CN105932677A - 带有多级有源电力滤波器的谐波抑制系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种带有多级有源电力滤波器的谐波抑制系统，多级有源电力滤波器相互并联，它们通过一个空心线圈传感器检测电网中的非线性负载的负载电流，任意一级有源电力滤波器均从该负载电流中提取一个或多个预设抑制信号值，从而多级有源电力滤波器共同产生与预设抑制信号值大小相等相位相反的补偿电流注入电网，抵消非线性负载的谐波电流，使电源侧电流更接近正弦波，从而改善电能质量。

Description

带有多级有源电力滤波器的谐波抑制系统

技术领域

本发明主要涉及消除非线性负载谐波的电力装置，确切地说，是采用了多级有源电力滤波器或者静止无功发生器SVG等类型的电力电子设备，在任意一级有源电力滤波器单独进行检修或停运时可保障其余的有源电力滤波器的正常运作。

背景技术

随着电力电子技术的迅猛发展，各种有着不同负载特性的家用电器大规模的进入我们的生活，与之相伴的是，一些非线性负载例如逆变器、整流器和各种开关电源得到广泛的应用，由此产生的谐波对供电电网的危害也日趋严重。电力电子器件开关动作时向电网注入了大量的谐波，使电网中的预期标准正弦电流和电压波形严重失真。由于存在着各种对电能质量相对敏感的设备，例如计算机设备及空调、冰箱、电视等家用电器设备的大量使用，对电能质量的要求也越来越高。由谐波引发的各类电力故障和事故频发，无论是对生产生活还是国家经济建设都产生了很大的负面影响。所以对谐波的研究和治理逐步开始引起人们的广泛关注，谐波的管理、分析和治理被摆到了十分重要的地位。谐波问题包括谐波分析、谐波检测和谐波抑制等方面，有效抑制谐波已经成为保证电网安全、高质量运行的必要措施之一。解决谐波主要途径大致有两种：一是对电力电子设备自身进行改进；二是对电网进行谐波补偿。本申请主要研究方向就是对电网进行谐波补偿。

在理想的干净供电系统中，电流和电压都是正弦波的。在只含电阻、电感及电容等线性元件的简单电路里，流过的电流与施加的电压成正比，流过的电流是正弦波。用傅立叶分析能够把非正弦曲线信号分解成基本部分和它的倍数。谐波产生的根本原因是由于非线性负载所导致的。当电流流经负载时，与所加的电压呈现非线性关系，形成非正弦电流即有谐波产生。由于半导体晶闸管的开关操作和二极管、半导体晶闸管的非线性特性，电力系统的某些设备如功率转换器可能会产生比较大的背离正弦曲线的波形。在供电网络阻抗下这样的非正弦曲线电流导致一个非正弦曲线的电压降。在供电网络阻抗下产生谐波电压的振幅等于相应谐波电流和对应于该电流频率的供电网络阻抗Z的乘积。有谐波源的地方就有谐波。也有可能，谐波分量通过供电网络到达用户。例如供电网络中一个用户厂家的运转可能被相邻的另一个用户设备产生的谐波所干扰。所有的非线性负载都能产生谐波电流，产生谐波的典型设备有：开关模式下的电源(SMPS)、电子荧火灯镇流器、调速传动装置、不间断电源(UPS)、磁性铁芯设备及某些家用电器如电视机等。

谐波的治理主要有两条途径：一是主动治理，即从谐波源本身出发，使谐波源不产生谐波或降低谐波源产生的谐波，这只适用于作为主要谐波源的电力电子装置，如有源功率因数校正技术和PWM整流技术；二是被动治理，即设置谐波补偿装置，抵消谐波源注入电网的谐波，如各种无源、有源滤波器，这对各种谐波源都适用。

电力系统中传统的补偿谐波和无功的装置是LC无源电力滤波器，但由于结构原理上的原因，LC无源电力滤波器存在着滤波补偿特性依赖于电网和负载参数、LC参数的漂移会导致滤波特性的改变、具有负的电压调整效应、重量大、体积大和容易同系统发生谐振的缺点。由于无源电力滤波装置存在着许多的缺点和不足之处，为了解决这些问题，人们开始对有源电力滤波技术进行探讨。有源电力滤波器是一种动态抑制谐波和补偿无功的电力电子装置，它能对频率和大小都变化的谐波和无功进行补偿，可以弥补无源滤波器的缺点，获得比无源滤波器更好的补偿特性，是一种理想的谐波补偿装置。

发明内容

在本发明公开的一个可选实施例中，提供了一种带有多级有源电力滤波器的谐波抑制系统，多级有源电力滤波器以分别单独从同一个空心线圈传感器检测同一电网中的电流信息的方式并联设置，任意一级有源电力滤波器均从电流信息中提取预设抑制信号，从而多级有源电力滤波器共同产生与预设抑制信号大小相等相位相反的补偿电流注入电网。

上述的带有多级有源电力滤波器的谐波抑制系统，所述电流信息为电网中非线性负载的负载电流信息或者是电源侧的电流量信息。

上述的带有多级有源电力滤波器的谐波抑制系统，设定总共有N级有源电力滤波器并联，N为大于零的自然数，每一级有源电力滤波器均撷取预设抑制信号大小值的N分之一予以反极性后作为指令信号，并产生实时跟踪该指令信号的单级补偿电流I_C，其中单级补偿电流I_C和抑制信号大小值的N分之一大小相同但相位相反，从而N级有源电力滤波器合计注入电网的总补偿电流为N×I_C。

上述的带有多级有源电力滤波器的谐波抑制系统，所述预设抑制信号是电源侧电流量中的谐波分量或是负载电流信息中的谐波分量。

上述的带有多级有源电力滤波器的谐波抑制系统，该空心线圈传感器包括环形绕组线圈，被测的电流沿轴线通过该环形绕组线圈的中心。

上述的带有多级有源电力滤波器的谐波抑制系统，所述空心线圈传感器包括一个用于将环形绕组线圈的感应电压进行放大的放大电路。

上述的带有多级有源电力滤波器的谐波抑制系统，每一级有源电力滤波器均包括将所述放大电路的模拟输出量以模拟信号的方式予以接收的接收电路，并产生用于表征该电流信息的电压信号。

上述的带有多级有源电力滤波器的谐波抑制系统，所述放大电路包括第一、第二运算放大器，该环形绕组线圈的两端对应分别耦合到第一、第二运算放大器各自的正相输入端；在第一、第二运算放大器各自的反相输入端之间连接有第一电阻，以及在第一运算放大器的反相输入端和输出端之间连接有第二电阻，和在第二运算放大器的反相输入端和输出端之间连接有第二电阻，藉此在第一、第二运算放大器各自的输出端之间形成所述感应电压的差分放大信号。

上述的带有多级有源电力滤波器的谐波抑制系统，所述放大电路还包括一组或多组相互串联的第三电阻和开关器件，每一组串联的第三电阻和开关器件均连接在第一、第二运算放大器各自的反相输入端之间；需要增加所述放大电路的放大倍数时，接通一个或多个开关器件以将一个或多个该第三电阻和第一电阻予以并联；或者需要降低所述放大电路的放大倍数时，断开一个或多个开关器件以将一个或多个和第一电阻并联的第三电阻从所述放大电路中浮置。

上述的带有多级有源电力滤波器的谐波抑制系统，所述接收电路包括第三运算放大器，所述放大电路输出的差分放大信号通过电阻耦合到该第三运算放大器的正相和反相输入端，并在第三运算放大器的反相输入端和输出端之间连接有反馈电阻，因此第三运算放大器将该差分放大信号转为单端电压信号。

上述的带有多级有源电力滤波器的谐波抑制系统，接收电路还包括前后级实现电气隔离的光耦合模块和第四运算放大器；光耦合模块输出跟随该单端电压信号线性变化的线性电流，第四运算放大器正相输入端接地且在它的反相输入端和输出间连接有电阻，由第四运算放大器将该线性电流转换成其输出端的与该单端电压信号成线性关系的电压信号。

上述的带有多级有源电力滤波器的谐波抑制系统，多级有源电力滤波器APF1～APFN中的每一个APF独自产生为I_C的单级补偿电流，最终多级电力滤波器APF1～APFN共同产生与预设抑制信号值I_FILTER大小相等、相位相反的补偿电流(N×I_C)注入电网，抵消非线性负载的谐波电流成分，使电源侧电流更接近正弦波来改善电能质量。所述的空心线圈传感器中环形绕组线圈产生的感应电压是不危及人身安全的弱电而非强电，并且通过放大电路和积分电路产生表征了负载电流值大小的电压信号也是弱电，并且当任意一级有源电力滤波器从电网上卸载分离时不会产生负面的电弧，而且空心线圈传感器的线圈无磁滞效应，也没有相位误差和磁饱和现象，其响应的频带宽度较宽，几乎能检测谐波中的各种高频成分。与带有铁磁性材料的电流电压感测器相比，空心线圈或称罗氏线圈的测量范围更宽而且精度更高，更符合安规和环保要求。

附图说明

阅读以下详细说明并参照以下附图之后，本发明的特征和优势将显而易见：

图1是有源电力滤波器检测非线性负载电流后产生补偿电流注入电网。

图2是多级有源电力滤波器串联产生补偿电流后注入电网。

图3是用于检测非线性负载电流的一种感应式空心线圈传感器。

图4是与空心线圈传感器配合使用的放大器和积分器。

图5是多级有源电力滤波器并联产生补偿电流后注入电网。

图6是空心线圈传感器的响应频带具有较大的宽度的示意图。

图7是空心线圈传感器的放大电路传递模拟量信号给APF的接收电路。

图8是差分式放大电路的一种可选方案。

图9是差分放大信号由双端转单端的电路结构。

图10是和图5的开环式检测方法相对的另一种闭环式检测方法。

具体实施方式

参见图1，有源电力滤波器APF主要包括有两大部分：指令电流运算模块102和补偿电流发生电路，其中补偿电流发生电路又细分为至少包括电流跟踪控制模块103和驱动电路104以及主电路105。有源电力滤波器大体上可分为单相和三相两种，三相系统又分为三相三线制和三相四线制，本申请后文暂时以三相三线作为范例来阐明本申请的发明精神。图1表示了交流三相电源E_SA和E_SB及E_SC，通过电网传递电源到负载110，负载110一般是非线性负载也是谐波源和补偿对象。

参见图1，主电路105中开关组S1～S2和开关组S3～S4和开关组S5～S6这三组开关相互并联，此外任意一个单独的开关组S1～S2或S3～S4或S5～S6还分别和一个直流电压U_DC并联。开关管可以是IGBT或MOSFET或BJT或GTO晶闸管等。在第一组的两个开关S1～S2之间的连接点a和提供电源E_SA的一相电网支路之间连接有电感L，注入给该电网的补偿电流是I_CA。第二组的两个开关S3～S4之间的连接点b和提供E_SB的一相电网支路之间连接有电感L，注入给该电网的补偿电流是I_CB。以及第三组的两个开关S5～S6之间的连接点c和提供E_SC的一相电网支路之间连接有电感L，注入给该电网的补偿电流是I_CC。值得注意的是，在本申请图1的主电路105中，开关S1～S6的元件类型/数量/具体连接关系等因素仅仅作为阐释本申请发明精神的一个范例，实际上任何能实现相同功能的主电路/开关管拓扑均适用于本发明和可以替换它，所以这并不表明本发明的主电路仅仅限制于该特定的拓扑类型。

参见图1，补偿电流实质上是由直流侧电容电压U_DC和交流测的电源电压差值作用于交流测的电感L上所产生的，直流侧电容电压U_DC可以是直流电源也可以是储能电容提供的直流电压，当主电路105产生补偿电流是作为逆变器使用，如果向直流侧的电容等储能元件充电时则作为整流器。主电路105的运行是开关组S1～S2或S3～S4或S5～S6的接通和关断决定的，通常而言每个开关组(S1～S2或S3～S4或S5～S6)中总有一个开关是处于导通状态的，而同时另一个开关则是处于关断状态的。

参见图1，先行假设三相电源之和满足E_SA+E_SB+E_SC＝0，根据电路理论，补偿给三相电网母线各自的补偿电流之和满足I_CA+I_CB+I_CC＝0，假设Ka和Kb和Kc是根据开关状态预先设定的开关系数，在理想和粗略计算的状况下，各相中补偿电流和时间t的微分方程与交流电源之间还存在以下函数关系：

$L\frac{{\mathrm{dI}}_{CA}}{dt}=E_{SA}-K_a{U}_{DC}\mathrm{......}\left(1\right);$

$L\frac{{\mathrm{dI}}_{CB}}{dt}=E_{SB}-K_b{U}_{DC}\mathrm{......}\left(2\right);$

$L\frac{{\mathrm{dI}}_{CC}}{dt}=E_{SC}-K_c{U}_{DC}\mathrm{......}\left(3\right);$

为了讨论的方便，后文中我们暂时取其中的一相电网支路E_SA作为研究对象，其他余下几相电网支路E_SB～E_SC的运作原理也基本类似。参见图1，有源电力滤波器的基本工作机制是，在负载端由霍尔电流传感器101对负载电流I_L进行检测，并将负载电流I_L信息传输给有源电力滤波器。指令电流运算模块102检测出被补偿对象中的例如谐波和无功电流分量等信息，假定负载电流I_L信息中的谐波分量I_LH被检测出来，其后指令电流运算模块102再将谐波分量I_LH反极性后作为一个补偿电流的指令信号I*_CA。电流跟踪控制模块103接收来自指令电流运算模块102的指令信号I*_CA后，产生脉冲宽度调制信号PWM传输给驱动电路104，进一步来让驱动能力更强的驱动电路104来驱动主电路105中每个开关组(S1～S2或S3～S4或S5～S6)的开关状态，目的是使得主电路105产生实时精确跟踪指令信号I*_CA的补偿电流I_CA。如果补偿电流I_CA和负载电流I_L的谐波分量I_LH大小相等但是极性/方向相反，则两者相互抵消，使电源E_SA提供的电源电流I_SA中只含近乎标准的正弦基波电流分量，最终达到抑制电源电流中谐波的目的。

上文介绍了在第一组两个开关S1～S2之间的连接节点a和提供电源E_SA的一相电网支路之间连接有电感L，从节点a通过电感L注入给该电网的补偿电流是I_CA，现在以主电路105的a节点向提供电源E_SA的一相电网产生的补偿电流I_CA来示范有源电力滤波器的补偿机制。在有源电力滤波器APF的正常运作阶段，主电路105输出的补偿电流I_CA在指令信号I*_CA值的上下浮动，大体上会呈现锯齿状来跟随指令信号I*_CA值的变化。

$\frac{{\mathrm{dI}}_{CA}}{dt}=\frac{1}{L}(E_{SA}-K_a{U}_{DC})\mathrm{......}\left(4\right);$

其中式(4)是式(1)的变形，要求补偿电流I_CA实时精确跟踪指令信号I*_CA，则一旦补偿电流I_CA发生任何较之补偿电流I_CA的偏差时，应当选择接通或关断主电路105中的开关S1～S2来减小这种偏差，并且式中开关系数Ka通常可以取－1/3或－2/3。当补偿电流I_CA小于指令信号I*_CA，表明了补偿电流I_CA应当增加来努力靠近指令信号I*_CA，此时式(4)等式左边应当大于0，也即意味着开关S1～S2桥臂中的上开关管S1应当关断而下开关管S2接通。当补偿电流I_CA大于指令信号I*_CA，表明了补偿电流I_CA应当减小来靠近指令信号I*_CA，此时式(4)等式左边应当小于0，意味着开关S1～S2桥臂中的上开关管S1应当接通而下开关管S2关断。也即实现以下方案：电流跟踪控制模块103接收来自指令电流运算模块102的指令信号I*_CA后，将接收的指令信号I*_CA和撷取的实际补偿电流I_CA进行比较，产生脉宽调制信号PWM传输给驱动电路104，进一步让驱动能力更强的驱动电路104来驱动主电路105中每个开关组(S1～S2或S3～S4或S5～S6)的开关状态，使补偿电流I_CA实时精确跟踪指令信号I*_CA。

上文是以补偿谐波分量I_LH的方式来阐释整个系统的运作过程，在一个可选但非必须的实施例中，如果我们要求有源电力滤波器在补偿谐波的同时，还进一步补偿负载的无功功率，则只要在补偿电流I_CA的指令信号I*_CA中增加与负载的基波无功分量I_LQ反极性的成分即可。此时负载电流I_L信息中的谐波分量I_LH与无功分量I_LQ被检测出来，指令电流运算模块102再将谐波分量I_LH与无功分量I_LQ合并反极性后作为一个补偿电流的指令信号I*_CA，补偿电流I_CA＝－(I_LH+I_LQ)。从而在整个电网中补偿电流I_CA与负载电流I_L中的谐波I_LH及无功I_LQ成分相抵消，电源电流I_SA最终等于负载电流的基波有功分量。

在另一个可选实施例中，有源电力滤波器可以只补偿无功功率，此时补偿电流I_CA的指令信号I*_CA应当与负载电流I_L信息中的瞬时无功分量I_L-Q大小相同但是极性相反，也即满足补偿电流I_CA＝－I_L-Q，补偿后的电源电流I_SA最终等于负载电流的有功分量。

在另一个可选实施例中，考虑到三相不平衡系统中负载电流可能存在负序分量，当有源电力滤波器既补偿无功功率又补偿谐波电流还进一步补偿负序电流时，补偿电流I_CA的指令信号I*_CA应当与负载电流I_L信息中的瞬时无功分量I_L-Q、谐波分量I_LH、负序有功分量I_L-P、负序无功分量I_L-Q大小相同但极性相反，补偿电流I_CA＝－(I_L-Q+I_LH+I_L-P+I_L-Q)。补偿后的电源电流I_SA最终等于负载电流的正序有功分量。

参见图2，与图1中略有区别的是，图1是单级有源电力滤波器APF为电网提供补偿电流，而图2中是采用多级有源电力滤波器APF为电网提供补偿电流。仍然取其中的一相电网支路E_SA作为研究和阐释对象，其他余下几相电网支路E_SB～E_SC的运作原理也基本类似。在图1中是单级有源电力滤波器为该一相电网提供补偿电流I_CA，在图2中是多级有源电力滤波器APF1、APF2、……APFN(N是自然数)对应分别为该一相电网提供补偿电流I_C1、I_C2、……I_CN(N是自然数)，任意一级的有源电力滤波器APFN均可以向该电网中注入对应的补偿电流I_CN，最终，我们可以计算合计注入在该相电网中的总补偿电流是I_C1+I_C2+……+I_CN。如果图2中多级有源电力滤波器和图1中单级有源电力滤波器的补偿效果相同，则I_CA＝I_C1+I_C2+……+I_CN，多级取代单级的方式可以降低单级有源电力滤波器的运算压力并极大的提高补偿精度和效果。

参见图2，第一级有源电力滤波器APF1至少预留有两个端口IO-1和IO-2来撷取电流传感器101的感测电流，依此类推第N级有源电力滤波器APFN也至少预留有两个端口IO-1和IO-2，其中第一级APF1和第二级APF2……第N级APFN在电性连接关系上是并联的方式。这体现在，电流传感器101的电流传输线101a在它的X1节点处连接到第一级APF1的端口IO-1，然后电流传输线101a从第一级APF1的端口IO-2再次回连到电流传输线101a的Y1节点处。依此类推，电流传感器101的电流传输线101a在它的XN节点处连接到第N级APFN的端口IO-1，然后电流传输线101a从第N级APFN的端口IO-2再次回连到电流传输线101a的YN节点处。从而将所有的第一级APF1和第二级APF2……第N级APFN全部串接在同一条电流传输线101a上。

在一个可选实施例中，第一级APF1提供的补偿电流I_C1和第二级APF2提供的补偿电流I_C2……以及第N级APFN提供的补偿电流I_CN相等，I_C1＝I_C2＝I_C3＝……I_CN，此时任意一级有源电力滤波器APFN从电流传输线101a上撷取到负载电流I_L中的预设抑制信号值I_FILTER后，APFN自身的指令信号I*_CA-N应该等于的I_FILTER÷N(但相位相反)。相当于各级APF提供的单级补偿电流I_C1＝I_C2＝I_C3……I_CN＝－I_FILTER/N，所以合计的总补偿电流满足I_CA＝I_C1+I_C2+……+I_CN＝－I_FILTER。预设抑制信号值I_FILTER是负载电流中需要被滤除掉的分量，可以是上文的谐波分量I_LH，也可以是谐波分量I_LH与无功分量I_LQ，还可以是瞬时无功分量I_L-Q，或同时带有瞬时无功分量I_L-Q、谐波分量I_LH、负序有功分量I_L-P和负序无功分量I_L-Q，注意I_FILTER和这些分量大小相同但极性相反。

参见图2，第一级APF1和第二级APF2……第N级APFN全部串接，虽然可以降低单级有源电力滤波器的运算压力，但也有弊端，如第一级APF1遇到损坏或者需要检修等突发情况时，滤波器APFN需要从电流传输线101a上分离下来，此时为了避免后级的各个APF2……APFN仍然正常工作，在不能断电网的这一前提下，只能将电流传输线101a上连接到第一级APF1的IO-1/IO-2端口上的节点X1和Y1强行短接，例如以物理的方式利用金属弹片或导线101b短接在节点X1和Y1之间，满足电流传输线101a不断开才能不至于影响到后面的APF2……APFN。依此类推，第N级APFN(N为自然数)从电网上断开时它的IO-1/IO-2端口上的节点XN和YN必须强行短接。尽管滤波器可以从电网上被卸载下来，但是任意一个滤波器从电网上断开的瞬态，都会在它的IO-1/IO-2端口附近产生危及人身安全的危险电弧，因为这属于强电的范畴。

为了弥补图2的不足，本申请在下文中提出了图3的实施例。

参见图3，空心线圈传感器121用来替换图1～2的霍尔电流传感器101，该空心线圈传感器121用来检测负载电流I_L信息的各种分量，空心线圈121在结构上没有使用类似霍尔电流传感器101那样的含铁磁性材料的磁芯，线圈123缠绕在起到物理支撑作用的柔性或刚性骨架122上构成环形绕组，骨架122不是磁芯所以空心线圈121无磁滞效应，也没有相位误差和磁饱和现象，响应的频带宽度从0.1HZ到几MHZ。空心线圈传感器121的理论依据是法拉第电磁感应定律和安培环路定律，电网的负载电流I_L沿着轴线通过空心线圈传感器121的线圈123中心时，线圈123的环形绕组包围的体积范围内会产生对应变化的磁场，在线圈123的两端产生的感应电压U₁(t)＝M×(di/dt)，它与需测量的随时间t变化的交流电流i的微分方程成正比，M是线圈绕组的互感系数。

参见图4，考虑到图3中线圈123两端产生的感应电压U₁(t)信号很微弱，在可选的实施例中，可以先将感应电压U₁(t)放大后再进行积分。必须强调的是，在图4中采用的放大电路123和采用的积分电路124是任意可选的，在本申请中以具体的放大电路123和积分电路124架构只是为了证明和阐释本申请的发明精神，实际上任何其他适用的放大电路和积分电路类型均可以替换图中的放大电路123和积分电路124，例如拉扎维在模拟CMOS集成电路设计一书中披露的各种放大器和积分器。在本发明后续图8～9的方案中提出了较之图4更佳的放大电路或积分电路方案。

参见图4，在运算放大器AM1的反相输入端和输出端之间连接有一个电阻R2，在所输入的感应电压U₁(t)和运算放大器AM1的反相输入端之间连接有一个电阻R1，运算放大器AM1的正相输入端接地，算出运算放大器AM1输出端电压U₂(t)＝－U₁(t)×(R2/R1)。另外在积分电路124中，输入给积分电路124的电压U₂(t)和运算放大器AM2的反相输入端之间连接有一个电阻R3，在运算放大器AM2的反相输入端和输出端之间连接有电容C，运算放大器AM2正相输入端接地，算出运算放大器AM2输出端电压U₃(t)满足：

$U_3\left(t\right)=-\frac{1}{R_{3}C}\∫U_2\left(t\right)dt\mathrm{......}\left(5\right);$

在上文介绍的利用空心线圈传感器121检测负载电流I_L方案的基础上，图5还展示了另一个较佳的实施例。与图4相比在图5中，第一级APF1和第二级APF2……及第N级APFN不再是串联关系，取而代之的是相互并联。任意一级的滤波器APFN单独从空心线圈传感器121的电流传输线121a上检测负载电流I_L信息的各种分量。例如在一个可选的实施例中，第一级APF1提供的补偿电流I_C1和第二级APF2提供的补偿电流I_C2……以及第N级APFN提供的补偿电流I_CN相等，I_C1＝I_C2＝I_C3＝……I_CN，此时任意一级有源电力滤波器APFN从电流传输线121a上撷取到负载电流I_L中的预设抑制信号值I_FILTER后，该任意一级APFN自身的指令信号I*_CA-N应该等于的I_FILTER÷N。相当于各级提供的补偿电流I_C1＝I_C2＝I_C3……I_CN＝－I_FILTER/N，所以I_CA＝I_C1+I_C2+……+I_CN＝－I_FILTER，这仍然能够达到预期的补偿效果。

参见图5，空心线圈传感器121的优势之一在于它输出的电压U₁(t)～U₃(t)均属于弱电的范畴，相比图2中霍尔电流传感器101的输出的强电现象和卸载任意一级APF时所产生的电弧，空心线圈传感器121满足了更佳的安规效果，空心线圈有时也被称作罗氏线圈。当空心线圈传感器121在电压和/或电流传输线121a上提供负载电流信息时，有源电力滤波器APFN可以利用类似家用电话线和电话机相连的水晶接头实现对接空心线圈传感器121，也即可以摒弃图2中会产生电弧的强制短接方式，任意一级APF从电网上卸载时，由于并联关系其他余下的有源电力滤波器不会收到任何负面影响。

参见图6，假定负载电流I_L中携带有近乎三角波的谐波分量曲线151，如果以图2的霍尔电流传感器101对谐波分量进行检测，最终所撷取的谐波反馈量曲线实际如152所示的那样，可以发现谐波分量曲线151和谐波反馈量曲线152之间存在畸变，导致图1中的指令电流运算模块102产生的指令信号I*_CA存在较大的误差，最终致使电流跟踪控制模块103产生的PWM信号也与期望值不符，补偿电流I_CA也会随之精度变差。这是因为霍尔电流传感器101对负载交电流的响应频带宽度过窄的缘故。图6是空心线圈传感器121检测出来的谐波反馈量曲线153，高频谐波反馈量曲线153和谐波分量151的原始曲线基本一致，几乎不会产生任何严重的畸变，所以电流跟踪控制模块103产生的PWM信号可以按照预期的那样切换开关，补偿电流I_CA具有高精度值。霍尔电流传感器101除了无法保证上文作为范例的曲线151三角波难以被精确的捕捉到，同样也难以保证其他类似带有尖峰脉冲成分的高频谐波被精确检测到，而空心线圈传感器121的交流电检测带宽较宽，类似这样的尖峰脉冲谐波可以以不损失精度的方式进行捕捉。

参见图7，虚线左侧是空心线圈传感器的部分模块而虚线右侧则是有源电力滤波器的部分模块。空心线圈传感器还至少包括对电流信号进行检测的放大电路211，基于本申请的发明精神，放大电路211的放大倍数可以利用放大倍数控制模块212进行控制，另外考虑到空心线圈传感器所检测的信号能够及时传递给有源电力滤波器以避免任何不必要的延迟，放大电路211检测到的信号用模拟量(而非1/0的二进制数字量)输送给有源电力滤波器，有源电力滤波器对应则用一个接收电路311实现模拟信号的接收。

参见图8，放大电路211包括第一运算放大器A1和第二运算放大器A2，其中环形绕组线圈的两端DSA、DSB对应分别耦合到第一运算放大器的正相输入端V_IN1和第二运算放大器A2的正相输入端V_IN2。图8中线圈的DSA端和正相输入端V_IN1之间连接有电阻R21，以及线圈的DSB端和正相输入端V_IN2之间连接有电阻R22，同时还在第一运算放大器A1的正相输入端V_IN1和第二运算放大器A2的正相输入端V_IN2之间连接有一个电容C21，当信号频率较低时，电容C21的容抗很大使差分放大电路的输入阻抗很高。参见图8，在第一运算放大器A1的反相输入端(节点N1)和第二运算放大器A2的反相输入端(节点N2)之间连接有第一电阻R25，以及在第一运算放大器A1的反相输入端和它的输出端V_OUT1之间连接有第二电阻R23，和在第二运算放大器A2的反相输入端和它的输出端V_OUT2之间连接有第二电阻R24，R23和R24的电阻值大小可以相同，但它们和R25的阻值可以相同也可以不同。较为粗略的计算，输出端V_OUT1～V_OUT2之间的差分电压V_OUT2－V_OUT1大体上等于(V_IN2－V_IN1)×(1+2×R23/R25)，其中V_IN2－V_IN1等于环形绕组线圈两端DSA、DSB的感应电压差，从而我们可以实现在第一运算放大器和第二运算放大器A1～A2各自的输出端V_OUT1～V_OUT2之间，撷取到上文介绍的环形绕组线圈两端DSA～DSB感测到的感应电压的差分放大信号。

参见图8，已知节点N1和第一运算放大器A1的反相输入端相连，节点N2和第二运算放大器A2的反相输入端相连，上文的第一电阻R25连接在节点N1和N2之间。可以观察到放大电路211还包括一组或多组相互串联的第三电阻R26和开关器件S26，而且每一组串联的第三电阻R26和开关器件S26均连接在第一、第二运算放大器A1～A2各自的反相输入端之间(即节点N1～N2之间)，目的在于，我们希望放大电路211的整体增益或称放大倍数是可调的。节点N1～N2之间除了原本存在的第一电阻R25之外，当每一组相互串联的第三电阻R26和开关器件S26中S26接通时，便让该组当中的第三电阻R26和第一电阻R25并联在节点N1～N2之间。所以在节点N1～N2之间引入的有效状态的第三电阻R26(S26接通)越多，节点N1～N2之间的并联总阻值就越小，反之亦然，在节点N1～N2之间舍去的第三电阻R26(S26断开)越多，节点N1～N2之间的并联总阻值就越大。开关S26的接通或关断可由图7中的放大倍数控制模块212输出的高低电平来控制开关S26的控制端进行切换。当需要增加放大电路211的放大倍数时，接通一个或多个开关器件S26以将一个或多个该第三电阻R26和第一电阻R25予以并联。或者需要降低放大电路211的放大倍数时，断开一个或多个开关器件S26以将一个或多个和第一电阻R25并联的第三电阻R26从放大电路中浮置(floating)，此时浮置状态的第三电阻R26是高阻态可以不予考虑它在N1～N2节点间造成的并联阻值影响。

参见图9，有源滤波器APF中的接收电路311包括第三运算放大器A3，图7中放大电路211输出的差分放大信号(V_OUT2－V_OUT1)耦合到该第三运算放大器A3的正相和反相输入端。例如图8中的第二运算放大器A2的输出端V_OUT2通过电阻R32耦合到三运算放大器A3的正相输入端V_INB，图8中的第一运算放大器A1的输出端V_OUT1通过电阻R31耦合到第三运算放大器A3的反相输入端V_INA，并在第三运算放大器A3的反相输入端和输出端之间连接有反馈电阻R33，因此第三运算放大器A3将该差分放大信号转为单端信号。有源APF的第三运算放大器A3接收到的差分信息是高速模拟量，这里电阻R31的阻值和R32可以相同或不同，差分电压V_OUT2－V_OUT1转换成第三运算放大器A3的单端电压信号，等于(V_INB－V_INA)×R33/R31或(V_OUT2－V_OUT1)×R33/R31。作为其他的可选实施例，还可以将一个参考电压VREF通过一个电阻输入到第三运算放大器A3的正相输入端V_INB，来使差分值V_OUT2－V_OUT1略微向上抬升。

参见图9，接收电路311还包括可以使得前级电路和后级电路实现电气隔离的光耦合模块345，光耦合模块345中等效发光二极管和受光器件(如光敏半导体管)相互配合来提供输出电流，光耦合模块345完成电信号—光信号—电信号的转换，从而起到输入信号和输出信号的隔离作用。由于光耦合模块345输入输出间互相隔离，电信号传输具有单向性等特点，因而具有良好的电绝缘能力和抗干扰能力。所以光耦合模块345在传输信息中作为终端隔离元件可以大大提高信噪比。本发明中考虑到各级APF之间是互相并联的关系，光耦合模块345可以有效屏蔽不同APF之间各自检测支路对其他检测支路的信号干扰，而且在同一级滤波器APF中不同的三相电流信号检测支路彼此之间的干扰也被屏蔽。在本发明中光耦合模块345接收第三运算放大器A3输出的单端电压信号，并且生成与运算放大器A3输出的单端电压信号保持为线性关系的线性电流I_FOLLOW。所以光耦合模块345作用至少有两个，第一个是实现前后级的电气隔离，第二个则是形成跟随着运算放大器A3输出的单端电压信号变化而线性变化的线性电流。接收电路311还包括第四运算放大器A4，第四运算放大器A4将线性电流I_FOLLOW转换还原成最终期望得到的电压值。光耦合模块345的电流输出端耦合到与第四运算放大器A4的反相输入端相连的一个节点N3，我们还在第四运算放大器A4的正相输入端接地且在它的反相输入端和输出间连接有电阻R45，虽然图中没有表示出来，电阻R45可以设置成可调电阻或者直接和它串联一个可调电阻。第四运算放大器A4通过电阻R45将在该节点N3所吸收的线性电流I_FOLLOW转换成它输出的电压信号V_OUT-A。由于限定线性电流I_FOLLOW和第三运算放大器A3输出的单端电压信号保持线性关系，则第四运算放大器A4输出的电压信号V_OUT-A也和第三运算放大器A3输出的单端电压信号保持线性关系。在第四运算放大器A4的反相输入端和输出间连接有补偿电容C42，它与电阻R45并联，补偿电容C42用于改进电路稳定性和减小电路输出噪声及限制电路的工作带宽于10kHz左右内。

参见图10，这主要是区别于图5的开环式检测法，在图5中，多级有源电力滤波器以分别单独从同一个空心线圈传感器121检测同一电网中非线性负载的负载电流I_L中的电流信息的方式而并联设置，在开环式检测法中，空心线圈传感器121的位置一般是靠近非线性负载。但在图10的闭环式检测法中，空心线圈传感器121的位置却是靠近交流电源E_S，也就是说，空心线圈传感器121将检测到的电源侧的电流量信息传输给有源电力滤波器，此时有源电力滤波器根据所撷取到电源侧的电流量中的谐波分量后，直接产生补偿电流来滤除电源侧的谐波。

在本发明中，多级有源电力滤波器以分别单独从同一个空心线圈传感器检测同一电网中的非线性负载的负载电流信息的方式并联设置，所以任何一级APF从电网卸载下来均不影响其他余下有源电力滤波器正常的从空心线圈传感器撷取负载电流信息，这与多级有源电力滤波器相互串联来检测负载电流的方式有着本质的区别。

以上，通过说明和附图，给出了具体实施方式的特定结构的典型实施例，上述发明提出了现有的较佳实施例，但这些内容并不作为局限。对于本领域的技术人员而言，阅读上述说明后，各种变化和修正无疑将显而易见。因此，所附的权利要求书应看作是涵盖本发明的真实意图和范围的全部变化和修正。在权利要求书范围内任何和所有等价的范围与内容，都应认为仍属本发明的意图和范围内。

Claims (11)

1.一种带有多级有源电力滤波器的谐波抑制系统，其特征在于，多级有源电力滤波器以分别单独从同一个空心线圈传感器检测同一电网中的电流信息的方式并联设置，任意一级有源电力滤波器均从电流信息中提取预设抑制信号，从而多级有源电力滤波器共同产生与预设抑制信号大小相等相位相反的补偿电流注入电网。

2.根据权利要求1所述的带有多级有源电力滤波器的谐波抑制系统，其特征在于，所述电流信息为电网中非线性负载的负载电流信息或者是电源侧的电流量信息。

3.根据权利要求1所述的带有多级有源电力滤波器的谐波抑制系统，其特征在于，设定总共有N级有源电力滤波器并联，N为大于零的自然数，每一级有源电力滤波器均撷取预设抑制信号大小值的N分之一予以反极性后作为指令信号，并产生实时跟踪该指令信号的单级补偿电流I_C，其中单级补偿电流I_C和抑制信号大小值的N分之一大小相同但相位相反，从而N级有源电力滤波器合计注入电网的总补偿电流为N×I_C。

4.根据权利要求2所述的带有多级有源电力滤波器的谐波抑制系统，其特征在于，所述预设抑制信号是电源侧电流量中的谐波分量或是负载电流信息中的谐波分量。

5.根据权利要求1所述的带有多级有源电力滤波器的谐波抑制系统，其特征在于，该空心线圈传感器包括环形绕组线圈，被测的电流沿轴线通过该环形绕组线圈的中心。

6.根据权利要求5所述的带有多级有源电力滤波器的谐波抑制系统，其特征在于，所述空心线圈传感器包括一个用于将环形绕组线圈的感应电压进行放大的放大电路。

7.根据权利要求6所述的带有多级有源电力滤波器的谐波抑制系统，其特征在于，每一级有源电力滤波器均包括将所述放大电路的模拟输出量以模拟信号的方式予以接收的接收电路，并产生用于表征该电流信息的电压信号。

8.根据权利要求6所述的带有多级有源电力滤波器的谐波抑制系统，其特征在于，所述放大电路包括第一、第二运算放大器，该环形绕组线圈的两端对应分别耦合到第一、第二运算放大器各自的正相输入端；

在第一、第二运算放大器各自的反相输入端之间连接有第一电阻，以及在第一运算放大器的反相输入端和输出端之间连接有第二电阻，和在第二运算放大器的反相输入端和输出端之间连接有第二电阻，藉此在第一、第二运算放大器各自的输出端之间形成所述感应电压的差分放大信号。

9.根据权利要求8所述的带有多级有源电力滤波器的谐波抑制系统，其特征在于，所述放大电路还包括一组或多组相互串联的第三电阻和开关器件，每一组串联的第三电阻和开关器件均连接在第一、第二运算放大器各自的反相输入端之间；

需要增加所述放大电路的放大倍数时，接通一个或多个开关器件以将一个或多个该第三电阻和第一电阻予以并联；或者

需要降低所述放大电路的放大倍数时，断开一个或多个开关器件以将一个或多个和第一电阻并联的第三电阻从所述放大电路中浮置。

10.根据权利要求7所述的带有多级有源电力滤波器的谐波抑制系统，其特征在于，所述接收电路包括第三运算放大器，所述放大电路输出的差分放大信号通过电阻耦合到该第三运算放大器的正相和反相输入端，并在第三运算放大器的反相输入端和输出端之间连接有反馈电阻，因此第三运算放大器将该差分放大信号转为单端电压信号。

11.根据权利要求10所述的带有多级有源电力滤波器的谐波抑制系统，其特征在于，所述接收电路还包括可实现电气隔离的光耦合模块和第四运算放大器；

该光耦合模块输出跟随该单端电压信号线性变化的线性电流，第四运算放大器正相输入端接地且在它的反相输入端和输出间连接有电阻，由第四运算放大器将该线性电流转换成其输出端的与该单端电压信号成线性关系的电压信号。