CN106059321A - 采用自谐振网络的mosfet高频驱动器 - Google Patents

Abstract

采用自谐振网络的MOSFET高频驱动器，属于电力电子领域。解决了现有高频MOSFET的驱动多采用晶振实现，该种驱动方式灵活性较差的问题。它包括电感L_F、辅助开关管S_help和自谐振反馈网络模块；电感L_F的一端与输入电源的正极连接，电感L_F的另一端同时与自谐振反馈网络模块的电源正极和辅助开关管S_help漏极连接，自谐振反馈网络模块电源负极同时与输入电源的负极和辅助开关管S_help源极连接，自谐振反馈网络模块的电压信号输出端与辅助开关管S_help的栅极连接，辅助开关管S_help的漏极与被测主开关管S_main栅极连接，辅助开关管S_help的源极与被测主开关管S_main源极连接。用于对MOS进行驱动。

Description

采用自谐振网络的MOSFET高频驱动器

技术领域

本发明属于电力电子领域。

背景技术

MOSFET在电力电子领域应用广泛，近年来，随着电力电子变换器向小型化、高功率密度方向的发展，提高功率器件的工作频率成为一大研究热点。目前高频MOSFET的驱动多采用晶振实现：晶振输出的方波信号经与门增加驱动能力后，通过外加电感和开关管寄生电容的谐振转化为所需的正弦驱动信号。这种驱动方式灵活性较差，主要表现在以下两个方面：

1、不能调整驱动信号的频率和占空比。

2、只能通过滞环比较的方法来实现系统的闭环控制。

发明内容

本发明是为了解决现有高频MOSFET的驱动多采用晶振实现，该种驱动方式灵活性较差的问题，本发明提供了一种采用自谐振网络的MOSFET高频驱动器。

采用自谐振网络的MOSFET高频驱动器，它包括电感L_F、辅助开关管S_help和自谐振反馈网络模块；所述的辅助开关管S_help为MOS管；

所述的电感L_F的一端用于与输入电源V_gate的正极连接，电感L_F的另一端同时与自谐振反馈网络模块的电源正极和辅助开关管S_help的漏极连接，

自谐振反馈网络模块的电源负极同时与输入电源V_gate的负极和辅助开关管S_help的源极连接，自谐振反馈网络模块的电压信号输出端与辅助开关管S_help的栅极连接，

辅助开关管S_help的漏极用于与被测主开关管S_main的栅极连接，

辅助开关管S_help的源极用于与被测主开关管S_main的源极连接，

所述的被测主开关管S_main为MOS管，

自谐振反馈网络模块用于产生驱动信号，对辅助开关管S_help进行驱动。

所述的自谐振反馈网络模块包括电感L_T、电容C_B和电感L_R；

电感L_T的一端作为自谐振反馈网络模块的电源正极，电感L_T的一端同时与电感L_F的另一端和辅助开关管S_help的漏极连接，电感L_T的另一端与电容C_b的一端连接，电容C_b的另一端同时与电感L_R的一端和电容C_B的一端连接；

电容C_B的另一端作为自谐振反馈网络模块的电源负极，

电感L_R的另一端作为自谐振反馈网络模块的电压信号输出端。

所述的自谐振反馈网络模块还包括电感L_st，

电感L_st的一端与电感L_F的一端连接，电感L_st的另一端同时与电感L_R的一端、电容C_b的另一端和电容C_B的一端连接。

本发明带来的有益效果是，

1、采用classΦ结构，利用辅助开关管漏源极两端的近似梯形波来驱动主开关管，可以降低主开关管电压应力，减少其开关损耗及谐波成分，从而提高系统的效率。

2、在classΦ中加入自谐振反馈网络，调整元器件参数可以实现不同开关频率和占空比的设计，且不依赖于系统的输入电压与主开关管的参数，也不会影响电路的特性，这可以有效提高MOSFET的驱动的灵活性与通用性。

附图说明

图1为具体实施方式一所述的采用自谐振网络的MOSFET高频驱动器的原理示意图；R_g为辅助开关管S_help的栅极电阻，C_{gs_help}为辅助开关管S_help的极间电阻，

图2为具体实施方式二所述的自谐振反馈网络模块的原理示意图；

图3为具体实施方式三所述的自谐振反馈网络模块的原理示意图；V_{gs_help}表示辅助开关管S_help栅源间电压，V_{gs_main}表示被测主开关管S_main栅源间电压，

图4为具体实施方式二中自谐振反馈网络模块的等效电路图，Z_R为电感L_R的等效阻抗，Z_T为电感L_T的等效阻抗，Z_B为电容C_B的等效阻抗，

图5为具体实施方式二中，根据戴维宁等效原理对自谐振反馈网络模块的进行等效的电路图，该电路主要对以V_{ds_help}为输入，C点为输出，包含阻抗Z_F、Z_B部分的一端口网络进行等效；V_F为等效后的电压源；Z_F为等效后的阻抗，

图6为自谐振部分传递函数的伯德图；

图7为自谐振反馈网络模块驱动MOSFET(即：被测主开关管S_main)的波形图；

图8为自谐振反馈网络模块的拓扑结构示意图；

图9为本发明所述的采用自谐振网络的MOSFET高频驱动器的验证电路图。

具体实施方式

具体实施方式一：参见图1说明本实施方式，本实施方式所述的采用自谐振网络的MOSFET高频驱动器，它包括电感L_F、辅助开关管S_help和自谐振反馈网络模块1；所述的辅助开关管S_help为MOS管；

所述的电感L_F的一端用于与输入电源V_gate的正极连接，电感L_F的另一端同时与自谐振反馈网络模块1的电源正极和辅助开关管S_help的漏极连接，

自谐振反馈网络模块1的电源负极同时与输入电源V_gate的负极和辅助开关管S_help的源极连接，自谐振反馈网络模块1的电压信号输出端与辅助开关管S_help的栅极连接，

辅助开关管S_help的漏极用于与被测主开关管S_main的栅极连接，

辅助开关管S_help的源极用于与被测主开关管S_main的源极连接，

所述的被测主开关管S_main为MOS管，

自谐振反馈网络模块1用于产生驱动信号，对辅助开关管S_help进行驱动。

本实施方式中，辅助开关管S_help为NMOS管；被测主开关管S_main为PMOS管；所述的辅助开关管S_help也可采用PMOS管实现，被测主开关管S_main也可采用为NMOS管；

自谐振反馈网络模块1可以在辅助开关管S_help的栅极产生类似正弦波的电压，用以驱动辅助开关管S_help。

所述的电源V_gate、电感L_F、辅助开关管S_help和自谐振反馈网络模块1以及负载S_main构成ClassΦ逆变器。

为了防止栅极的静电放电，现在的制造商往往会在MOSFET的栅极和源极之间加入一个保护二极管，这就导致栅极电压不能低于-0.5V，同时也限制了开关管的门驱动电路的选择，因为一般的LC电路在栅极只能提供正弦电压。所以本发明借助于新的逆变器结构，即ClassΦ逆变器。

对于ClassΦ逆变器结构，当在辅助开关管S_help的栅极输入正弦波驱动时，辅助开关管S_help的漏源极间能产生类似方波或梯形波形，此波形可以有效驱动MOSFET(即：被测主开关管S_main)。

因此，将上述自谐振反馈网络模块1引入ClassΦ逆变器中，在辅助开关管S_help的漏源极能产生类似梯形波的波形，且对逆变器整体并无明显的影响，这个波形可以驱动MOSFET管(即：被测主开关管S_main)。稳态时辅助开关管S_help漏源极电压峰值约为输入电压V_gate的两倍，这相较于传统的ClassE逆变器(3.6倍输入电压)等结构而言可以有效地降低开关应力。

具体实施方式二：参见图2说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式一所述的采用自谐振网络的MOSFET高频驱动器的区别在于，所述的自谐振反馈网络模块1包括电感L_T、电容C_B和电感L_R；

电感L_T的一端作为自谐振反馈网络模块1的电源正极，电感L_T的一端同时与电感L_F的另一端和辅助开关管S_help的漏极连接，电感L_T的另一端与电容C_b的一端连接，电容C_b的另一端同时与电感L_R的一端和电容C_B的一端连接；

电容C_B的另一端作为自谐振反馈网络模块1的电源负极，

电感L_R的另一端作为自谐振反馈网络模块1的电压信号输出端。

本实施方式，根据戴维宁等效原理对自谐振反馈网络模块1进行等效，其中主要是对以V_{ds_help}为输入，C点为输出，包含阻抗Z_F、Z_B部分的一端口网络进行等效。具体参见图4和图5。图5中该电路主要对以V_{ds_help}为输入，C点为输出，包含阻抗Z_F、Z_B部分的一端口网络进行等效；V_F为等效后的电压源；Z_F为等效后的阻抗。只考虑交流成分，令输入电压V_gate＝0，且：

Z_F＝Z_T||Z_B (公式1)，

则有：

C点为辅助开关管S_help的栅极，整理可得传递函数：

其中，Z_G＝R_g+C_{gs_help}。

其中，V_F表示戴维宁等效后的电压源，V_{ds_help}表示辅助开关管S_help漏源极电压，V_{gs_help}表示辅助开关管S_help栅源极电压，j为虚数单位，ω表示角频率，C_{gs_help}表示辅助开关管S_help栅源间寄生电容，Z_G表示中间变量。

为了自谐振反馈网络模块1能够产生自激振荡，辅助开关管S_help的栅极和漏源电压间须存在-180°的相位差及20dB的增益。设计中需要分别考虑交流和直流情况。在这里，考虑一种简化设计的方法：让C_{gs_help}/Z_T提供-180°的相位差，因此Z_T必须呈感性，而在工作频率下Z_F与Z_F+Z_R+Z_G需要呈阻性，所以有Z_B为感性，Z_F为阻性，Z_R中应存在电感与C_{gs_help}谐振使得Z_G呈阻性。理论上Z_R中可以包含电阻，但是为了减少元器件数量，本发明采用不加电阻的电路形式。

除了交流部分以外，还需要考虑直流量的影响。因为辅助开关管Shel_p的直流电压等于直流源的大小，所以辅助开关管S_help可能被强制关断。因此我们在Z_T中串联一个电容C_b。这个电容C_b不能太大以至于Z_T在f_s处的值有很大的改变。且出于体积的考虑，C_b也应该被优化到一个较小的值。加入电容C_b后，C点的电压会上升，可以保证辅助开关管S_help有效导通。另外在试验中，尽量保证谐振网络部分直流源源电压低于MOSFET(即：被测主开关管S_main)开启电压。

具体实施方式三：参见图3说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式二所述的采用自谐振网络的MOSFET高频驱动器的区别在于，所述的自谐振反馈网络模块1还包括电感L_st，

电感L_st的一端与电感L_F的一端连接，电感L_st的另一端同时与电感L_R的一端、电容C_b的另一端和电容C_B的一端连接。

本实施方式，本发明为了保证在轻载时仍然保持较高的效率，在辅助开关管S_help的栅极和直流电压源V_gate之间加入一个电感L_st，以使得变换器能迅速达到稳态。

参见图8，自谐振反馈网络模块1的拓扑和参数，当V_gate＝0时，可以求出的传递函数。令：

则有：

对上式进行整理，由于表达式较为复杂，这里定义如下关系式：

a＝L_st×C_B×L_R×L_T×C_{gs_help} (公式1-5)，

b＝L_st×C_B×R₁×L_T×C_{gs_help} (公式1-6)，

d＝L_st×C_B×R₁×C_{gs_help}/C_b+L_T×C_{gs_help}×R₁+C_{gs_help}×R₁×L_st (公式1-8)，

e＝L_st×C_{gs_help}/C_b+L_st×C_B/C_b+L_R×C_{gs_help}/C_b+L_T+L_st (公式1-9)，

则该传递函数的分子表示如下：

分母可表示为：

其中，a、b、c、d、e均为中间变量，V_gate表示驱动器输入电压，j为虚数单位，R_Cgs表示电容C_{gs_help}的寄生电阻，表示电感L_R的寄生参数，a、b、c、d、e均为中间变量，上式中考虑除了图8中已有的元器件参数外，还考虑了电感L_R及电容C_{gs_help}的寄生电阻值，分别为和R_Cgs。电感品质因数Q值取70，电容品质因数Q值取3000。结合所设计参数，利用MATLAB仿真，可以绘出伯德图，如图6。从图6中可以看出，这种拓扑结构在20MHz附近可以谐振，且因为峰值处相角为0°或者360°，不会产生其他的谐振。

验证试验：

针对本发明提出的自谐振反馈网络模块1拓扑结构，设计了一个占空比约为0.5、频率为20MHz的谐振驱动网络并进行验证。

为了验证MOSFET高频驱动部分的正确性，需要借助于完整的含MOSFET的主电路。本发明借助已经设计好的拓扑结构进行验证，该电路主要由逆变电路、匹配网络环节与谐振整流环节构成，如图9所示。主电路中，被测主开关管S_main的作用是在其漏极产生一个半波正弦波，如图7中V_{ds_main}所示。主电路的参数如表1所示，其中V_in表示主电路输入直流电压，C_f表示逆变电路中与主开关管S_main并联的外加电容，C_s表示谐振匹配网路电容，L_s表示谐振匹配网络电感，L_r表示整流部分电感，C_r表示整流部分电容，D_l表示整流部分二极管，C_o表示输出稳压电容，R_load表示纯电阻负载。

表1验证电路主电路相关参数

自谐振驱动网络采用本发明所提出的拓扑结构。本例中，被测主开关管S_main和辅助开关管S_help均选用Si7454DDP型MOSFET，开关管参数如下表2：

表2Si7454DDP型MOSFET参数表

表2中，C_gd表示MOS管栅极与漏极间电容，C_gs表示MOS管栅极与源极间电容，C_ds表示MOS管漏极与源极间电容，R_g表示MOS管栅极电阻，V_th表示MOS管开启电压。

根据以上分析求出20MHz谐振网络部分的参数，如表3。

注意，电感和电容的寄生参数在本设计案例的原理图中均未给出，但在Pspice和MATLAB仿真中对这些参数进行了适当的考虑。这里，取电感的品质因数为70，电容品质因数3000。仿真得到的结果如图6所示，其中辅助开关管S_help栅极产生类似正弦波的谐振波形，漏源极波形可以有效驱动，频率为20MHz，占空比约为0.5，可有效驱动被测主开关管S_main，且辅助开关管S_help漏源极电压幅值约为输入电压的两倍左右，降低了开关管的应力。此外，图6中还给出了主电路中逆变电路的输出电压，与理论值相符。

表3驱动电路的主要器件参数

本发明以20MHz、0.5占空比的驱动网络设计为例，验证了本发明所述的采用自谐振网络的MOSFET高频驱动器的正确性。实际应用中可以通过相关参数的调整获得不依赖于主开关管的驱动波形，是一种较为理想的高频驱动电路。

Claims (3)

1.采用自谐振网络的MOSFET高频驱动器，其特征在于，它包括电感L_F、辅助开关管S_help和自谐振反馈网络模块(1)；所述的辅助开关管S_help为MOS管；

所述的电感L_F的一端用于与输入电源V_gate的正极连接，电感L_F的另一端同时与自谐振反馈网络模块(1)的电源正极和辅助开关管S_help的漏极连接，

自谐振反馈网络模块(1)的电源负极同时与输入电源V_gate的负极和辅助开关管S_help的源极连接，自谐振反馈网络模块(1)的电压信号输出端与辅助开关管S_help的栅极连接，

辅助开关管S_help的漏极用于与被测主开关管S_main的栅极连接，

辅助开关管S_help的源极用于与被测主开关管S_main的源极连接，

所述的被测主开关管S_main为MOS管，

自谐振反馈网络模块(1)用于产生驱动信号，对辅助开关管S_help进行驱动。

2.根据权利要求1所述的采用自谐振网络的MOSFET高频驱动器，其特征在于，所述的自谐振反馈网络模块(1)包括电感L_T、电容C_B和电感L_R；

电感L_T的一端作为自谐振反馈网络模块(1)的电源正极，电感L_T的一端同时与电感L_F的另一端和辅助开关管S_help的漏极连接，电感L_T的另一端与电容C_b的一端连接，电容C_b的另一端同时与电感L_R的一端和电容C_B的一端连接；

电容C_B的另一端作为自谐振反馈网络模块(1)的电源负极，

电感L_R的另一端作为自谐振反馈网络模块(1)的电压信号输出端。

3.根据权利要求2所述的采用自谐振网络的MOSFET高频驱动器，其特征在于，所述的自谐振反馈网络模块(1)还包括电感L_st，

电感L_st的一端与电感L_F的一端连接，电感L_st的另一端同时与电感L_R的一端、电容C_b的另一端和电容C_B的一端连接。