接至所述第一开关管，第二端接地，

所述控制电路具有供电端和浮地端，所述浮地端连接至所述原边绕组的第一端，所述供电端用于接收所述供电电压，所述浮地端用于接收所述浮地信号，

所述控制电路从所述原边绕组的第一端获得所述电流采样信号，

所述供电电路还用于吸收所述第一开关管交替导通和断开时产生的尖峰电压，从而抑制干扰。

2.根据权利要求1所述的开关电源，其中，在所述第一开关管的断开期间，所述原边绕组的原边电压是所述副边绕组的副边电压的感应电压。

3.根据权利要求1所述的开关电源，还包括：

整流桥，用于将外部的交流电源提供的交流电压转变成直流脉动电压；以及

输入电容，用于对直流脉动电压滤波以产生直流输入电压，所述输入电容的第一端作为所述直流电压输入端，第二端接地。

4.根据权利要求1所述的开关电源，还包括：

续流二极管，所述续流二极管的阳极连接至所述副边绕组的第一端；以及

输出电容，所述输出电容连接在所述续流二极管的阴极和所述副边绕组的第二端之间，

其中，所述输出电容的两端提供所述开关电源的输出电压。

5.根据权利要求2所述的开关电源，其中，所述供电电路包括依次串联连接在所述原边绕组的第一端和第二端之间的第一电容、第二电容和第一二极管，以及与所述第二电容并联连接的第一电阻，

其中，所述第一二极管的阳极连接至所述原边绕组的第二端，阴极连接至所述第二电容，所述第一电容和所述第二电容的中间节点连接至所述供电端。

6.根据权利要求5所述的开关电源，其中，在所述第一开关管的导通期间，所述原边绕组的第一端为正，所述第一二极管未导通，所述第一电容处于放电状态，

在所述第一开关管的断开期间，所述原边绕组的第一端为负，所述第一二极管导通，利用感应电压对所述第一电容和所述第二电容充电，

所述供电电路利用所述第一电容的交替充电和放电为所述控制电路供电，

所述供电电路在所述第一开关管的导通期间，利用所述第二电容经由所述第一电阻放电以吸收尖峰电压。

7.根据权利要求5所述的开关电源，还包括第二电阻，所述第二电阻连接在所述直流电压输入端和所述中间节点之间，从而在所述开关电源的启动阶段利用直流输入电压对所述第一电容充电，以提供所述控制电路的供电电压。

8.根据权利要求5所述的开关电源，还包括高压启动模块，所述高压启动模块包括连接至所述直流电压输入端的输入端，以及分别连接至所述第一开关管和所述中间节点的第一输出端和第二输出端，从而在所述开关电源的启动阶段利用直流输入电压对所述第一电容充电，以提供所述控制电路的供电电压。

9.根据权利要求8所述的开关电源，其中，所述高压启动模块包括：

第二开关管，所述第二开关管的第一端和第二端分别连接至所述输入端和所述第一输出端，控制端连接至所述供电端；

晶体管，所述晶体管的第一端和第二端分别连接至所述输入端和所述供电端；以及

供电控制模块，连接在所述供电端和所述晶体管的控制端之间，用于根据所述供电电压产生驱动信号以控制所述晶体管的导通状态，

其中，在所述开关电源的启动阶段，所述第二开关管为断开状态，所述晶体管为导通状态，在所述开关电源的启动完成之后，所述第二开关管为导通状态，所述晶体管为断开状态。

10.根据权利要求2所述的开关电源，其中，所述电路反馈电路包括串联连接的多个电阻组成的分压网络，所述电压反馈信号是所述浮地信号的分压信号。

11.根据权利要求2所述的开关电源，其中，所述控制电路包括：

恒流控制模块，所述恒流控制模块接收所述电流采样信号、所述电压反馈信号，并且产生与具有占空比的控制信号；以及

驱动模块，从所述恒流控制模块接收所述控制信号，并且产生所述第一开关管的驱动信号。

12.根据权利要求11所述的开关电源，其中，所述恒流控制模块经由所述控制电路的补偿端连接外部的补偿模块，以维持系统稳定。

13.根据权利要求12所述的开关电源，其中，所述补偿模块包括连接在所述补偿端和所述浮地端之间的电容、或者电阻电容补偿网络。

14.根据权利要求1所述的开关电源，其中，所述副边绕组的第一端和第二端分别为高电位端和低电位端，并且，所述原边绕组的第二端与所述副边绕组的第一端为同名端。

15.一种用于原边控制的开关电源的控制方法，所述开关电源包括变压器和第一开关管，所述变压器包括原边绕组和副边绕组，所述第一开关管与所述原边绕组串联连接在直流电压输入端和地之间，所述方法包括：

在所述第一开关管至所述原边绕组的电流路径上，获得表征流经所述第一开关管的电流的电流采样信号；

在所述原边绕组的第一端和第二端之间，获得表征所述原边绕组的原边电压的电压反馈信号；

根据所述电流采样信号和所述电压反馈信号产生所述第一开关管的驱动信号，以控制所述第一开关管的导通和断开；以及

采用供电电路为所述开关电源的一部分电路供电，

其中，在所述第一开关管的断开期间，断开所述原边绕组与所述直流电压输入端之间的连接，使得所述原边绕组的原边电压是所述副边绕组的副边电压的感应电压，以及

所述供电电路根据所述原边电压产生供电电压，并且吸收所述第一开关管交替导通和断开时产生的尖峰电压，从而抑制干扰。

16.根据权利要求15所述的方法，其中，所述第一开关管的断开使得所述原边绕组与所述直流电压输入端之间的连接断开。

17.根据权利要求15所述的方法，其中，所述供电电路包括依次串联连接在所述原边绕组的第一端和第二端之间的第一电容、第二电容和第一二极管，以及与所述第二电容并联连接的第一电阻，

其中，所述第一电容在所述第一开关管的导通期间利用存储的电压放电，在所述第一开关管的断开期间利用所述感应电压充电，所述第二电容和所述第一电阻组成回路，在所述第一开关管的导通瞬间和断开瞬间吸收尖峰电压。

18.根据权利要求17所述的方法，其中，所述第一二极管在所述第一开关管的导通期间不导通，在所述第一开关管的断开期间导通。