CN106033839A - 一种天线阵元的连接结构、定位天线及rsu - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种天线阵元的连接结构、定位天线及RSU，在两个相邻天线阵元中处于工作状态的第一天线阵元与第二天线阵元之间经过空间波或表面波产生耦合电流的情况下，为了降低天线阵元间耦合产生的不良影响，本方案在相邻天线的辐射部分之间引入新的电流路径，使得第二天线阵元经耦合路径在第一天线阵元的辐射部分处形成的阻抗，与所述第二天线阵元经所述电流路径在第一天线阵元的辐射部分处形成的阻抗抵消，即使得第一天线阵元在电流路径的产生的电流与耦合电流幅值相近、相位相反，此时，两条路径抵消后可以有效提高与第二天线阵元端口间的隔离度，隔离度越高天线的馈电端口受到的耦合影响便越小。

Description

一种天线阵元的连接结构、定位天线及RSU

技术领域

本发明涉及电磁波技术领域，尤其涉及一种天线阵元的连接结构、定位天线及RSU。

背景技术

作为智能交通服务的重要组成部分，电子不停车收费系统(ETC，Electronic Toll Collection)一般由设置在路边的路侧单元以及安装在车辆上的车载单元两部分构成，为了保证交易成功率，同时避免与邻车道干扰，路侧单元会通过天线对车载单元进行定位。

为了保证定位的精度，定位天线阵列中阵元的中心间距通常为0.5λ，λ为中心工作频率下电磁波在自由空间的波长，这种布局使得相邻两个天线阵元的变得很近，当一个天线阵元工作时，由于电磁场的耦合相邻其他天线阵元接收到它的信号，这种现象在微观上表现为相邻的天线阵元上产生耦合电流，耦合电流又会对工作天线自身的正常工作产生干扰。如图1所示为一个天线阵列，包括天线阵元1和天线阵元2，当天线阵元1处于工作状态时，便会通过电磁波或表面波在天线阵元2上产生耦合电流。

如图2所示为现有的一种天线阵列，具有N个天线阵元，每个天线具有一个馈电端口，以天线阵元1和天线阵元2为例进行说明，其中D表示天线阵元1和天线阵元2的中心间距，A表示天线阵元1和天线阵元2的边界距离。

为了降低天线阵元间的耦合度，常用的方法有(1)如图3所示，天线阵元不变的情况下，增大阵元的中心间距为D’且D’＞D，但这样会造成天线阵元的定位性能下降；(2)如图4所示，在天线阵元的中心间距D一定的情况下，使用小型化的天线阵元，增大天线的边界距离为A’，A’＞A，但将天线阵元小型化后，天线阵元的增益等辐射性能会有所下降。

因此现在需要一种天线阵元的连接结构能够在保证定位精度的前提下，降低天线阵元间的互耦度，改善天线阵元的工作性能。

发明内容

本发明提供了一种天线阵元的连接结构、定位天线及RSU，能够在保证定位精度的前提下，降低天线阵元间的互耦度，改善天线阵元的工作性能。

为了实现上述目的，本发明提供了以下技术手段：

一种天线阵元的连接结构，用于连接第一天线阵元和与第一天线阵元相邻的第二天线阵元；所述第一天线阵元的辐射部分和所述第二天线阵元的辐射部分之间设有电流路径，所述第二天线阵元经耦合路径在第一天线阵元的辐射部分处形成阻抗，所述阻抗与所述第二天线阵元经所述电流路径在第一天线阵元的辐射部分处形成的阻抗抵消。

优选的，所述电流路径包括：

设置于所述第一天线阵元的辐射部分和所述第二天线阵元的辐射部分之间具有预设长度值的带缝隙的微带线；

所述微带线的缝隙间连接具有预设电感值的电感。

优选的，所述微带线的缝隙位于微带线中心。

优选的，所述缝隙将所述微带线分为第一微带线和第二微带线，所述第一微带线和所述第二微带线关于所述缝隙成中心对称；

其中，所述第一微带线为紧邻所述第一天线阵元的微带线，所述第二微带线为紧邻所述第二天线阵元的微带线。

优选的，利用下述五个公式联合确定微带线的预设长度值l以及电感的预设电感值L：

$Z_A^{\′}=Z_C\×\frac{Z_2+j{Z}_C\tan (\mathrm{\β}\×\frac{d}{2})}{Z_C+j{Z}_2\tan (\mathrm{\β}\×\frac{d}{2})};$

$Z_2=(\left(Z_1\right|\left|\frac{-j}{\mathrm{\ω}{C}_P}\right)+\mathrm{jX})\left|\right|\frac{-j}{\mathrm{\ω}{C}_P};$

$Z_1=Z_C\×\frac{Z_B+j{Z}_C\tan (\mathrm{\β}\×\frac{d}{2})}{Z_C+j{Z}_B\tan (\mathrm{\β}\×\frac{d}{2})};$

$X=\frac{\mathrm{\ωL}}{1-{\mathrm{\ω}}^{2}L{C}_g}=\frac{2\mathrm{\πfL}}{1-4{\mathrm{\π}}^2{f}^{2}L{C}_g};$

$Z_A^{\′}=Z_A^{*};$

其中，Z'_A为所述第二天线阵元经电流路径在所述第一天线阵元的辐射部分处形成的阻抗，Z_C为微带线的特征阻抗，Z₂为所述电流路径上除去所述第一微带线后的阻抗，β为相位角，Z₁为电流路径上所述除去所述第一微带线和所述电感后的阻抗，C_P、C_g为分布电容，ω为微带线上电磁波的角频率、f为微带线上电磁波的频率，Z_B为第二天线阵元与微带线连接点处呈现的阻抗，X为电感和分布电容C_g的并联阻抗，为第二天线阵元经耦合路径在第一天线阵元的辐射部分处形成的阻抗的共轭，L为电感的电感值，d为微带线长度。

优选的，所述第一天线阵元与所述第二天线阵元的中心距离为0.45λ₀至0.55λ₀，所述第一天线阵元与所述第二天线阵元的边界距离为0.13λ₀至0.19λ₀时，所述微带线的预设长度为0.3λ₀至0.5λ₀，电感的预设电感值为2.0nH至2.6nH。

优选的，所述第一天线阵元与所述第二天线阵元的中心距离为0.5λ₀，所述第一天线阵元与所述第二天线阵元的边界距离为0.16λ₀时，所述微带线的预设长度为0.4λ₀，电感的预设电感值为2.3nH。

其中，λ₀为工作频率在自由空间中对应的波长。

一种定位天线，包括：多个天线阵元，其中至少有两个天线阵元间采用上述任一项所述天线阵元的连接结构。

优选的，所述多个天线阵元之间呈L型排列或十字交叉排列。

一种RSU，使用上述任一项所述的定位天线。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

本发明提供了一种天线阵元的连接结构、定位天线及RSU，在两个相邻天线阵元中处于工作状态的第一天线阵元与第二天线阵元之间经过空间波或表面波产生耦合电流的情况下，为了降低天线阵元间耦合产生的不良影响，本方案在相邻天线的辐射部分之间引入新的电流路径。使得第二天线阵元经耦合路径在第一天线阵元的辐射部分处形成的阻抗，与所述第二天线阵元经所述电流路径在第一天线阵元的辐射部分处形成的阻抗共轭。即使得第一天线阵元在电流路径的产生的电流与耦合电流幅值相近、相位相反，相互抵消后可以有效提高相第二天线阵元端口间的隔离度，隔离度越高天线的馈电端口受到的耦合影响便越小。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为现有技术中形成相邻天线阵元间形成耦合电流的拓扑示意图；

图2为现有技术中提供相邻天线阵元间解决耦合电流的拓扑示意图；

图3为现有技术中提供又一相邻天线阵元间解决耦合电流的拓扑示意图；

图4为现有技术中提供又一相邻天线阵元间解决耦合电流的拓扑示意图；

图5为本发明实施例提供相邻天线阵元间解决耦合电流的拓扑示意图；

图6为本发明实施例提供相邻天线阵元间耦合路径和电流路径的拓扑示意图；

图7为本发明实施例提供相邻天线阵元间电流路径的拓扑图；

图8为本发明实施例提供相邻天线阵元间电流路径的等效电路图；

图9为本发明实施例提供又一相邻天线阵元间电流路径的等效电路图；

图10为本发明实施例采用电流路径后相连天线间回波损耗的示意图；

图11为本发明实施例采用电流路径后相连天线间隔离度的示意图；

图12为本发明实施例提供安装电流路径后的定位天线阵列。

具体实施方式

如图5所示，发明人在发明创作过程中发现，可以在天线阵元的端口间搭建去耦网络，但组建去耦网络时需要综合考虑所有馈电端口，当馈电端口数量变化时需要重新求解去耦网络的内部参数，并且在端口较多的情况下，组建去耦网络较为困难。为此本发明提供了下述内容来解决上述问题。

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图6所示，本发明提供了一种天线阵元的连接结构，用于连接第一天线阵元100和与第一天线阵元100相邻的第二天线阵元200；

所述第一天线阵元100的辐射部分(以下简称A点)和所述第二天线阵元的辐射部分(以下简称B点)之间设有电流路径，所述第二天线阵元200经耦合路径在第一天线阵元100的辐射部分处形成阻抗，所述阻抗与所述第二天线阵元200经所述电流路径在第一天线阵元100的辐射部分处形成的阻抗抵消。可以理解此处实际应用中，只要有阻抗抵消就可以提升天线的性能，并不要求完全抵消。

优选的情况下，所述第二天线阵元200经耦合路径在第一天线阵元100的辐射部分处形成阻抗，所述阻抗与所述第二天线阵元200经所述电流路径在第一天线阵元100的辐射部分处形成的阻抗共轭。

在第一天线阵元100工作时，第一天线阵元100的工作电流主要沿天线的边沿分布，从而以空间波或表面波的形式与相邻的第二天线阵元200发生耦合。将耦合电流所经过的路径称为耦合路径，设此时耦合电流为I1。

为了降低第一天线阵元100和第二天线阵元200之间耦合产生的不良影响，本申请引入电流路径，并使得电流路径上经过电流I2，且电流路径上的电流I2与耦合路径上电流I1的幅值相同、相位相反。在具体实现时等效为令第二天线阵元200经过电流路径在第一天线阵元100上形成的阻抗，与第二天线阵元200经过耦合路径在第一天线阵元100上形成的阻抗抵消。

最优的，在阻抗共轭的情况下抵消效果最好，电流路径与耦合路径上的电流幅度一致、相位相反，相互抵消后，可以有效提高第一天线阵元100和第二天线阵元200之间馈电端口的隔离度，隔离度越高天线馈电端口受到的耦合影响越小，从而降低相邻天线之间耦合产生的不良影响。

下面介绍本发明中电流路径的具体实现形式，所述电流路径包括：

设置于所述第一天线阵元100的辐射部分(图示上为A点)和所述第二天线阵元200的辐射部分(图示上为B点)之间的预设长度值的带缝隙的微带线；所述微带线的缝隙间连接有预设电感值的电感。

带缝隙的微带线构建分布电容，并在缝隙上焊接电感，电容和电感可以组成LC震荡回路，当缝隙和电感确定后，当缝隙和电感确定后，LC震荡回路的电抗值随频率变化。

为了方便计算微带线长度值和电感值，建立A点和B点之间的等效电路，如图8所示A-B点间的等效电路，由图8所示，微带线被缝隙分为两部分：第一微带线和第二微带线，将与第一天线阵元100相连的微带线部分称为第一微带线，将与第二天线阵元200相连的微带线部分称为第二微带线。

设微带线总长度为d，第一微带线长度为x，第二微带线长度则近似为d-x；其中，Z'_A为第二天线阵元200经电流路径在第一天线阵元100的辐射部分A点处形成的阻抗，Z_C为微带线的特征阻抗，Z₂为电流路径上除去第一微带线后的阻抗，Z₁为电流路径上所述除去第一微带线和电感L后的阻抗，C_P、C_g为分布电容，Z_B为第二天线阵元200与微带线连接B点处处呈现的阻抗，L为所焊接电感的电感值。

下面详细讲述如何确定微带线长度d、x以及电感值L，首先计算缝隙电容和电感组成的LC震荡回路的电抗，震荡回路的电抗值随频率变化，变化规律可以用下面的方程表示：

$X=\frac{\mathrm{\ωL}}{1-{\mathrm{\ω}}^{2}L{C}_g}=\frac{2\mathrm{\πfL}}{1-4{\mathrm{\π}}^2{f}^{2}L{C}_g}...\left(1\right)$

其中，X为电感和电容形成的阻抗，ω为微带线上电磁波的角频率，f为微带线上电磁波的频率，C_g为缝隙电容处的分布电容。

上述公式(1)中LC震荡回路的非谐振形式，当然电感L和缝隙电容C_g可以构建谐振回路，此时并联谐振回路的电抗值仅随频率变化，变化规律可以用下面的方程表示：

$X=\frac{\mathrm{\ωL}}{1-{\mathrm{\ω}}^{2}L{C}_g}=\frac{2\mathrm{\πfL}}{1-4{\mathrm{\π}}^2{f}^{2}L{C}_g}...\left(2\right)$

根据图8所示的等效电路，计算得出加载微带线和电感之后，由第二天线阵元200在第一天线阵元100的A点处形成的阻抗：

$Z_A^{\′}=Z_C\×\frac{Z_2+j{Z}_C\tan (\mathrm{\β}\×\frac{x}{2})}{Z_C+j{Z}_2\tan (\mathrm{\β}\×\frac{x}{2})}...\left(3\right)$

在公式(3)中将Z₂作为电流路径上除去第一微带线后的整体阻抗，此时阻抗Z'_A与阻抗Z₂之间仅存在微带线，利用微带线计算电抗的公式计算阻抗Z'_A，下面在介绍阻抗Z₂的计算过程。

$Z_2=(\left(Z_1\right|\left|\frac{-j}{\mathrm{\ω}{C}_P}\right)+\mathrm{jX})\left|\right|\frac{-j}{\mathrm{\ω}{C}_P}...\left(4\right)$

在公式(4)中，将阻抗Z₁看为电流路径上所述除去第一微带线和电感L后的阻抗，从图8上可以看出阻抗Z₁自右向左依次与分布电容C_P并联，并联分布电容C_P C_P阻抗为然后在与分布电容C_g与电感L形成的震荡回路串联，LC震荡回路的阻抗为X，所以串联阻抗X后阻抗为最后再与另外一个分布电容C_P并联，并联分布电容C_P阻抗为所以该公式变为下述方式，并采用阻抗Z₂表示。

$Z_1=Z_C\×\frac{Z_B+j{Z}_C\tan (\mathrm{\β}\×\frac{d-x}{2})}{Z_C+j{Z}_B\tan (\mathrm{\β}\×\frac{d-x}{2})}...\left(5\right)$

下面介绍阻抗Z₁的计算过程，阻抗Z₁与阻抗Z_B之间仅有微带线，所以可以直接利用微带线公式计算阻抗Z₁，其中微带线长度为d-x。

$Z_A^{\′}=Z_A^{*}...\left(6\right)$

其中，为第二天线阵元200经耦合路径在第一天线阵元100的辐射部分处形成的阻抗的共轭，为在实际应用中通过计算机软件的方式直接确定的阻抗值，该阻抗无需计算，可直接应用。

Z'_A为经过计算公式计算得到的第二天线阵元200经电流路径在第一天线阵元100的辐射部分A点处形成的阻抗，该阻抗应与第二天线阵元200经耦合路径在第一天线阵元100的辐射部分A点处形成的阻抗Z_A共轭，即阻抗Z'_A应该等于阻抗Z_A的共轭

结合公式(1)、公式(3)、公式(4)、公式(5)和公式(6)计算电感L、微带线长度值和第一微带线程度x；或者结合公式(2)、公式(3)、公式(4)、公式(5)、公式(6)计算电感L、微带线长度值d和第一微带线程度x，计算完成后便可将微带线长度值对应的微带线和电感值对应的电感安装至第一天线阵元100和第二天线阵元200之间，以形成电流路径，降低相邻天线之间的耦合影响。

图8所示等效电路中，微带线的缝隙可设置于微带线的任意位置，这样的话，在第一天线阵元100工作时，按上述公式计算电感、微带线长度以及缝隙电容的位置即可。但是当第二天线阵元200工作时，由于耦合电流的方向发生改变，缝隙电容的位置，电感值以及微带线长度需要再重新计算，浪费大量的人力物力。

为了使电流路径既适用于第一天线阵元100工作又适用于第二天线阵元工作200，将微带线的缝隙设置于微带线中间，电感同样也设置于微带线中间。由于第一天线阵元100和第二天线阵元200关于缝隙电容对称，不论哪一个天线阵元工作，缝隙电容的位置、大小以及微带线长度均是一致的，这样仅计算一次便可无需多次计算，降低计算工作量提高电流路径的实用性。

即如图9所示为所述微带线的缝隙位于微带线中间的等效电路图，其中所述缝隙将所述微带线分为第一微带线和第二微带线，所述第一微带线和第二微带线关于所述缝隙成中心对称；所述第一微带线为紧邻第一天线阵元的微带线，所述第二微带线为紧邻第二天线阵元的微带线。

在缝隙电容设置于微带线中间后，利用结合公式(1)或公式(2)以及下述四个公式联合确定微带线的预设长度值d以及电感的预设电感值L：

$Z_A^{\′}=Z_C\×\frac{Z_2+j{Z}_C\tan (\mathrm{\β}\×\frac{d}{2})}{Z_C+j{Z}_2\tan (\mathrm{\β}\×\frac{d}{2})};...\left(7\right)$

$Z_2=(\left(Z_1\right|\left|\frac{-j}{\mathrm{\ω}{C}_P}\right)+\mathrm{jX})\left|\right|\frac{-j}{\mathrm{\ω}{C}_P};...\left(8\right)$

$Z_1=Z_C\×\frac{Z_B+j{Z}_C\tan (\mathrm{\β}\×\frac{d}{2})}{Z_C+j{Z}_B\tan (\mathrm{\β}\×\frac{d}{2})};...\left(9\right)$

$Z_A^{\′}=Z_A^{*};...\left(10\right)$

其中，Z'_A为所述第二天线阵元经电流路径在第一天线阵元的辐射部分处形成的阻抗，Z_C为微带线的特征阻抗，Z₂为所述电流路径上除去所述第一微带线后的阻抗，β为相位角，Z₁为电流路径上所述除去所述第一微带线和所述电感后的阻抗，C_P、C_g为分布电容，ω为微带线上电磁波的角频率、f为微带线上电磁波的频率，Z_B为第二天线阵元与微带线连接点处呈现的阻抗，X为电感和分布电容C_g的并联阻抗，为第二天线阵元经耦合路径在第一天线阵元的辐射部分处形成的阻抗的共轭，L为电感的电感值，为在实际应用中通过计算机软件的方式直接确定的阻抗值，该阻抗无需计算，可直接应用。

所述第一天线阵元与所述第二天线阵元的中心距离为0.45λ₀至0.55λ₀，所述第一天线阵元与所述第二天线阵元的边界距离为0.13λ₀至0.19λ₀时，所述微带线的预设长度为0.3λ₀至0.5λ₀，电感的预设电感值为2.0nH至2.6nH；

下面介绍本发明的一个具体实施例：所述第一天线阵元100与所述第二天线阵元200的中心距离为0.5λ₀，所述第一天线阵元与所述第二天线阵元的边界距离为0.16λ₀时，经上述公式(2)、公式(7)、公式(8)、公式(9)和公式(10)的结合，公式(10)为通过计算机软件的方式直接确定的阻抗值，可直接应用来计算得到：所述微带线的预设长度为0.4λ₀，电感的预设电感值为2.3nH；其中，λ₀为工作频率在自由空间中对应的波长。

图10中给出两个天线阵元各自的回波损耗性能，其中回波损耗的绝对值越大，代表馈电端口的能量能更好地馈入到天线中，一般要求回波损耗性能在工作频段内回波损耗低于-18dB。图11中给出相邻两个天线阵元间的隔离度曲线，其中隔离度的绝对值越大，代表天线端口间因为耦合产生的影响越弱。

由图10与图11的数据可看出，使用设计方案前后天线阵元在工作频段5.8GHz附近的回波损耗性能略有改善，但是在工作频段内隔离度从原来的-16dB下降-40dB以下。隔离度的明显改善有利于定位天线阵列拥有更好的工作性能。

本发明还提供了一种定位天线包括：多个天线阵元，其中至少有两个天线阵元采用如图7所述天线阵元的连接结构。优选的，多个天线阵元中任意两个相邻天线阵元采用如图7所示天线阵元的连接结构。所述多个天线阵元之间呈L型排列或十字交叉排列。

本发明还提供了一种RSU，采用上述连接结构的定位天线。

如图12所示，图12给出本发明应用于九个天线阵元中图示，为了简化设计过程，多个天线阵元中的相邻阵元均使用相同微带线参数和电感参数的方案。可以理解的是，在实际应用中可以根据天线阵元之间的拓扑结构在不同的位置使用微带线长度值与电感值不同参数的方案，这样有利于进一步提高相邻天线间的隔离度。

上述为本发明提供的方案，与现有技术中降低天线阵元互耦常用的手段相比，本技术方案主要由相邻天线单元的特性决定，因此设计时所涉及的参数少。同时可以利用本技术方案根据相邻天线的拓扑结构先对双元或三元的天线阵形式进行分析，获得降低耦合度的解；当天线个数增加时，可以根据拓扑结构把前面的优化解应用于阵列当中，无需同时对所有天线进行考虑，也能明显改善天线间的隔离度。对于在天线端口间引入解耦网络的传统形式来说，这种方法在天线阵列的阵元数量变化时，无需重新从整体出发考虑并计算新的解耦网络，设计阵元数量变更时相应付出的代价更低。

利用本技术方案，可以在阵元间距需要做得较小的定位天线阵列中，降低相邻阵元间的互耦度，改善天线阵元的工作性能，降低各路信号的相关性，提高天线采集信号的质量和定位系统中原始数据的可靠性。

本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其它实施例的不同之处，各个实施例之间相同或相似部分互相参见即可。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (10)

1.一种天线阵元的连接结构，其特征在于，用于连接第一天线阵元和与第一天线阵元相邻的第二天线阵元；所述第一天线阵元的辐射部分和所述第二天线阵元的辐射部分之间设有电流路径，所述第二天线阵元经耦合路径在第一天线阵元的辐射部分处形成阻抗，所述阻抗与所述第二天线阵元经所述电流路径在第一天线阵元的辐射部分处形成的阻抗抵消。

2.如权利要求1所述的连接结构，其特征在于，所述电流路径包括：

设置于所述第一天线阵元的辐射部分和所述第二天线阵元的辐射部分之间具有预设长度值的带缝隙的微带线；

所述微带线的缝隙间连接具有预设电感值的电感。

3.如权利要求2所述的连接结构，其特征在于，所述微带线的缝隙位于微带线中心。

4.如权利要求3所述的连接结构，其特征在于，所述缝隙将所述微带线分为第一微带线和第二微带线，所述第一微带线和所述第二微带线关于所述缝隙成中心对称；

其中，所述第一微带线为紧邻所述第一天线阵元的微带线，所述第二微带线为紧邻所述第二天线阵元的微带线。

5.如权利要求3所述的连接结构，其特征在于，利用下述五个公式联合确定微带线的预设长度值d以及电感的预设电感值L：

$Z_A^{\′}=Z_C\×\frac{Z_2+j{Z}_C\tan (\mathrm{\β}\×\frac{d}{2})}{Z_C+j{Z}_2\tan (\mathrm{\β}\×\frac{d}{2})};$

$Z_2=(\left(Z_1\right|\left|\frac{-j}{\mathrm{\ω}{C}_P}\right)+\mathrm{jX})\left|\right|\frac{-j}{\mathrm{\ω}{C}_P};$

$Z_1=Z_C\×\frac{Z_B+j{Z}_C\tan (\mathrm{\β}\×\frac{d}{2})}{Z_C+j{Z}_B\tan (\mathrm{\β}\×\frac{d}{2})};$

$X=\frac{\mathrm{\ωL}}{1-{\mathrm{\ω}}^2{\mathrm{LC}}_g}=\frac{2\mathrm{\πfL}}{1-4{\mathrm{\π}}^2{f}^2{\mathrm{LC}}_g};$

$Z_A^{\′}=Z_A^{*};$

其中，Z'_A为所述第二天线阵元经电流路径在所述第一天线阵元的辐射部分处形成的阻抗，Z_C为微带线的特征阻抗，Z₂为所述电流路径上除去所述第一微带线后的阻抗，β为相位角，Z₁为电流路径上所述除去所述第一微带线和所述电感后的阻抗，C_P、C_g为分布电容，ω为微带线上电磁波的角频率、f为微带线上电磁波的频率，Z_B为第二天线阵元与微带线连接点处呈现的阻抗，X为电感和分布电容C_g的并联阻抗，为第二天线阵元经耦合路径在第一天线阵元的辐射部分处形成的阻抗的共轭，L为电感的电感值，d为微带线长度。

6.如权利要求3所述的连接结构，其特征在于，所述第一天线阵元与所述第二天线阵元的中心距离为0.45λ₀至0.55λ₀，所述第一天线阵元与所述第二天线阵元的边界距离为0.13λ₀至0.19λ₀时，所述微带线的预设长度为0.3λ₀至0.5λ₀，电感的预设电感值为2.0nH至2.6nH。

7.如权利要求3所述的连接结构，其特征在于，所述第一天线阵元与所述第二天线阵元的中心距离为0.5λ₀，所述第一天线阵元与所述第二天线阵元的边界距离为0.16λ₀时，所述微带线的预设长度为0.4λ₀，电感的预设电感值为2.3nH；

其中，λ₀为工作频率在自由空间中对应的波长。

8.一种定位天线，其特征在于，包括：多个天线阵元，其中至少有两个天线阵元间采用如权利要求1-7中任一项所述天线阵元的连接结构。

9.如权利要求8所述的定位天线，其特征在于，所述多个天线阵元之间呈L型排列或十字交叉排列。

10.一种RSU，其特征在于，使用如权利要求7-9任一项所述的定位天线。