CN106027159A - 基于调节型共射共基结构的全差分光接收机模拟前端电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于调节型共射共基结构的全差分光接收机模拟前端电路，包括：两个结构完全对称的光电探测器、一组级联的差分限幅放大器、以及输出缓冲级，还包括：差分结构调节型共射共基的跨阻放大器、以及一级共射级放大器；跨阻放大器包括：共射共基结构的放大器，尾电流源采用电阻和电容并联方式；一级共射级放大器包括：共射级放大器，以及提高电路反向隔离度的简并电阻和电容，并通过容性退化技术补偿低频极点；差分限幅放大器，将Cherry‑Hooper结构中的电阻反馈改为有源反馈，并增加一个输出负载电阻；输出缓冲级用于将输出阻抗转换为50Ω标准阻抗，增强驱动能力。本发明研制出了性能优异的光接收机模拟前端电路。

Description

基于调节型共射共基结构的全差分光接收机模拟前端电路

技术领域

本发明涉及全差分光接收机领域，尤其涉及一种改进的高增益、高速率调节型共射共基(RGC)结构的全差分光接收机模拟前端电路。

背景技术

随着物联网、云计算及移动互联网等大数据载体的崛起，信息传输量雪崩式地增长，这使得电路板间、芯片间以及芯片内部的信息通信对带宽提出更高的要求，也对数据中心的网络架构形成挑战。然而，传统的铜互连受“电子瓶颈”的限制，难以适应超高速的数据传输和交换。与此相比，光互连以光子作为信息载体，具有损耗低、速度快和延迟小的优点，且可采用波分复用(WDM)技术大幅提升互连带宽密度，有效解决互连瓶颈，因而是未来互连的必然趋势。

光通信系统通常由光发射机、信道和光接收机三部分组成。光接收机的主要作用是把光纤传输的微弱光信号转变为电信号，并经放大、均衡、定时及判决等过程，还原成与发端信源一致的数据信息。光接收机前端作为完整光接收机的重要组成部分，其性能指标直接决定着光接收机甚至整个通信系统的传输质量。

虽然基于标准互补金属氧化物半导体(CMOS)工艺实现的光接收机模拟前端电路成本低、集成度高，但高频性能较差。因此，科研人员开展相关研究改善其传输速率的局限。例如，采用无源电感峰化技术、并联双反馈及先进工艺来优化光接收机电路性能，但这会增加芯片面积和噪声，降低增益，同时增加设计成本。

发明内容

为了克服现有技术的不足，研制性能优异的光接收机模拟前端电路。本发明基于电容简并型RGC结构、改进型Cherry-Hooper(1963年，E.M.Cherry和D.E.Hooper首次提出的宽带电路结构)结构限幅放大器技术，提出一种全差分结构的高速、高增益光接收机前端电路，详见下文描述：

一种基于调节型共射共基结构的全差分光接收机模拟前端电路，所述模拟前端电路包括：两个结构完全对称的光电探测器、一组级联的差分限幅放大器、以及输出缓冲级，

所述模拟前端电路还包括：差分结构调节型共射共基的跨阻放大器、以及一级共射级放大器；

所述跨阻放大器包括：共射共基结构的放大器，尾电流源采用电阻和电容并联方式；

所述一级共射级放大器包括：共射级放大器，以及提高电路反向隔离度的简并电阻和电容，并通过容性退化技术补偿低频极点；

所述差分限幅放大器，将经典Cherry-Hooper结构中的电阻反馈改为有源反馈，并增加一个输出负载电阻，降低了输出直流电平；

所述输出缓冲级用于将输出阻抗转换为50Ω标准阻抗，增强驱动能力。

其中，所述光电探测器，用于将光纤输入的微弱光信号转换成一组相位相反的电脉冲信号。

进一步地，所述跨阻放大器的输出端接一级射级跟随器，用于提高输出负载，降低直流电平。

进一步地，所述一级共射级放大器的输出端级联另一一级射级跟随器，降低直流电平。

本发明提供的技术方案的有益效果是：

1、在相同特征尺寸下，由于SiGe异质结晶体管(HBT)的截止频率明显高于MOS器件，而且异质结晶体管的噪声性能更好，所以本发明使用异质结晶体管设计的RGC跨阻放大器的电路性能优于CMOS工艺。

2、将全差分结构跨阻放大器的尾电流源替换为电阻结构，一方面避免电流源晶体管工作在饱和区影响电路性能，另一方面也避免输入端在高频时可能出现的负阻态，保证反射系数S₁₁不大于零。

3、在替换传统尾电流源的电阻两端并联一个电容，构成电容简并结构，产生一个与输入端无关的零点，补偿输出端较低的极点。

4、采用有源反馈替代传统Cherry-Hooper结构中的电阻反馈，以拓展带宽，同时在输出端与反馈间增加一个电阻，以提高单级增益，使得两级级联的限幅放大器即可满足整体增益要求。

综上所述，采用本发明提出的改进型RGC结构的全差分跨阻放大器和改进型Cherry-Hooper限幅放大器，可实现一种基于标准锗硅双极-互补金属氧化物半导体(SiGeBiCMOS)工艺的高速、高增益光接收机模拟前端电路。

附图说明

图1给出了本发明所设计的光接收机模拟前端电路的结构框图；

图2给出了改进型RGC结构跨阻放大器的电路原理图；

图3给出了改进型RGC结构跨阻放大器的单边小信号等效电路图；

图4给出了共射级放大器(CE-stage)的电路原理图；

图5是限幅放大器(Limiting Amplifier)的电路原理图；

图6是输出缓冲级(Buffer)的电路原理图；

图7是光接收机模拟前端电路幅频响应曲线的仿真结果。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面对本发明实施方式作进一步地详细描述。

发明人在解决背景技术中的问题时发现，由于异质结双极晶体管(HBT)的高跨导、低噪声，以及优异的模拟电路特性，使得基于双极工艺的光接收机受到广泛关注，并得到迅速发展。为此，本发明实施例基于SiGe BiCMOS标准工艺，设计了一款基于调节型共射共基结构的全差分光接收机模拟前端电路。

实施例1

本发明实施例基于标准SiGe BiCMOS工艺，提出一种全差分光接收机模拟前端电路，具体电路包括：

两个结构完全对称的光电探测器，用于将光纤输入的微弱光信号转换成一组相位相反的电脉冲信号；

一级差分结构的跨阻放大器(TIA)，用于将光电探测器的微弱电流信号转化为电压信号，并对其进行放大。输出端接一级射级跟随器，用于提高输出负载，降低直流电平。

一级共射级放大器(CE)，用于提高电路的反向隔离度，并通过容性退化技术补偿电路的低频极点。输出端级联一级射级跟随器，降低输出直流电平。

一组级联的差分限幅放大器(LA)，用于将跨阻放大器输出的电压信号放大到后端数字处理单元可以判决的电压水平。

一级输出缓冲级(Buffer)，用于将输出阻抗转换为50Ω标准阻抗，增强电路的驱动能力。

为了抑制电源噪声并达到高共模抑制比，本发明实施例采用全差分结构的跨阻放大器，并将传统差分电路的尾电流源替换为电阻和电容并联方式。这不仅实现了差分电路结构，消除了信号中的低频共模噪声，而且为给RGC结构的辅助放大器引入了容性退化技术，拓展跨阻放大器的带宽。

在跨阻放大器和差分限幅放大器之间增加一级共射级放大器，通过对其发射极并联电阻和电容的调节，在电路中引入新的低频零点和高频极点。

因限差分幅放大器(LA)需对信号进一步放大，但不能降低光接收机电路的整体带宽，所以本发明实施例将经典Cherry-Hooper结构中的电阻反馈改为有源反馈，并增加一个输出负载电阻，这不仅提高了限幅放大器的增益，而且降低了输出直流电平，避免输出端级联射级跟随器。

考虑到电压放大器级联会增加功耗，使带宽变窄，所以本发明实施例仅用两级差分限幅放大器。

其中，输出缓冲级(Buffer)用于实现光接收机芯片与50Ω负载阻抗的匹配，本发明实施例采用电流型逻辑电路(CML)结构的缓冲级。

综上所述，采用本发明实施例提出的改进型RGC结构的全差分跨阻放大器和改进型Cherry-Hooper限幅放大器，可实现一种基于标准SiGe BiCMOS工艺的高速、高增益光接收机模拟前端电路。

实施例2

下面结合图2、图3、图4、图5和图6对实施例1中的高速、高增益光接收机前端模拟电路进行详细的介绍，详见下文描述：

图2给出了差分结构调节型共射共基(RGC)跨阻放大器的一个优选实施例。该电路主要包括：RGC放大器和替代传统尾电流源的RC网络，其作用是将光电探测器输出的微弱信号电流放大并转换为电压信号。

跨阻放大器中除RC网络(电阻R_C与电容C_C)外，电路左右完全对称相同。探测器结电容C_pd的一端与输入端、电阻R₁₃、晶体管T₁₁的发射极及T₁₂的基极相连，另一端接地；电阻R₁₃的另一端接地；晶体管T₁₂的集电极与T₁₁的基极和R₁₁的一端相连，发射极与电阻R_C的一端相连；晶体管T₁₁的集电极与T₁₃的基极和电阻R₁₂的一端相连；电阻R_C与电容C_C并联，且一端接晶体管T₁₂的发射极，另一端接地；电阻R₁₁的一端与晶体管T₁₁的基极和T₁₂的集电极相连，另一端接电源；R₁₂一端与晶体管T₁₃的基极和T₁₁的集电极相连，另一端接电源；晶体管T₁₃的集电极接电源，发射极与电阻R₁₄的一端相连；电阻R₁₄的另一端接地。

跨阻放大器的工作原理：小信号输入电流I_in1±经晶体管T₁₁和T₁₂转换为电压信号并放大，再经T₁₃管降低信号的直流电平后输出。

图3所示为改进型差分跨阻放大器的单边小信号等效电路。理论分析可得，电路的输入阻抗为：

$Z_{in}=\frac{V_{in}}{I_{in}}=\frac{1}{G_{M11}(1+\frac{G_{M12}{R}_{11}}{1+G_{M12}{R}^{*}})}---\left(1\right)$

其中，R^*＝R_C/(sC_CR_C+1)，s表示拉普拉斯变换。G_M11和G_M12分别表示晶体管T₁₁和T₁₂的跨导。

由于引入电阻R_C，低频时的输入阻抗Z_in大于传统RGC结构的输入电阻，但随着频率的增加，在简并电容C_C的作用下，R^*将不断减小，最终两种结构的输入阻抗达到一致。

若只考虑基极-集电极结电容C_μ和基极-发射极结电容C_π，忽略其它寄生参数，则电路的单边传输函数可表示为

$H_S\left(s\right)=\frac{V_O\left(s\right)}{I_{in}\left(s\right)}=z_T\frac{1-\frac{s}{z_1}}{(1-\frac{s}{p_1})(1-\frac{s}{p_2})}---\left(2\right)$

式中，

$Z_T=\frac{R_{12}{R}_{13}(G_{M12}{R}_{11}+1)}{R_{13}(G_{M12}{R}_{11}+1)+1}---\left(3\right)$

$z_1=-\frac{1}{R_C{C}_C}---\left(4\right)$

$p_1=-\frac{1}{R_{12}{C}_{\mathrm{\μ}11}}---\left(5\right)$

$p_2=-\frac{1}{G_{M11}(1+\frac{G_{M12}{R}_{11}}{1+G_{M12}{R}^{*}})(C_i+C_f(1+G_{M12}{R}_{12}\left)\right)}---\left(6\right)$

其中，C_i＝C_pd+C_π12，C_f＝C_π11+C_μ12，C_μ11和C_μ12分别为晶体管T₁₁和T₁₂的基-集结电容，C_π11和C_π12分别为晶体管T₁₁和T₁₂的基-射结电容，p₁为输出极点，p₂为输入极点。

由于输出端阻抗与增益成正比，所以传统电路的输出阻抗一般比较大。本发明实施例采用(2)式中的零点z₁补偿电路的输出极点，将影响带宽的主极点转移到电路的输入端。由于RGC结构低的输入阻抗，此时的输入极点处于高频处，因而带宽得到扩展。因为电容C_C不影响电路的直流特性，所以可通过改变容值大小调节零点位置。

图4给出了差分共射级电路的一个优选实施例。该差分共射级电路主要包括：共射级放大器，以及提高电路反向隔离度的简并电阻R_E和电容C_E。由于级间寄生电容的影响，直接级联的限幅放大器使电路带宽显著降低。因此，通过在晶体管T₂₂的发射极接入并联电容和电阻，形成电容简并结构，引入新的零点以补偿级联产生的极点，保证电路带宽。

共射级放大器电路为全差分结构，电路左右完全对称相同。晶体管T₂₂的基极接输入端，集电极与T₂₁的基极和电阻R₂₁的一端相连，发射极与电阻R_E和电容C_E的一端相连；晶体管T₂₁的集电极接电源，发射极与电阻R₂₂的一端即输出端相连；电阻R_E与电容C_E并联，且一端接差分结构中一个晶体管T₂₂的发射极，另一端接另一个晶体管T₂₂的发射极；电阻R₂₁的一端与晶体管T₂₁的基极和T₂₂的集电极相连，另一端接电源；电阻R₂₂的一端与晶体管T₂₁的发射极和输出端相连，另一端接地；电流源I_S的一端接晶体管T₂₂的发射极，另一端接地。

在差分共射级放大电路中，晶体管T₂₂放大信号V_in2±，电阻R_E和电容C_E通过电容简并方式提高电路的带宽，晶体管T₂₁降低输出电压的直流电平。由于异质结晶体管的反向隔离度较低，若直接将TIA和LA直接相连，则不利于TIA的输入阻抗匹配，且其输出阻抗也会影响LA输入级的性能。因此，使用共射级放大器在优化级间寄生电容的同时，也提高了电路的反向隔离度。

图5给出了差分限幅放大器的一个优选实施例。该结构包括一级主放大器T₃₁和一级带有源反馈的放大器。主放大器T₃₁为限幅放大器提供增益，而有源反馈放大器降低节点A和B处的信号电阻，提高电路的极点频率。

限幅放大器电路为全差分结构，电路左右完全对称相同。晶体管T₃₁的基极接输入端，集电极与晶体管T₃₂的基极和T₃₃的发射极相连，发射极接晶体管T₃₅的集电极；晶体管T₃₂的基极与T₃₁的集电极和T₃₃发射极相连，集电极接电阻R₃₂的一端，发射极接晶体管T₃₄的集电极；晶体管T₃₃的基极接电阻R₃₁和R₃₂的一端，集电极接电源，发射极与晶体管T₃₁的集电极和T₃₂的基极相连；晶体管T₃₄的集电极接T₃₂的发射极，基极接直流偏置V_bias，发射极接地；晶体管T₃₅的集电极接T₃₁的发射极，基极接直流偏置V_bias，发射极接地；电阻R₃₁的一端接电源，另一端与晶体管T₃₃的基极和电阻R₃₂的一端相连；电阻R₃₂的另一端接晶体管T₃₂的集电极；输出端与晶体管T₃₂的集电极相连。

当输入信号V_in3±经过晶体管T₃₁差分放大后，晶体管T₃₂对其进一步放大，晶体管T₃₃将晶体管T₃₂放大后的信号反馈到晶体管T₃₂的输入端，节点A和节点B间的信号电阻近乎为零。

本发明实施例首先将Cherry-Hooper经典结构中的电阻反馈变换为有源负反馈(晶体管T₃₃)。这不仅提高了电路的稳定性，而且也减小了节点A和节点B间的信号电阻。其次，在输出端和节点A间引入电阻R₃₂，在不影响负反馈信号的同时，提高了增益，降低了输出端的直流电平，实现限幅放大器的直接级联。改进后的单级增益表示为

A_CH＝g_M31(R₃₁+R₃₂) (7)

其中，g_M31为T₃₃管的跨导。由(7)式可知，改进Cherry-Hooper放大器的增益基本与负反馈通路无关，而引入的电阻R₃₂则提高了增益。

图6给出了输出缓冲级(Output buffer)的一个优选实施例。缓冲级采用最常用的电流型逻辑电路(CML)结构，保证输出端实现50Ω阻抗匹配。

输出缓冲级为全差分结构，电路左右完全对称相同。晶体管T₄₁的基极接输入端，集电极接电阻R₄₁的一端，发射极接晶体管T₄₂的集电极；晶体管T₄₂的基极接直流偏置V_bias，集电极接T₄₁的发射极，而发射极接地；电阻R₄₁的一端接电源，另一端接T₄₁的集电极；输出端从晶体管T₄₁的集电极引出。

输入信号V_in4±经驱动管T₄₁和负载电阻R₄₁实现具有50Ω阻抗匹配的输出端信号V_o4±。由于异质结晶体管的跨导高，输入电阻较大，所以无需大的器件尺寸即可保证前端电路的增益。因此，不会引入较大的寄生电容，而降低电路极点。

综上所述，采用本发明实施例提出的改进型RGC结构的全差分跨阻放大器和改进型Cherry-Hooper限幅放大器，可实现一种基于标准SiGe BiCMOS工艺的高速、高增益光接收机模拟前端电路。

实施例3

下面结合图7对实施例1和2中的高速、高增益光接收机模拟前端电路进行可行性验证，详见下文描述：

图7为高速、高增益光接收机前端模拟电路的幅频曲线响应。实验过程为本领域技术人员所公知，本发明实施例对此不做赘述。

仿真结果表明，电路的总跨阻增益为113dBΩ，-3dB带宽为17.2GHz，验证了该模拟电前端路的可行性，满足了实际应用中的多种需要。

本发明实施例对各器件的型号除做特殊说明的以外，其他器件的型号不做限制，只要能完成上述功能的器件均可。

本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图，上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种基于调节型共射共基结构的全差分光接收机模拟前端电路，所述模拟前端电路包括：两个结构完全对称的光电探测器、一组级联的差分限幅放大器、以及输出缓冲级，其特征在于，

所述模拟前端电路还包括：差分结构调节型共射共基的跨阻放大器、以及一级共射级放大器；

所述跨阻放大器包括：共射共基结构的放大器，尾电流源采用电阻和电容并联方式；

所述一级共射级放大器包括：共射级放大器，以及提高电路反向隔离度的简并电阻和电容，并通过容性退化技术补偿低频极点；

所述差分限幅放大器，将经典Cherry-Hooper结构中的电阻反馈改为有源反馈，并增加一个输出负载电阻，降低了输出直流电平；

所述输出缓冲级用于将输出阻抗转换为50Ω标准阻抗，增强驱动能力。

2.根据权利要求1所述的一种基于调节型共射共基结构的全差分光接收机模拟前端电路，其特征在于，

所述光电探测器，用于将光纤输入的微弱光信号转换成一组相位相反的电脉冲信号。

3.根据权利要求1所述的一种基于调节型共射共基结构的全差分光接收机模拟前端电路，其特征在于，

所述跨阻放大器的输出端接一级射级跟随器，用于提高输出负载，降低直流电平。

4.根据权利要求1所述的一种基于调节型共射共基结构的全差分光接收机模拟前端电路，其特征在于，

所述一级共射级放大器的输出端级联另一一级射级跟随器，降低直流电平。