CN106063294A - 用于在至少一个扬声器的上游对其供应电路中的谐振峰值进行滤波的装置和方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种至少一个扬声器(HP)的声信号供应电路，该声信号供应电路包括对谐振峰值进行滤波的滤波装置，所述谐振峰值在给定频率下产生，其特征在于，对所述谐振峰值进行滤波的滤波装置被包含在第一支路中，所述第一支路作为在至少两个转换器(A，A₀)之间的中间电路的旁路，该滤波装置是纯电的，形式为一方面与所述中间电路中的一点连接另一方面与仪器接地端连接的阻抗(Z₃)，所述阻抗(Z₃)被称为RLC并且包括至少一个第一电阻(R₃)、至少一个第一电容(C₃)和至少一个第一电感(L₃)，所述至少一个第一电阻、所述至少一个第一电感和所述至少一个第一电容串联布置，并且所述第一电阻(R₃)、所述第一电容(C₃)和所述第一电感(L₃)的参数根据要被滤波的谐振峰值预先确定。

Description

用于在至少一个扬声器的上游对其供应电路中的谐振峰值进 行滤波的装置和方法

技术领域

本发明涉及一种对至少一个扬声器的供应电路中的谐振峰值进行滤波的装置和方法，该滤波装置布置在所述至少一个扬声器的上游。

背景技术

已知常规的扬声器包括电磁致动器，该电磁致动器通常由设置在可移动组件上的线圈组成，所述可移动组件处在由永磁体生成的磁场中。

当扬声器的线圈由调频电流流过时，借助于用作发射表面的振膜(也被称为声辐射器)来将以音频引起的机械移位转换为声场。

扬声器的声音质量取决于频率响应曲线(即对电流或电压的电负荷的机械加速度响应)，所述频率响应力图尽可能恒定地遍及整个带宽。声音质量还取决于由谐波失真和互调的最小量的存现所表征的装置的线性度。

如果用作扬声器的换能器同等地提升所有频率，乐器的音色(有用声谐波的要素)的再现乍看好像被确保。

然而，鉴于需要合适地再现高品质仪器声特性的代表性声音的攻击瞬态，现实更复杂。扬声器对瞬态的响应是“保真度”的基本条件，其可在扬声器被脉冲序列请求时通过检测振膜的“拖尾效应(smearing)”来检测。可移动组件的惯性和由于自感应现象的力参与该缺陷。

声、光和电测量示出了不存在理想扬声器并且每个实施方式在带宽限制、不同的谐波峰值和惯性方面都是有缺陷的。原则上若干换能器的联接能够克服许多缺点，但相反地，有时会发生发现，缺点以对于再现高品质音乐不良的方式累积。

在扬声器中，在可移动组件的移位起始处有用的驱动力起因于磁感应场(被记为B)与具有绕组长度的每个元件的相互作用，所述每个元件都由被记为i(t)的作为时间t的函数的电流流过。在局部层面，被施加到感应场内发生移位的负载体上的自然力被称为洛伦兹力(Lorentz force)并且沿与由负载体的范围和速度所限定的平面垂直的方向被施加。发生该现象的负载体基元体积内的平衡导致表达式：

$F=i.{\∫}_0^l\stackrel{\→}{B}.d\stackrel{\→}{l}=B.l.i---\left(1\right)$

一切发生在例如当绕组的未卷绕长度(被记为l)被暴露至均匀的磁感应场时，这容许定义量值Bl＝B.l，B.l被称为扬声器的可移动部分的功率因子(以牛顿每安培或特斯拉.米为单位)。

由电流强度来调制的该力请求可移动组件，所述可移动组件的机械行为由三个分量来决定：惯性力(所述惯性力为可移动部分的质量(被记为M_m)与被施加的加速度的乘积)、阻尼力(所述阻尼力通常被假定为凭借以牛顿/m/s或kg/s为单位的被记为f_m的常数而与移位速度成比例)、以及与机械悬挂装置(所述机械悬挂装置受以N/m为单位的刚度(被记为k_m)影响)相关的回复力。对于被引导的沿x轴的平移，这种理想化的换能器的行为等式是：

$F=B_l.i=M_m.\frac{d^{2}x}{{\mathrm{dt}}^2}+f_m.\frac{dx}{dt}+k_m.x---\left(2\right)$

扬声器的端子处的电流-电压关系由其结构(所述结构的特征在于可移动组件在磁场内移动)支配。因此，电行为由两个机制(即与欧姆定律相关的通过焦耳效应的耗散以及在感应电动势方面的电磁相互作用)决定，所述两个机制由三个因素限定：

-与组件螺线管绕组的电阻分量相关的电压降，

-与在移位期间的磁通量变化相关的感应电动势，

-由楞次定律支配的自感电动势。

因此，假定系统线性度，将电行为等式添加至支配扬声器机械行为的前述等式：

$e_{\left(t\right)}=R_e\·i_{\left(t\right)}+L_e.\frac{di}{dt}+B_l\·\frac{dx}{dt}---\left(3\right)$

其中，Re是绕组的以欧姆为单位的纯电阻分量，很可能随着所测量的温度变化，以及Le是绕组的以亨利为单位的固有电感，并且在考虑到非线性时是所测量的移位的函数。事实上，如果第二等式的左手侧涉及的电流直接从第三等式产生，那第三等式中涉及的任意扰动或非线性造成对振膜的移位及其导函数的影响。

存在分别用于控制扬声器的两个策略，即电流控制或电压控制。如果在这两种情况下，通过前置放大阶段处理的信号导致电压形式的始终可测量的控制信号，在电压控制的情况下，所述电压自然取决于用作扬声器的换能器表示的偶极子的阻抗。该控制类似于能够向扬声器供应的戴维南理想发生器之间的结合(bond)。扬声器然后构成电源(所述电源的阻抗几乎为零)的支路负载，以及所生成的任意电动势或EMF分量直接影响流动穿过组合的电流。

相反，对于电流控制，电流-电压转换由特别设计的信号调节器来提供，换能器由该调节器的输出电流来请求。该控制类似于能够向换能器供应的诺顿理想发生器：所述换能器然后表示在无限阻抗下请求的负载，在该无限阻抗时，由负载生成的任意EMF波动保留对组合的行为没有影响。然而更好的是，该电压可被测量然后用作伺服策略中的修正信号。

通常，考虑到服从阻抗构成参数的电行为，通过电压的控制直接请求扬声器。仅相对最近的是，考虑到适当的调节器，各个工作被进行以用于设计特别地电控制的扬声器。

在表示扬声器行为的电参数和机械参数之中，前述的三个量值Bl、R_e、L_e根本上确定了调节器-换能器组合的再现质量。相互作用将不是相同的，所述相互作用取决于设计者所做的在电流和电压两个控制模式之间的选择。

在电流控制的情况下，调节器-换能器组合保持天生地总体上不受所生成的电压的影响。然而，对于这种选择，有必要检测和修正(如果可能的话)在等式(2)中涉及的参数的更改的固有缺陷，根据公式，等式(2)实际上呈现了作为所述螺线管的电流强度平方或i²的函数的寄生-项(parasite-term)的力：

$B_l\·i+\frac{1}{2}\·i^{2\·}\·\frac{{\mathrm{dL}}_e}{dx}=M_m\·\frac{d^{2}x}{{\mathrm{dt}}^2}+f_m\·\frac{dx}{dt}+k_m\·x---\left(4\right)$

等式(2)可在频域中写为：

$B_l.I=M_m\·p^2\·X+f_m.p.X+k_m.X=M_m.\[p^2+\frac{f_m}{M_m}.p+\frac{k_m}{M_m}\]\·X---\left(5\right)$

其中，X是根据拉普拉斯的移位变换式，以及l是单位值的l倍，比值f_m:M_m表示衰减(所述衰减为弛豫时间的逆函数)，而比值k_m/M_m表示谐振角频率的平方。

通过记为f_m/M_m＝2/τ和k_m/M_m＝ω₀ ²，其中ω₀是初始角速度，表达出关于被施加到电流上的移位的转移函数：

$\frac{X}{I}=\frac{B_l}{M_m}\·\frac{1}{(p^2+\frac{2}{\mathrm{\τ}}.p+{{\mathrm{\ω}}^2}_0)}=\frac{B_l}{M_m}\·\frac{1}{(p-a).(p-b)}=\frac{B_l}{M_m}\·\frac{1}{P_1}---\left(6\right)$

等式(2)和(3)可在谐波体制的频域中被考虑并且在级联转移函数方面在其间进行组合。通过将E₀和l₀记为演化部分的去耦复杂量值，指标指示特定角频率(也被称为“相量”)，我们获得：

E₀＝I₀·(R_e+L_e·p)+B_l·(X·p)

则

在第一关系式中替代乘积p.X之后，关于阻抗的转移函数立即以包括两项的复合形式显现：

$\frac{E_0}{I_0}=Z_{HP}=(R_e+L_e\·p)+\frac{{B_l}^2}{M_m}\·\frac{p}{(p^2+\frac{f_m}{M_m}\·p+\frac{k_m}{M_m})}---\left(7\right)$

如果忽视电抗分量，则扬声器的阻抗可写为：

$Z_{HP}\≈R_e+\frac{{B_l}^2}{M_m}\·\frac{p}{P_1}=\frac{R_e\·M_m\·P_1+{B_l}^2\·p}{M_m\·P_1}---\left(7a\right)$

对参数进行分组然后得到下面的简单形式：

${\[\frac{X}{E}\]}_p=\frac{B_l}{M_m\·R_e}\·\frac{1}{\[p^2+\left(\frac{f_m+{B_l}^2/R_e}{M_m}\right)\·p+{\mathrm{\ω}}_0^2\]}=\frac{B_l}{M_m\·R_e}\·\frac{1}{V_1}---\left(7b\right)$

立即显而易见的是，多项式V₁(该多项式是表示与电压控制相关的行为的多项式)通过比与电流控制体制相关联的多项式P₁的阻尼更加大的阻尼来特征化。为了替代电流控制体制的粘性摩擦参数f_m，对于电压控制体制，系统地增大的参数例如为：

f_m+e＝(f_m+B_l ²/R_e)＞f_m (8)

针对分别涉及的合适时间(τ_m和τ_m+e)，机械谐振因子(Q_m和Q_m+e)被定义为：

和

具体上电系数Q_e可因此通过使f_m趋向零来定义，并且相关联谐振因子的简单关系式可然后写为：

$\frac{1}{Q_{m+e}}=\frac{1}{Q_m}+\frac{1}{Q_e}---\left(10\right)$

换能器的阻抗将单纯电分量与被称为动态阻抗的第二分量组合。因此，扬声器阻抗Z_HP写为Z_HP＝Z_e+Z_m，其中：

Z_e＝(R_e+L_e·p)，和

看起来动态阻抗受特性的二阶多项式(该二阶多项式示出了带通类型的行为)影响。另外，如果习惯上通过给定值来指定额定阻抗值，对于功率换能器经常为4W和8W，对于装备耳机的小系统或微系统为16W和32W，当换能器必须被施加电压时动态阻抗的贡献完全不能忽视。类似地，当频率增加时，感抗分量j.L.w渐进地使信号的再现衰减。

被施加电压的换能器的行为示出了在复合转移函数方面相关联的关系式8和9b的结合。这里考虑相对移位函数X(p)，重新采用先前等式(6)的表示法：

其中

描述了换能器阻抗的等式(11)另外导致：

${\[\frac{X}{E}\]}_p={\[\frac{X}{I}\]}_p\·{\[\frac{I}{E}\]}_p=\frac{B_l}{M_m}\·\frac{1}{P_1}\·\frac{1}{Z_{HP}}---\left(12\right)$

因此，关于振膜速度和加速度的转移函数在导出量值方面则以以下两个等式进行表达：

和

如果考虑与移位相关联的函数，可通常如下表达：

${\left[\frac{X}{E}\right]}_p=\frac{B_l}{M_m}\·\frac{1}{P_1}\·\frac{1}{Z_{\mathrm{HP}}}=\frac{B_l}{M_m}\·\frac{1}{P_1}\·\frac{1}{(R_e+L_e\·p)+\frac{{B_l}^2}{M_m}\·\frac{p}{P_1}}---\left(13\right)$

该写法的重要结果立即显现出，当观察谐振的紧密体制时，需要通过在电流控制的情况下进行滤波来修正。电压控制容许本身享有显著优点，通常被引用为证明该选择有理的决定性论据，其中自然阻尼效应比针对电流控制的情况大得多。

文件FR-A-2422309在其介绍中承认，对于由电流控制的扬声器，扬声器的振膜可为变形或按照极高频驻波的位置，这对于电流控制是特别不利的。相反，该文件承认，电压控制仅可在受限频率范围中被使用。

为了改进电流控制，该文件提议针对涵盖扬声器所有机械谐振的频率范围将电流控制和伺服加速度进行组合。然而，该解决方案尚未符合要求，这是因为伺服加速度尚不能补偿特定于每个扬声器的所有机械谐振。

文件GB-A-2473921在其介绍中公开了，电动力学的扬声器的声音质量可通过对扬声器供应进行电流控制(而非经常采用的电压控制)来显著改进。当通过驱动器看到的电源阻抗相比于驱动器自身的阻抗更高时，获得电流控制。

该文件还承认，在电流控制中，圆锥形扬声器的上升的典型峰值频率不能通过仅添加与导体并联的RC网络来补偿，源的高阻抗因此丧失。

该文件因此提供了对具有双线圈的扬声器的控制，所述双线圈与阻抗(该阻抗在高频率下禁用其中一个语音线圈)结合使用，这产生了对所需响应的修正而同时保留源的相对高的阻抗。

然而，双线圈的添加需要对电流控制线圈进行完全重建，所述电流通常不是双倍的。这呈现了过高的成本和针对电流控制的特定布置设计。

日期为2010年2月8日的USA，ISBN：1450544002的名称为《Current-driving ofloudspeakers-Eliminating major distortion and interference effects by thephysically correct operation method》的Esa的文件代表本领域的最近状态。该文件公开了至少一个扬声器的声信号供应电路，所述声信号供应电路包含有对所述至少一个扬声器的谐振峰值进行滤波的滤波装置，所述谐振峰值在所述至少一个扬声器的供应电流的给定频率下产生，所述电路包括布置在所述至少一个扬声器的上游的至少一个非反相转换器，所述至少一个非反相转换器具有正供应端子和负供应端子，所述正供应端子与所述声信号供应电路的供应输入端连接，所述声信号供应电路还包括在所述至少一个扬声器的输出端处的第一仪器接地电路，所述第一仪器接地电路作为反馈回路的旁路，所述反馈回路使所述扬声器的下游电路中的一点与所述非反相转换器的负供应端子连接，对所述至少一个扬声器的谐振峰值进行滤波的滤波装置是纯电的，形式为被嵌入在所述第一仪器接地电路中或所述反馈回路中的阻抗，并且所述阻抗参数根据所述至少一个扬声器的要被滤波的所述谐振峰值预先确定。

根据前述现有技术的两个文件，当扬声器的电流控制的优点被承认时，至今尚没有开发出有效地补救这种电流控制特有的两个主要缺点的解决方案，所述两个缺点即：

-首先，谐振峰值的存在不能保留未被修正，尽管电压控制精确地带来对这种谐振峰值的自然修正(由于作为换能器谐振频率的动态阻抗的效应)，

-其次，随着频率增大，声研究示出了扬声器的增大的方向效应，所述方向效应导致声级沿与振膜垂直的轴的可测量的增强，该现象被称为“horn effect尖角效应”。再者，当使用电压控制时，换能器的感应分量在降低较高频率的声级之前局部地修正该效应。

发明内容

本发明的目的在于，对于任意扬声器类别，当对扬声器使用电流控制时，通过电子部件并且在没有对扬声器电流控制的任意特定适应的情况下(这保持与现有技术相比不变)，至少修正谐振峰值的存在。

为了该目标，本发明涉及一种至少一个扬声器的声信号供应电路，所述声信号供应电路包括对谐振峰值进行滤波的滤波装置和至少两个非反相转换器，所述谐振峰值在所述至少一个扬声器的供应电流的给定频率下产生，所述至少两个非反相转换器串联布置在所述至少一个扬声器的上游，并且所述两个转换器中的每个都具有正供应端子和负供应端子以及输出端，所述两个转换器中的最上游的转换器具有的正供应端子与所述声信号供应电路的供应输入端连接，而所述最上游的转换器具有的输出端经由中间电路而与第二转换器的正供应端子连接，所述第二转换器的输出端与所述至少一个扬声器连接，其特征在于，对所述至少一个扬声器的谐振峰值进行滤波的滤波装置被包含在第一支路中，所述第一支路作为在所述至少两个转换器之间的中间电路的旁路，该滤波装置是纯电的，形式为一方面与所述中间电路中的一点连接另一方面与仪器接地端连接的阻抗，所述阻抗被称为RLC并且包括至少一个第一电阻、至少一个第一电容和至少一个第一电感，所述至少一个第一电阻、所述至少一个第一电感和所述至少一个第一电容串联布置，并且所述第一电阻、所述第一电容和所述第一电感的参数根据所述至少一个扬声器的要被滤波的谐振峰值预先确定。

技术效果在于能够使用具有以上所提到的优点的电流控制，同时至少隐藏电流控制的主要缺点，所述缺点在于未被该电流控制补偿的谐振峰值的形成(这与在电压控制的情况下所发生的不同)。

虚拟阻抗是特别有利的，这是因为所述虚拟阻抗可在不改变其组成部件而仅改变其相互作用和/或操作的情况下被轻易改变。这种虚拟阻抗具有对于所述至少一个扬声器的操作状况(所述操作状况包括但不限于追踪谐振峰值的频率例如由于所述至少一个扬声器的温度的变化引起的变化或防止至少一个扬声器过热)的轻易适应的巨大优点。

有利地，第一虚拟电感等于第一辅助电阻和第二辅助电阻以及辅助电容的乘积。

有利地，根据等式，第一电阻和第二辅助电阻通过从总电阻减去彼此而得出：

R₃＝R₀₃-R_A

有利地，第二电容布置在第二支路中，所述第二支路作为在所述至少两个转换器之间的中间电路的旁路，所述第二电容与第二电阻联接，所述第二电阻和所述第二电容的参数被预先确定以减小高频信号。

有利地，在两个非反相转换器之间的中间电路包括第三电阻，所述第三电阻布置在最上游的非反相转换器的输出端与第一支路之间，所述第一支路作为包含有滤波装置的中间电路的旁路。

有利地，对于197Hz的谐振峰值频率，所述至少一个第一电阻的值等于0，所述至少一个第一电容和所述至少一个第一电感的值分别等于0.29μF和2.28H，第一辅助电阻和第二辅助电阻的值分别等于1200Ω和400Ω，第三电阻的值等于3000Ω。

有利地，每个非反相转换器都具有自身的使自身输出端与自身负供应端子连接的反馈回路，所述反馈回路中的每个都对于最上游的转换器来说被安装成作为在两个非反相转换器之间的中间电路的旁路，并且对于最下游的转换器来说被安装成作为安置在所述至少一个扬声器后面的仪器接地电路的旁路，所述仪器接地电路包括第四电阻。

本发明同样涉及一种至少一个扬声器的声信号电供应的供应控制方法，所述声信号电供应包含有所述的对谐振峰值进行滤波的滤波装置，在所述方法中，对谐振峰值进行修正的修正步骤通过滤波装置来执行，所述修正步骤被执行在所述至少一个扬声器的上游。

有利地，扬声器和滤波装置的总谐振因子被设定为巴特沃斯滤波器(Butterworthfilter)的值。

有利地，当所述至少一个扬声器具有振膜时，对谐振峰值进行滤波与较高频率的声级沿所述至少一个扬声器的振膜的垂直轴方向的降低被同时执行。

有利地，所述至少一个扬声器的温度变化被滤波装置通过与所述装置的阻抗参数相对应的变化来考虑。

与电压控制相反，电流控制不调节所述至少一个扬声器的可能过热。这可为除了以上提到的两个缺点之外的一个缺点，所述两个缺点即未补偿的谐振峰值的形成和最高频率的声级沿所述至少一个扬声器的振膜的垂直轴方向的增大。另外，谐振峰值的频率可随着扬声器的温度变化而改变。因此特别是当修正谐振峰值期间，优选地需考虑至少一个扬声器的温度变化。

所有这些可通过改变滤波装置(所述滤波装置特别是可为虚拟电感的电感)的阻抗参数来补偿。在该情况下，通过分别修改组成该虚拟电感的各个元件(所述元件例如但不限于辅助转换器)来自动地执行考虑所述至少一个扬声器的温度(所述温度可被测量或被估计)。

附图说明

通过阅读非限制性实施方式和实施例的详细说明和附图，本发明的其它优点和特征将更加清楚，在下述附图中：

-图1示出了至少一个扬声器的声信号供应电路的示意图，所述电路设置有根据本发明第一实施例的对谐振峰值进行滤波的滤波装置，

-图2示出了图1中示出的声信号供应电路中的滤波装置的实施例，其中所述滤波装置的电感是按照虚拟电感形式的，所述虚拟电感相对于图1被放大示出在该图中，

-图3示出了图2中示出的实施例的包括虚拟电感的阻抗，

-图4示出了在扬声器的电流控制期间(分别在具有或没有对谐振峰值进行滤波的滤波器的情况下)以及在扬声器的电压控制期间的加速度模量(modules)，滤波借助于根据本发明第一实施例的滤波装置来执行，

-图5示出了角度的随频率变化的曲线，滤波借助于图1中示出的根据本发明第一实施例的滤波装置来执行。

具体实施方式

根据本发明，控制电流的理想解决方案要找到一种对上述两种效应(即在未变更电流控制指标(也被称为CDI)的情况下的谐振峰值和扬声器方向性的效应)进行滤波的滤波方法。然而，仅对本发明的谐振峰值进行滤波同时保留最佳电流控制指标是可能的。

这排除了与扬声器并联设置的任意滤波结构，这是由于有限的阻抗特性(甚至是在根据戴维南的源方面的低值)，其可不受欢迎地在频谱的有用部分上更改指标CDI。

由于对谐振峰值进行的修正落在换能器的固有行为内，本发明提供了一种关于所述至少一个扬声器的上游修正的无源解决方案。

因此，本法发明涉及一种至少一个扬声器的声信号供应电流的电流控制方法，所述声信号供应包含有对谐振峰值进行滤波的滤波装置，在所述方法中，对谐振峰值进行修正的修正步骤通过滤波装置来执行，该修正步骤发生在至少一个扬声器的上游。

扬声器的上游修正或先验修正(也称为“前馈修正(feedforward correction)”)模式的固有优点在于保证了与扬声器的控制相关联的电流控制指数(或CDI)的不可变性。

有利地，当所述至少一个扬声器包括振膜时，在执行最高频率的声级沿所述至少一个扬声器的振膜的垂直轴方向的降低的同时执行对谐振峰值进行滤波。在声信号供应电路的实施例中，所述降低由将详细展开的电阻与电容相连的系统来提供，所述系统作为主电路的旁路。

有利地，扬声器和滤波装置的总谐振因子采用巴特沃斯滤波器的值，这也将在后面展开。

根据本发明并且特别参照图1至图3，根据本发明的至少一个扬声器HP的声信号供应电路具有对谐振峰值进行滤波的滤波装置。该声信号供应电路还包括串联布置在所述至少一个扬声器HP的上游的至少两个非反相转换器A、A₀，所述两个转换器A、A₀中的每个都具有正供应端子和负供应端子以及输出端。

所述两个转换器A，A₀中的最上游的转换器A的正供应端子与声信号供应电路的供应输入端连接，而最上游的转换器A的输出端经由中间电路而与第二转换器A₀的正供应端子连接，第二转换器A₀的输出端与所述至少一个扬声器HP连接，谐振峰值在所述至少一个扬声器HP的供电电流的给定频率下产生。

电路的基本特征在于对所述至少一个扬声器HP的谐振峰值进行滤波的滤波装置被包含在第一支路中，所述第一支路作为在所述至少两个转换器A、A₀之间的中间电路的旁路。该滤波装置是纯电的，形式为一方面与所述中间电路中的一点连接另一方面与仪器接地端连接的阻抗Z₃。阻抗Z₃被称为RLC并且包括至少一个第一电阻R₃、至少一个第一电容C₃和至少一个第一电感L₃，所述至少一个第一电阻、至少一个第一电容和至少一个第一电感串联布置。第一电阻R₃、第一电容C₃和第一电感L₃的参数根据所述至少一个扬声器HP的要被滤波的谐振峰值预先确定。

有利地，电感L₃是虚拟的，也就是说第一电感L₃可例如由用作电感的有源电路系统形成。所提供的这种修正在第一顺序中被预先确定，而且所述至少一个扬声器HP的上游滤波(也被称为“前馈修正”)的解决方案可因此使用中等功率构件而被开发，电流要保持小于50mA，由有源电路系统代替电感。

对于使用虚拟电感的实施例，将滤波布置在电压电流转换器的上游的基本优点在于参与滤波操作的低电流强度值，因此允许使用具有极低噪声的运算放大器的多个参考构件来构成虚拟电感。具有低噪声并且不具有铜线圈的有效滤波装置便可因此被开发。

最后，使用虚拟电感的该实施例可在用于修正与扬声器HP的环境中的可能改变相关的漂移的操作期间允许自调节的滤波装置。尤其可由于扬声器HP发热而导致对于谐振频率偏移的自动补偿。然后，该过程为热反馈回路与滤波装置上游的电控制装置之间的联接过程的组成部分。

有利地，有源电路系统由串联布置的两个非反相辅助转换器A_1/2、A_2/2构成。所述两个辅助转换器A_1/2、A_2/2中的每个都具有正供应端子和负供应端子以及输出端。

所述两个辅助转换器A_1/2、A_2/2中的最上游的辅助转换器A_1/2具有的正供应端子与第一电容C₃的输出端连接，而该最上游的辅助转换器A_1/2的输出端通过第一辅助中间电路而与第二辅助转换器A_2/2的正供应端子连接。

第一辅助中间电路包括辅助电容C_A并且作为旁路地与包括第一辅助电阻R_B的辅助仪器接地电路连接。第二辅助转换器A_2/2的输出端通过包括第二辅助电阻R_A的第二辅助电路而与第一辅助转换器A_1/2连接，每个辅助转换器A_1/2、A_2/2都具有自身的使自身输出端与自身负供应端子连接的反馈回路。

有利地，对于阻抗Z₃可满足最小噪声与维持在弱值的电流之间的折衷，比如流经阻抗Z₃的电流强度小于5mA。

第一虚拟电感L₃可有利地等于第一辅助电阻R_A和第二辅助电阻R_B以及辅助电感C_A的乘积。

在优选实施例中，第二电容C_h可布置在第二支路中，所述第二支路作为在所述至少两个转换器A、A₀之间的中间电路的旁路。该第二电容C_h与第二电阻R_h联接。第二电阻R_h和第二电容C_h的参数被预先确定以减小固有有效时间为R_pC_h的高频信号。第二电阻R_h和第二电容C_h的电容量可分别为R_h≈1Ω和C_h≈4.7nf。然而，这仅是指示性的。

已知，电流控制不引起高频衰减，这与电压控制不同，在所述电压控制中扬声器的电感构件自然地减少信号等级。因此适当地在电流控制的情况下期望被迫的高频衰减，尤其是关于扬声器的增加的方向效应(这导致可测量的声级沿与振膜垂直的轴的增加)。

有利地，在两个非反相转换器A、A₀之间的中间电路包括第三电阻R_p，所述第三电阻布置在最上游的非反相转换器的输出端与第一支路之间，所述第一支路作为包含有滤波装置的中间电路的旁路。

有利地，每个非反相转换器A、A₀都具有自身的使自身输出端与自身负供应端子连接的反馈回路，所述反馈回路中的每个都对于最上游的转换器A来说被安装成作为在两个非反相转换器A、A₀之间的中间电路的旁路，并且对于最下游的转换器A₀来说被安装成作为安置在扬声器HP下游的仪器接地电路的旁路，该仪器接地电路包括第四电阻R_B1。

V₃和V₁是图1中所标示的电压，V₃是在对谐振波峰进行滤波的滤波装置的第一支路的旁路点与仪器接地端之间的电压，所述第一支路作为中间电路的旁路，V₁是在上游的第一辅助转换器A的输出端和仪器接地端之间的电压，常规的计算允许得出关于由串联布置的R_p和串联网络R₃L₃C₃构成的滤波器的V₃/V₁的转移方程，如下：

$\frac{v_3}{v_1}=\frac{p^2+(R_3/L_3)\·p+1/L_3.C_3}{p^2+\frac{R_3+R_p}{L_3}\·p+1/L_3.C_3}$

因此，可通过滤波器R_h、C_h而与高频衰减组合的已实施的滤波能够仅保持调节器的电压电流函数，所述函数被指定到功率放大器并且供应至少一个扬声器HP。该构造的特殊性在于电感L₃的虚拟构成(使用两个有源构件)。事实上，考虑到组合R_A、R_B、C_A、A、A₀的阻抗，下述两个关系式可被结合：

和

元件的标识因此导致如下阻抗行为：

$Z_{Eq\_self}={\[\frac{U}{I}\]}_p=R_A+j\·\mathrm{\ω}\·C_A\·R_A\·R_B---\left(15\right)$

组合因此表现得像被安置成与电阻R_A串联的值为L₃＝R_AR_BC_A的电感或扼流圈。可根据电阻R_A建立给出R₃的关系式，R₃＝R₀₃-R_A。选取参数的布置允许不需安装该构件，串联的R_A值几乎为需要用于确保如等式(9)和(10)中所示出的所需衰减1/Q_m的值。实际上，如果：

则，

有利地，通过采用最优值可定义总谐振因子，根据巴特沃斯滤波器的总谐振因子对应于Q_HP+Z₃＝1/√2。

从前述方程开始，可执行对下述参数的值的选择：

$Q_3=\frac{1}{R_3+R_p}\·\sqrt{\frac{L_3}{C_3}}=0,856$

${\mathrm{\ω}}_0=\frac{1}{\sqrt{L_3.C_3}}=416rad/\sec$

图4示出了在扬声器的电流控制期间(分别在具有或没有对谐振峰值进行的滤波的情况下)以及在扬声器的电压控制期间的加速度模量的曲线，滤波借助于图1至图3中示出的根据本发明实施例的滤波装置来执行。

没有滤波的电流控制曲线为带有矩形标记的曲线，具有滤波的电流控制曲线为带有圆形标记的曲线，电压控制曲线为带有菱形标记的曲线。

带有矩形标记的中间曲线为在电流控制的情况下并且使用根据第一实施例的滤波装置来进行滤波的曲线，并且所述中间曲线示出了不存在谐振波峰，这与在没有进行滤波的电流控制的情况下的上部曲线不同。另外，中间曲线具有实质上恒定的加速度模量范围，该加速度模量范围宽于下部曲线的加速度模量范围，所述下部曲线为带有菱形标记的电压控制曲线。

可证明，当认为非不利地添加具有两个辅助转换器的两个有源电路以得到虚拟电感(其电感值接近L₃＝6H)时，具有经滤波的谐振波峰的加速度模量具有令人满意的行为。

图5示出了角度的随频率变化的曲线，滤波借助于根据图1至图3中示出的本发明实施例的滤波装置来执行，扬声器或者HP的相位由带有矩形标记的曲线定义，以及V₃/V₁的相位由带有圆形标记的曲线定义。

图5中的曲线示出了在所考虑的频域中相移角度保持在完美允许值的范围内。

在本发明的优选实施例中，大约毫法拉的被指定到电容量的中等值允许使用由聚丙烯制成的MKP电容，这种电容非常适合于瞬态情况。

非限制性示例将被给出以用于具有如下特性的扬声器：B_l＝2.675Tm、M_m＝3.67g、f_m＝0.539N/m、k_m＝5650N/m、谐振频率＝197Hz、R_e＝3.65Ω、L＝0.12mH

对于这种扬声器，根据本发明，下述值可被选取用于各种电路元件，R₃＝0Ω、C₃＝0.29μF、R_p＝3kΩ、L3以有源的方式由R_A＝400Ω、R_B＝1200Ω、C_A＝4.7μF再现，或L₃等于2.28H。

在上文所描述的内容中，在电路中使用至少一个非反相转换器以简化计算。这是非限制性的，然而本发明还可被应用到包括若干非反相转换器的电路以及被应用到包括一个或若干反相转换器的电路。

音频再现(特别是高端再现)的市场直接被根据本发明的滤波装置考虑。当然，大品牌(诸如Bang&Harman等)应该对这种滤波装置的商业销售感兴趣。

Claims (12)

1.一种至少一个扬声器的声信号供应电路，所述声信号供应电路包括对谐振峰值进行滤波的滤波装置和至少两个非反相转换器，所述谐振峰值在所述至少一个扬声器的供应电流的给定频率下产生，所述至少两个非反相转换器串联布置在所述至少一个扬声器的上游，并且所述两个转换器中的每个都具有正供应端子和负供应端子以及输出端，所述两个转换器中的最上游的转换器具有的正供应端子与所述声信号供应电路的供应输入端连接，而所述最上游的转换器具有的输出端经由中间电路而与第二转换器的正供应端子连接，所述第二转换器的输出端与所述至少一个扬声器连接，其特征在于，对所述至少一个扬声器的谐振峰值进行滤波的滤波装置被包含在第一支路中，所述第一支路作为在所述至少两个转换器之间的中间电路的旁路，所述滤波装置是纯电的，形式为一方面与所述中间电路中的一点连接另一方面与仪器接地端连接的阻抗，所述阻抗被称为RLC并且包括至少一个第一电阻、至少一个第一电容和至少一个第一电感，所述至少一个第一电阻、所述至少一个第一电感和所述至少一个第一电容串联布置，并且所述第一电阻、所述第一电容和所述第一电感的参数根据所述至少一个扬声器的要被滤波的谐振峰值预先确定。

2.根据权利要求1所述的电路，其中，第一电感是虚拟的并且由串联布置的两个非反相辅助转换器形成，所述两个辅助转换器中的每个都具有正供应端子和负供应端子以及输出端，所述两个辅助转换器中的最上游的辅助转换器具有的正供应端子与第一电容的输出端连接，而所述最上游的辅助转换器的输出端通过第一辅助中间电路而与第二辅助转换器的正供应端子连接，所述第一辅助中间电路包括辅助电容并且作为旁路地与具有第一辅助电阻的第一辅助仪器接地电路连接，所述第二辅助转换器的输出端通过包括第二辅助电阻的第二辅助电路而与第一辅助转换器连接，每个辅助转换器都具有自身的使自身输出端与自身负供应端子连接的反馈回路。

3.根据权利要求2所述的电路，其中，第一虚拟电感等于第一辅助电阻和第二辅助电阻以及辅助电容的乘积。

4.根据权利要求3所述的电路，其中，根据等式，第一电阻和第二辅助电阻通过从总电阻减去彼此而得出：

R₃＝R₀₃-R_A

5.根据权利要求1所述的电路，其中，第二电容布置在第二支路中，所述第二支路作为在所述至少两个转换器之间的中间电路的旁路，所述第二电容与第二电阻联接，所述第二电阻和所述第二电容的参数被预先确定以减小高频信号。

6.根据权利要求5所述的电路，其中，在两个非反相转换器之间的中间电路包括第三电阻，所述第三电阻布置在最上游的非反相转换器的输出端与第一支路之间，所述第一支路作为包含有滤波装置的中间电路的旁路。

7.根据权利要求6所述的电路，其中，对于197Hz的谐振峰值频率，所述至少一个第一电阻的值等于0，所述至少一个第一电容和所述至少一个第一电感的值分别等于0.29μF和2.28H，第一辅助电阻和第二辅助电阻的值分别等于1200Ω和400Ω，第三电阻的值等于3000Ω。

8.根据权利要求7所述的电路，其中，每个非反相转换器都具有自身的使自身输出端与自身负供应端子连接的反馈回路，所述反馈回路中的每个都对于最上游的转换器来说被安装成作为在两个非反相转换器之间的中间电路的旁路，并且对于最下游的转换器来说被安装成作为安置在所述至少一个扬声器后面的仪器接地电路的旁路，所述仪器接地电路包括第四电阻。

9.一种至少一个扬声器的声信号电供应的供应控制方法，所述声信号电供应包含有根据权利要求1所述的对谐振峰值进行滤波的滤波装置，在所述方法中，对谐振峰值进行修正的修正步骤通过滤波装置来执行，所述修正步骤发生在所述至少一个扬声器的上游。

10.根据权利要求9所述的控制方法，其中，扬声器和滤波装置的总谐振因子被设定为巴特沃斯滤波器的值。

11.根据权利要求10所述的控制方法，其中，当所述至少一个扬声器包括振膜时，在执行最高频率的声级沿所述至少一个扬声器的振膜的垂直轴方向的降低的同时执行对谐振峰值进行滤波。

12.根据权利要求11所述的控制方法，其中，所述至少一个扬声器的温度变化被滤波装置通过与所述装置的阻抗参数相对应的变化来考虑。