CN105915064B - 一种辅电源电路 - Google Patents

Abstract

一种辅电源电路，包括三个端口：直流高压端Vdc，地，输出端Out，至少包括R1、R2、N型晶体管J1，电容C1，R1的一端为Vdc，另一端连接电容C1的一端，连接点为输出端，电容C1的另一端接地，J1和电阻R2串联再与电容C1并联，输出端接源极驱动的反激变换电路中上管的栅极，该电路的静态功率轻松低至30mW以下，让源极驱动的反激变换电路的整机功耗低至100mW得已实现，辅电源电路具有成本低、占板面积小；器件为常见型号，选型容易，可靠性高。

Description

一种辅电源电路

技术领域

本发明涉及一种辅助电源，特别涉及源极驱动的反激开关电源中的辅助电源电路。

背景技术

反激式开关电源具有电路简单、可靠性高、输入电压范围宽的特点，很轻松就可以实现交流100V～264V的宽电压范围工作，即使如此，也满足不了日益增长的各种应用，如工业配电系统中的仪表电源，经常需要一种标称输入电压85VAC～528VAC的小功率开关电源，实际上可以在64VAC～660VAC超宽范围稳定工作的电源，同时还要求上述电压范围其空载功耗小于100mW，即0.1W，同时要求体积小，甚至还要求兼顾直流输入，兼顾三相交流电四线的输入，俗称三相四线制，即3条相线，1条零线。

申请人在2008年给出了解决方案，参见专利ZL200810028422.4，名为《一种源极驱动的反激变换电路》，为方便说明，现引用该专利的图3和图4作为本申请的图1和图2。并且把原图4中的C1改为C2，C2改为C1，为了兼容本申请的文字说明，参见本申请的图2。参见本申请的图1框图和图2原理图，一种源极驱动的反激变换电路，包括：启动电路、吸收电路、变压器T1、MOS管Q1、频率发生器和输出电路，还包括MOS管Q2、反馈电路和辅电源电路，其中启动电路为电阻R1；吸收电路，包括电阻R3、电容C3和二极管D2，形成变压器T1初级绕组N1漏感的吸收回路；频率发生器为电源管理芯片PWM的IC；反馈电路，包括电阻R4和二极管D3，用于组成能量释放回路并对MOS管Q1源极电压进行箝位；辅电源电路，包括稳压二极管D4和电容C1，二极管D4阴极接电阻R1，用于吸收变压器T1和MOS管Q1能量后，于下一个工作周期进行放电，将能量回馈给电路使用。辅电源为辅助电源的简称。

由于MOS管关断后，耐压由MOS管Q1和MOS管Q2承担，所以非常适应超宽范围稳定工作。下管Q2承受的耐压不超过：D4稳压值减去Q1的Vgs开启电压。

但是目前同时还要求在64VAC～660VAC超宽范围内，其空载功耗小于100mW，即0.1W，上述专利就显现出不足的地方，为了获得最大耐压和降低成本，Q1和Q2一般选取相同型号的MOS管，分别承担最高工作电压的一半左右，上述的660VAC经过整流后，其直流电压为933V，一半左右也有466V之高。

那么稳压二极管D4需取466V之高的稳压管，就算上下管都选取700V耐压的高性价比MOS管，考虑90％的降额，由上管承受700V×90％＝630V的耐压，那么D4也应有933-630＝303V的稳压值；

常见的稳压管最大做到75V，75V至200V标称值的稳压管在稳压管生产商的产品手册上有，但是由于市场需求小，样品都很难申请到，价格也高。由于长期处于未生产状态，其可靠性也很难保证。303V的电压需要4只常见的稳压管串联，由于稳压管在小电流下，其稳压值下降明显，在100uA的工作电流下，其端击穿电压即实际稳压值下降达20％至10％，303V的电压需要用到5只稳压管串联至375V，在100uA的电流下，实测其稳压值才308V，而流过R1的电流为100uA时，933V高压产生的损耗已达：

933V×0.1mA＝93.3mW；

这就要求主功率拓扑的空载功耗低于100-93.3＝6.7mW，目前，国际上最好的反激开关电源集成电路控制方案，也只能在输入264VAC下，即直流373V下，实现10mW的空载功耗，若在更高的工作电压下，空载静态功耗随工作电压的平方上升。空载功耗又作静态功耗。

一般情况下，我们希望辅助电源在最高工作电压下，其耗能不超过30mW，最好能控制在10mW以内，即R1的工作电流不超过32uA，最好能控制在10.7uA，主功率在最高工作电压下，其空载功耗控制在70mW至90mW以下，这样电路设计起来更轻松，也可以设计出总空载功耗在30mW以下的仪表电源或家电待机电源，要求承受高压输入，是怕误接380VAC的电压，或担心电网中经常出现的雷击浪涌。

那么，对于303V至466V这么高压的稳压管，使用传统的稳压管要多只串联，成本高！TVS管(TRANSIENT VOLTAGE SUPPRESSOR)有高压的管子可以选择，常见最高电压为180V，瞬间承受功率最小的标称为600W，价格最低，国产的约为0.29元一只，两只也要0.58元，若选取一只就是360V或400V，价格远超0.58元。但是TVS存在自衰特性，如180V的TVS管子，用晶体管特性图示仪QT-2测量其V-I曲线，X轴为20V/度，Y轴为100uA/度，好的TVS管如图3所示，而在仓库放置1年的180V的TVS管，抽检100只，就有7只不良品，呈现图4的曲线，可以看出，在150V左右，已开始击穿，在100uA击穿电流下,端电压为158V左右，击穿电流上升至350uA，TVS管的端电压才上升至180V；进一步地，若放置二年后再检验，失效数量进一步上升，且开始击穿的电压下降至额定值的一半左右，即从90V开始击穿，且击穿电流上升至1.5mA TVS管的端电压才上升至额定值180V。这是国际上某知名品牌的特性，其它品牌的更差。

在上述的32uA，甚至10.7uA的工作电流下，TVS管显然不合适，如使用两只180V额定电压的TVS串联，图2中的D4获得360V的稳压值，开始可以正常工作，而在二年后，有可能就会出该电压低至180V，从而使得Q1要承受933V-180V+Vgs＝760V的耐压，远超过700V耐压的高性价比MOS管所能承受的630V电压，将会直接引发Q1的击穿并损坏。

即，使用TVS管作为图2中的D4，直接引发Q1的击穿并损坏，这在实验中已证实。而使用75V常见的稳压管要四只串联，成本高，在电路板上占板面积也大，使用更高稳压值的稳压管也需要两只串联，成本高，占板面积也大，由于长期处于停产状态，其可靠性也很难保证，没有经过大批量的实际验证。

为了方便，列出本申请涉及的文献：

背景文献：《一种源极驱动的反激变换电路》，申请号200810028422.4。

发明内容

有鉴于此，本发明要解决现有器件在背景文献的电路所存在的技术缺陷，提供一种辅电源，实现在930V左右的超高压直流下，工作电流小于32uA，静态功耗小于30mW，且无需多只稳压管串联，占用电路板的面积很小，且实现高可靠性；或进一步地，工作电流小于10.7uA，静态功耗小于10mW。

本发明的目的是这样实现的，一种辅电源电路，包括三个端口：直流高压端，接地端，输出端，至少包括第一电阻、第二电阻、NPN型晶体管，第一电容，连接关系为：第一电阻的一端为直流高压端，第一电阻的另一端连接第一电容的一端，连接点为输出端，第一电容的另一端为接地端，其特征是，NPN型晶体管和第二电阻串联，串联后的网络与第一电容并联，两个器件串联有两种方式：

1)第二电阻的一端连接第一电容的一端，第二电阻的另一端连接NPN型晶体管的集电极，NPN型晶体管的基极与第一电容的另一端连接，即所述的基极也连接接地端，NPN型晶体管的发射极悬空；

2)NPN型晶体管的集电极连接第一电容的一端，NPN型晶体管的基极与第二电阻的一端连接，第二电阻的另一端与第一电容的另一端连接，即第二电阻的另一端也连接接地端，NPN型晶体管的发射极悬空。

优选地，上述的技术方案中，NPN型晶体管的发射极不再悬空，发射极连接基极；

优选地，上述的技术方案中，第一电容的容量为输出端所连接的场效应管的输入电容容量的五分之一以下；

优选地，上述的技术方案中，第二电阻的阻值在330KΩ以下，3.3KΩ以上。

作为上述技术方案的等效方案，本申请还提供了使用PNP型晶体管的第二技术方案，如下：

一种辅电源电路，包括三个端口：直流高压端，接地端，输出端，至少包括第一电阻、第二电阻、PNP型晶体管，第一电容，连接关系为：第一电阻的一端为直流高压端，第一电阻的另一端连接第一电容的一端，连接点为输出端，第一电容的另一端为接地端，其特征是，PNP型晶体管和第二电阻串联，串联后的网络与第一电容并联，两个器件串联有两种方式：

1)第二电阻的一端连接第一电容的一端，第二电阻的另一端连接PNP型晶体管的基极，PNP型晶体管的集电极与第一电容的另一端连接，即所述的集电极也连接接地端，PNP型晶体管的发射极悬空；

2)PNP型晶体管的基极连接第一电容的一端，PNP型晶体管的集电极与第二电阻的一端连接，第二电阻的另一端与第一电容的另一端连接，即第二电阻的另一端也连接接地端，PNP型晶体管的发射极悬空。

优选地，上述的技术方案中，PNP型晶体管的发射极不再悬空，发射极连接基极；

优选地，上述的技术方案中，第一电容的容量为输出端所连接的场效应管的输入电容容量的五分之一以下；

优选地，上述的技术方案中，第二电阻的阻值在330KΩ以下，3.3KΩ以上。

本发明的详细工作原理会在实施例中结合应用详细说明，本发明应用于反激式开关电源的有益效果为：

成本低；占板面积小；器件为常见型号，选型容易，可靠性高。

附图说明

图1为背景文献中源极驱动的反激变换电路方框图；

图2为背景文献中源极驱动的反激变换电路电路图；

图3为TVS管良品在晶体管特性图示仪上的测试曲线；

图4为TVS管放置一年后出现的不良品在晶体管特性图示仪上的测试曲线；

图5-1为本发明第一实施例、原始技术方案对应的原理图；

图5-2为图5-1的等效图，将图5-1电阻R2和晶体管J1的位置互换；

图5-3为本发明第二实施例，在图5-1在基础上，J1的发射极与基极连接；

图5-4为本发明第二实施例等效图，在图5-2在基础上，J1的发射极与基极连接；

图6-1为本发明第三实施例、第二技术方案对应的原理图；

图6-2为图6-1的等效图，将图6-1电阻R2和晶体管J1的位置互换；

图6-3为本发明第三实施例，在图6-1在基础上，J1的发射极与基极连接；

图6-4为本发明第三实施例等效图，在图6-2在基础上，J1的发射极与基极连接。

具体实施方式

第一实施例

请参见图5-1、图5-2，为本发明第一实施例，一种辅电源电路，包括三个端口：直流高压端Vdc，接地端，输出端Out，至少包括第一电阻R1、第二电阻R2、NPN型晶体管J1，第一电容C1，连接关系为：第一电阻R1的一端为直流高压端Vdc，第一电阻R1的另一端连接第一电容C1的一端，连接点为输出端Out，第一电容C1的另一端为接地端，其特征是，NPN型晶体管J1和第二电阻R2串联，串联后的两端子网络与第一电容C1并联，两个器件串联有两种方式：

1)第二电阻R2的一端连接第一电容C1的一端，第二电阻R2的另一端连接NPN型晶体管J1的集电极，NPN型晶体管J1的基极与第一电容C1的另一端连接，即所述的基极也连接接地端，NPN型晶体管J1的发射极悬空；图5-1示出了这种连接方式；

2)NPN型晶体管J1的集电极连接第一电容C1的一端，NPN型晶体管J1的基极与第二电阻R2的一端连接，第二电阻R2的另一端与第一电容C1的另一端连接，即第二电阻R2的另一端也连接接地端，NPN型晶体管J1的发射极悬空，图5-2示出了这种连接方式。

接地端在图中以接地符号示出。

串联电路中器件交换位置，且保证有极性器件的电流方向不变，那么，串联回路完成的功能是不变的，这是公知技术，图5-1和图5-2相比，就是电阻R2和晶体管J1交换位置，且保证有极性器件晶体管J1的电流方向不变，它们是等效的。应用于图1、图2的所示出的源极驱动的反激变换电路中，设计成功率为3W，输出为5V的产品，变压器T1因为要兼顾低压输入，原边电感量为1.8mH，取得较小，MOS管Q1为安森美的NDD02N60Z-1G，耐压600V，实测在690V，电流为2.2A，输入电容Ciss典型值为274pF；Power Integrations公司的LNK605直接取代了PWM IC和MOS管Q2，注：LNK605内部集成了频率发生器即图2中的PWM IC和MOS管Q2，集成的MOS管的耐压为700V，在230VAC下可以实现30mW的低空载功耗。

本发明图5-1的电路参数：

电阻R1为18.6M，为1206的6.2M的贴片电阻三只串联，贴片电阻因为耐压低，故采用三只串联以获得高可靠性的电阻；电阻R2为22K，晶体管Q1为常见的2N5551，封装为SOT-23，价格仅为0.035元，耐压标称为160V；电容C1为33pF。

先让LNK605不工作，即静态测试，当图5-1电路接入电路后，输入的交流电压为660VAC，Vdc由于主功率电路不工作，为933.1V，这时，输出端Out的电压为366V，注意，常见的数字万用表电压档的内阻为20M，用于此处的测试是不能胜任的，因为电阻R1为18.6M，20M内阻的表其分压作用过大，引起的测量误差极大，发明人采取的方法是：用一块表A并联一只266M的电阻，266M的电阻为13只20M的电阻和一只6.2M的电阻串联获得，这样总体获得18.2M的电阻来取代电阻R1，用另一块表B测得直流高压端Vdc电压为933.1V，表A显示的电压为566.9V，那么输出端Out对地电压为：933.1V-566.9V＝366.2V，由于最后一位为不确定值，这里取整为366V。

达到设计目的，为什么一只标称耐压160V的2N5551，能获得366V的稳压值。工作原理：

标称耐压在技术手册上为Vceo，Vceo在测试时，基极处于开路状态，这时，击穿电流并不是从集电极C击穿晶元，达到发射极E，而是从集电极C击穿集电结，达到基极B,再从基极B，到达发射极E，由于是NPN管，从基极B到达发射极E，这是发射结正向导通的过程，这个正向导通产生的基极至发射极电流，是内部电流，同样参与了晶体管特有的放大，在集电极中产生放大了β倍的电流，从而使得在Ic＝1mA下测得的Vceo只有160V以上，一般在180V至220V左右；

2N5551的Vcbo仅仅标称180V，测试电流Ic＝100uA，为何能获得366V的击穿电压。这种测试，多是厂家把三极管插入测试基座，连接在如QT-2等的晶体管特性图示仪上，通过仪器内部开关的切换，使用Ie＝0，即发射极悬空或接地。事实上，发射极在仪器内部也要经过很长的走线才能悬空或接地，而晶体特性图示仪使用的扫描信号，是市电经工频变压器隔离，整流后的全波脉动直流电，频率为100Hz，仍可以在悬空的走线上经过分布电容感应出电压，产生很小的电流，发射极即使接地，发射极在仪器内部也要经过很长的走线才能接地，这个回路仍可以通过分布电容感应出电压，从而产生很小的电流。

晶体管的测试标准规定，Vcbo是在Ic＝100uA下测出来的，目前晶体管的放大倍数在小电流下都轻松达到100倍，即发射极感应出1uA的电流，就会使得在测试Vcbo时，发射结中存在本技术领域技术人员无法察觉的感应电流，使得测试出来的Vcbo偏小，甚至比真实值小一半。

若使用数字式晶体管特性图示仪，由于其内部扫描频率为50KHz，频率相对较高，这样来减小测试时间，防止无散热装置的晶体管损坏，分布电容引起的误差极大。

发明人利用万用表的内阻参与限流，很方便地测出真实的Vcbo，并了解其稳压特性，提出本发明的技术方案。发明人正是克服了技术偏见，故产生了本发明，而解决方法很容易：发射极悬空或就近接基极。

电路接入源极驱动的开关电源中，工作正常，在64VAC～660VAC超宽范围内，都可以稳压工作。

优选地，上述技术方案中，NPN型晶体管J1的发射极不再悬空，发射极连接基极；实测电路性能没有任何影响,参见第二实施例。

优选地，上述的技术方案中，第一电容C1的容量为输出端Out所连接的场效应管的输入电容容量的五分之一以下；所选的MOS管Q1的输入电容典型值274pF，即C1在54.8pF以下，按电容容量系列标准，常见的E-24最为接近的是56pF或51pF，其工作原理：

结合图2，当MOS管Q2饱和导通时，其端电压接近为零，这时MOS管Q2的栅级至源极电压差很大，MOS管Q2会饱和导通，由于MOS管的栅极至源级电压不能太大，一般耐受电压都在20V以下，这时，电容C1储存的能量经过MOS管Q1的输入电容，同时也可能经过MOS管Q1的栅极至源极的保护用稳压二极管D3对地放电，且端电压在瞬间跌至20V以下，且这个电压要确保大于MOS管Q1的Vgs，为了让MOS管Q1能良好地饱和导通，电容C1端电压跌落下去后的电压要大于MOS管Q1的Vgs的20％以上，即1.2倍Vgs以上。

当MOS管Q2饱和导通时，其端电压接近为零，电容C1的电荷向MOS管Q1的输入电容Ciss转移，若电容C1的容量等于MOS管Q1的输入电容Ciss，那么，理论上，电容C1上的366V电压在转移后，还有一半的电压，即183V，容易损坏MOS管的栅极，这个过程中，是电容对电容放电，事实上，会利用走线的分布电感，进行LC谐振，频率很高，并向空间辐射能量，否则，能量不守恒。为了避免向空间辐射能量，MOS管Q1的栅极会串入阻尼电阻，在能量转移中，通过该电阻发热消耗能量并避免频率很高的LC谐振。

当电容C1的容量为输出端Out所连接的场效应管的输入电容容量的五分之一时，366V的高压，经能量转移后，仅为六分之一，为61V，相比之下，要安全得多，掌握这个方法后，很容易给出较佳的容值，这里不再赘述。

当MOS管Q2截止时，这时电容C1的端电压上升时间取决于电阻R1对电容C1的充电速度，与电容C1并联的电容有：MOS管Q1的输入电容Ciss和MOS管Q2的输出电容Coss，在这个例子中，LNK605内部集成的MOS管Q2其输出电容Coss为34pF，与MOS管Q2的输入电容274pF串联，Ciss电容具有米勒效应，简单地说,就是容量是变化的。

当MOS管Q2截止瞬间，原来对变压器T1原边N1激磁电流不能实然消失，会出现副边向前流动，由于存在漏感，原边仍有电流对MOS管Q1的输出电容、MOS管Q2的输出电容充电，通过米勒效应，瞬间抬升电容C1的端电压，为了方便，MOS管Q1的输入电容Ciss和MOS管Q2的输出电容Coss串联后的容值认为就是计算值30pF，与电容C1是并联关系，我们称之新电容C1，我们希望，电阻R1和新电容C1的时间积分τ，不影响开关电源的工作，为了实现开关电源功率级的空载功耗低于30mW，主流控制方案都采用了优化降频的功能，在空载时，开关电源以1KHz为周期，即每隔1mS，开关电源启动一次，以较小占空比工作1至3个周期，对副边输出整流电路补充电能，那么，我们就要求激磁电流中的漏感能量不对新电容C1充电时，电阻R1能在1mS内实现对C1的充电，即要求τ在1mS左右，电压即可上升至设计值的63％！

本实施例中，电容C1为33pF，新电容C1为63pF，电阻R1为18.6M，τ＝RC＝1.17mS，即可实现良好的优化降频功能。

优选地，上述的技术方案中，第二电阻R2的阻值在330KΩ以下，3.3KΩ以上。若不存在电阻R2，当MOS管Q2截止瞬间，原来对变压器T1原边N1激磁电流不能实然消失，会出现在副边沿原方向流动，由于存在漏感，原边仍有电流对MOS管Q1的输出电容、MOS管Q2的输出电容充电，通过米勒效应，瞬间抬升电容C1的端电压，参见图2：电流的路径为：变压器原边T1的下端子→MOS管Q1的漏极→米勒效应转移至MOS管Q1栅极→对图5-1中电容C1充电→地→Vdc→变压器原边T1的上端子。

我们希望电容C1的端电压上升快，由于电容C1容量较小，吸能作用弱，上述电流若过大，晶体管J1达到稳压值后，电流都由晶体管J1吸收，容易损坏晶体管J1，晶体管J1为2N5551，封装为SOT-23，最大集电极功耗为625mW，为了安全，实际使用时，都要降额一半；另外，为了实现总功耗小于30mW的辅电源电路，结合开关电源的工作频率在65KHz至130KHz，通过复杂的仿真，电阻R2的最佳值出现在20K至30K之间，出现一个低损耗区，在3.3K至330K区别，都能实现较好的保护效果。这里不再去展示实测数据与仿真过程。

第二实施例

请参见图5-3、图5-4为本发明第二实施例，在图5-1在基础上，晶体管J1的发射极与基极连接，为图5-3；另一种等效电路为图5-4示出的方案，在图5-2在基础上，晶体管J1的发射极与基极连接。

除了发射极与基极连接，其连接关系在第一实施例中已展出，工作原理都相同，这里不再赘述。

第三实施例

请参见图6-1、图6-2、图6-3、图6-4为本发明第三实施例等，换成PNP型晶体实现稳压管的功能。一种辅电源电路，包括三个端口：直流高压端Vdc，接地端，输出端Out，至少包括第一电阻R1、第二电阻R2、PNP型晶体管J1，第一电容C1，连接关系为：第一电阻R1的一端为直流高压端Vdc，第一电阻R1的另一端连接第一电容C1的一端，连接点为输出端Out，第一电容C1的另一端为接地端，其特征是，PNP型晶体管J1和第二电阻R2串联，串联后的两端子网络与第一电容C1并联，两个器件串联有两种方式：

1)第二电阻R2的一端连接第一电容C1的一端，第二电阻R2的另一端连接PNP型晶体管J1的基极，PNP型晶体管J1的集电极与第一电容C1的另一端连接，即所述的集电极也连接接地端，PNP型晶体管J1的发射极悬空；图6-1示出了这种连接方式；

2)PNP型晶体管J1的基极连接第一电容C1的一端，PNP型晶体管J1的集电极与第二电阻R2的一端连接，第二电阻R2的另一端与第一电容C1的另一端连接，即第二电阻R2的另一端也连接接地端，PNP型晶体管J1的发射极悬空；图6-2示出了这种连接方式。

用PNP管的集电结替代稳压管，那么其集电极就是阳极，基极就是阴极，和NPN管子要反过来，即PNP管的集电极连接在原NPN型管子的基极连接点上，即PNP管的基极连接在原NPN型管子的集电极连接点上。

基于同样的工作原理，同样实现发明目的，同时，进一步地，如下方式都是可以实现发明目的，并进一步提高性能。

优选地，上述技术方案中，PNP型晶体管J1的发射极不再悬空，发射极连接基极；事实上形成第四实施例：请参见图6-3、图6-4为本发明第二实施例，在图6-1在基础上，J1的发射极与基极连接，为图6-3；另一种等效电路为图6-4示出的方案，在图6-2在基础上，J1的发射极与基极连接。

优选地，上述的技术方案中，第一电容C1的容量为输出端Out所连接的场效应管的输入电容容量的五分之一以下；

优选地，上述的技术方案中，第二电阻R2的阻值在330KΩ以下，3.3KΩ以上。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制。

对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，如在电容C1中也串入一只电阻，或串入电感，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (8)

1.一种辅电源电路，包括三个端口：直流高压端，接地端，输出端，至少包括第一电阻、第二电阻、NPN型晶体管，第一电容，连接关系为：所述的第一电阻的一端为直流高压端，所述的第一电阻的另一端连接所述的第一电容的一端，连接点为输出端，所述的第一电容的另一端为接地端，其特征是，所述的NPN型晶体管和所述的第二电阻串联，串联后的网络与所述的第一电容并联，所述的NPN型晶体管和所述的第二电阻串联方式为以下两种之一：

1)所述的第二电阻的一端连接所述的第一电容的一端，所述的第二电阻的另一端连接所述的NPN型晶体管的集电极，所述的NPN型晶体管的基极与所述的第一电容的另一端连接，所述的NPN型晶体管的发射极悬空；

2)所述的NPN型晶体管的集电极连接所述的第一电容的一端，所述的NPN型晶体管的基极与所述的第二电阻的一端连接，所述的第二电阻的另一端与所述的第一电容的另一端连接，所述的NPN型晶体管的发射极悬空。

2.根据权利要求1所述的辅电源电路，其特征是：所述的NPN型晶体管的发射极不再悬空，所述的发射极连接所述的基极。

3.根据权利要求1所述的辅电源电路，其特征是：所述的第一电容的容量为所述的输出端所连接的场效应管的输入电容容量的五分之一以下。

4.根据权利要求1所述的辅电源电路，其特征是：所述的第二电阻的阻值在330KΩ以下，3.3KΩ以上。

5.一种辅电源电路，包括三个端口：直流高压端，接地端，输出端，至少包括第一电阻、第二电阻、PNP型晶体管，第一电容，连接关系为：所述的第一电阻的一端为直流高压端，所述的第一电阻的另一端连接所述的第一电容的一端，连接点为输出端，所述的第一电容的另一端为接地端，其特征是，所述的PNP型晶体管和所述的第二电阻串联，串联后的网络与所述的第一电容并联，所述的PNP型晶体管和所述的第二电阻串联方式为以下两种之一：

1)所述的第二电阻的一端连接所述的第一电容的一端，所述的第二电阻的另一端连接PNP型晶体管的基极，所述的PNP型晶体管的集电极与所述的第一电容的另一端连接，所述的PNP型晶体管的发射极悬空；

2)所述的PNP型晶体管的基极连接第一电容的一端，所述的PNP型晶体管的集电极与所述的第二电阻的一端连接，所述的第二电阻的另一端与所述的第一电容的另一端连接，所述的PNP型晶体管的发射极悬空。

6.根据权利要求5所述的辅电源电路，其特征是：所述的PNP型晶体管的发射极不再悬空，所述的发射极连接所述的基极。

7.根据权利要求5所述的辅电源电路，其特征是：所述的第一电容的容量为所述的输出端所连接的场效应管的输入电容容量的五分之一以下。

8.根据权利要求5所述的辅电源电路，其特征是：所述的第二电阻的阻值在330KΩ以下，3.3KΩ以上。