CN105897206B - 一种三级跨导放大器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种三级跨导放大器设计，其中，由NMOS管M3/M4/M5/M6和PMOS管M1/M2/M7/M8以及尾电流源Iss构成折叠式输入结构和第一级，由NMOS管M9/M10/M11/M12和PMOS管M13/M14构成的第二级，由NMOS管M15和PMOS管M16构成的第三级，由NMOS管M17/M18和PMOS管M19/M20以及电容Cc构成的补偿结构，补偿结构的输入端和跨导放大器的第二级输出端相连，补偿结构的输出端和跨导放大器的输出端相连。跨导放大器的电源为vdd1，补偿结构的电源为vdd2，电容CL表示跨导放大器的负载电容。本发明增益级增益A和电容Cc的乘积，引入一个左半平面零点，不会降低三级跨导放大器传输函数的主极点，保证跨导放大器拥有较大的‑3dB带宽和单位增益带宽。

Description

一种三级跨导放大器
技术领域
本发明属于模拟或数模混合集成电路技术领域，涉及一种三级跨导放大器的设计和频率补偿技术。
背景技术
近年来，随着集成电路设计技术的不断发展，跨导放大器越来越多的应用在模拟集成电路设计领域，随着集成电路制造工艺的不断进步，电源电压不断降低，传统的多个MOS管串联而成的套筒式增益级结构，会明显压缩跨导放大器的电压摆幅，已经不适宜地电源电压下的应用，多个增益级的级联结构能够有效的实现高增益目的，同时，在低电源电压下，能够有效的保持较大的电压摆幅。但是，多个增益级的级联结构在补偿技术上存在较大的难度，在大多数多级跨导放大器的应用场合，为了使得跨导放大器获得较大的相位裕度，保证跨导放大器的稳定性，都会对跨导放大器进行频率补偿。但是，传统的针对跨导放大器的频率补偿技术，仍然是通过极点分裂，通过在频率域内减小主极点频率来获得理想的相位裕度，但是减小的主极点会使得-3dB带宽降低，从而大大降低跨导放大器的单位增益带宽。同时，传统的补偿技术无法改变跨导放大器电压摆率较低的事实。或者，通过引入一个较高频率的左半平面零点和第一个非主极点进行抵消，来获得较大的相位裕度，同时利用三级夸大放大器结构，实现ClassAB输出级，提高跨导放大器电压摆率。但是，第一非主极点通常频率较低，传统方法产生的左半平面零点的频率相对较高，这就需要将补偿电容的容值设计得很大，这样，一方面会导致版图面积增加，另一方面，同样会降低主极点频率，从而降低-3dB带宽和单位增益带宽，使得跨导放大器的电压摆率仍然较低，无法改变跨导放大器品质因素仍然不高的现状。
发明内容
鉴于此，本发明提供一种三级跨导放大器。
为达到上述目的，本发明提供如下技术方案：一种三级跨导放大器，包括折叠式输入结构、第一级输入结构、第二级输入结构和第三极输入结构，还包括连接于第二输入结构输出端与放大器输出端的间的补偿结构，所述补偿结构包括NMOS管M17、NMOS管M18、PMOS管M19、PMOS管M20和补偿电容Cc，所述PMOS管M19的源极、PMOS管M20的源极分别与电源电压Vdd2连接，PMOS管M19的栅极与NMOS管M17的栅极分别与第二输入结构的输出端连接，PMOS管M19的漏极分别与NMOS管M17的漏极、NMOS管M18的栅极、PMOS管M20的栅极连接，PMOS管M20的漏极分别与NMOS管M18的漏极、补偿电容Cc的一端连接，NMOS管M17和源极与NMOS管M18的源极分别接地，所述补偿电容Cc的另一端与第三极输入结构的输出端连接。
进一步，所述NMOS管M17、NMOS管M18、PMOS管M19和PMOS管M20都工作在饱和区。
进一步，所述折叠式输入结构包括电流源ISS、PMOS管M1和PMOS管M2，所述PMOS管M1和PMOS管M2的栅极分别作为输入端，PMOS管M1的源极与PMOS管M2的源极分别与电流源ISS的输出端连接，电流源ISS的输入端与电源电压Vdd1连接，PMOS管M1的漏极作为折叠式输入结构的第一输出端与第一级输入结构的第一输入端连接，PMOS管M2的漏极作为折叠式输入结构的第二输出端与第一极输入结构的第二输入端连接。
进一步，所述第一级输入结构包括PMOS管M7、PMOS管M8和NMOS管M3～M6，PMOS管M7的源极与PMOS管M8的源极分别与电源电压Vdd1连接，PMOS管M7的栅极与PMOS管M8的栅极连接，PMOS管M7的栅极与PMOS管M7的漏极连接，PMOS管M7的漏极与NMOS管M5的漏极连接并作为第一级输入结构的第一输出端，NMOS管M5的栅极与NMOS管M6的栅极同时接偏置电压VB2，NMOS管M5的源极与NMOS管M3的漏极连接并作为第一输入级结构的第一输入端，NMOS管M3的栅极与NMOS管M4的栅极同时接偏置电压VB1，NMOS管M3的源极接地，PMOS管M8的漏极与NMOS管M6的漏极连接并作为第一级输入结构的第二输出端，NMOS管M6的源极与NMOS管M4的漏极连接并作为第一级输入结构的第二输入端，NMOS管M4的源极接地。
进一步，所述第二级输入结构包括PMOS管M13、PMOS管M14和NMOS管M9～M12，所述PMOS管M13的源极与PMOS管M14的源极分别与电源电压Vdd1连接，PMOS管M13的栅极作为第二级输入结构的第一输入端与第一级输出结构的第二输出端连接，PMOS管M13的漏极分别与NMOS管M11的漏极、NMOS管M9的栅极、NMOS管M10的栅极连接，NMOS管M11的栅极与NMOS管M12的栅极连接并接偏置电压VB，NMOS管M11的源极与NMOS管M9的漏极连接，NMOS管M9的源极接地，PMOS管M14的栅极作为第二级输入结构的第二输入端与第一级输入结构的第一输出端连接，PMOS管M14的漏极与NMOS管M12的漏极连接并作为第二级输入结构的输出端，NMOS管M12的源极与NMOS管M10的漏极连接，NMOS管M10的源极接地。
进一步，所述第三级输入结构包括PMOS管M16和NMOS管M15，所述PMOS管的源极接电源电压Vdd1，所述PMOS管M16的栅极作为第三级输入结构的第一输入端与第一级输入结构的第二输出端连接，PMOS管M16的漏极与NMOS管M15的漏极连接，NMOS管M15的源极接地，NMOS管M15的栅极作为第三级输入结构的第二输入端与第二级输入结构的输出端连接。
由于采用了以上技术方案，本发明具有以下有益技术效果：
1、该补偿技术通过合理设计增益级增益A和电容Cc的乘积，引入一个左半平面零点，不会降低三级跨导放大器传输函数的主极点，这可以保证跨导放大器拥有较大的-3dB带宽和单位增益带宽。
2、该补偿技术通过合理设计增益级增益A和电容Cc的乘积，单独调整跨导放大器传输函数的左半平面零点，而跨导放大器传输函数的第一非主极点并不会发生变化，这更有利于实现零极点的相互抵消。
3、跨导放大器传输函数零极点的抵消会改善跨导放大器的幅频特性曲线，使得其在高频处向上抬起，大大增加了该跨导放大器的单位增益带宽，同时保持较好的相位裕度。
4、跨导放大器第三级中M16/M15的栅极分别和第一/第二级的输出端相连，结合本发明所提出的补偿方式，能够明显提高跨导放大器的电压摆率。
5、本发明通过合理设计一个较低的电源电压vdd2，在减小由M17/M18/M19/M20所构成的增益级功耗的同时，使得增益级保持一个较高的增益，实现增益级效率的最大化。
附图说明
为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作进一步的详细描述，其中：
图1为传统的三级跨导放大器RC补偿技术原理图；
图2为传统的三级跨导放大器频率特性随补偿电容变化情况；
图3为电流复用跨导放大器频率补偿原理图；
图4为电流复用跨导放大器频率特性随补偿电容变化情况；
图5为本发明所提出的三级跨导放大器及其频率补偿技术原理图；
图6为本发明所提出的跨导放大器频率补偿技术频率特性随电容Cc变化情况；
图7为三种结构的频率特性对比图；
图8为三种结构的大信号响应对比图；
图9为三种结构主要参数对比图。
具体实施方式
以下将结合附图，对本发明的优选实施例进行详细的描述；应当理解，优选实施例仅为了说明本发明，而不是为了限制本发明的保护范围。
为了更详细的描述上述问题，先来分析两种三级跨导放大器的工作原理和频率补偿技术的优缺点。
如图1给出了一种传统的三级跨导放大器RC补偿技术原理图(简称结构[1])，两个补偿网络分别由补偿电阻Rc1/补偿电容Cc1以及补偿电阻Rc2/补偿电容Cc2分别串联构成，补偿电阻Rc1的一端和补偿电容Cc1相连，补偿电阻Rc1的另一端和跨导放大器的第二级输出相连，补偿电容Cc1的另一端和跨导放大器的输出相连；补偿电阻Rc2的一端和补偿电容Cc2相连，补偿电阻Rc2的另一端和跨导放大器的第一级输出相连，补偿电容Cc2的另一端和跨导放大器的输出相连。这种补偿方式和传统的密勒补偿方式很类似，通过RC补偿网络，引入一个左半平面零点或者较高频率的右半平面极点，这取决于补偿电容Cc1/Cc2的大小。同时在跨导放大器的第一级和第二级输出端分别产生一个等效的大电容，通过这种效果，将跨导放大器传输函数的主极点移动到低频处。随着补偿电容Cc1和Cc2的变化，跨导放大器的频率特性如图2所示。从图2可知，随着补偿电容Cc1和Cc2的增加，跨导放大器的主极点逐渐减小，这导致-3dB带宽逐渐降低，另一方面，相频特性在较高频率处逐渐向上翘起，这说明上述补偿方式所产生的左半平面零点逐渐向低频移动，说明这种补偿方式能在一定程度上提供较好的相位裕度。结构[1]所示补偿方法的优点是，补偿结构简单，只要合理设计补偿电阻Rc1/Rc2和补偿电容Cc1/Cc2的值，就能够使得跨导放大器获得理想的相位裕度，从而增强跨导放大器的稳定性；但是，这种补偿方法的缺点是，由于跨导放大器的主极点被移动到较低的频率，使得跨导放大器的-3dB带宽降低，从而大大降低跨导放大器的单位增益带宽。这导致跨导放大器的交流小信号特性较差，由于单位增益带宽较低，同样影响跨导放大器的大信号特性，电压摆率也比较差。
如图2给出了一种电流复用频率补偿技术原理图(简称结构[2])，补偿网络由补偿电容Cc串联构成，补偿电容Cc的一端和跨导放大器的第一级输出相连，另一端和跨导放大器的输出端相连。通过小信号分析可知，结构[2]所示跨导放大器的主极点可近似表示为：
其中，ro8/ro15/ro16分别表示MOS管M8/M15/M16的小信号输出阻抗，gm16表示PMOS管M16的跨导。
结构[2]所示跨导放大器的第一非主极点可近似表示为：
结构[2]所示跨导放大器的左半平面零点可近似表示为：
其中，Gm1和Gm2分别表示跨导放大器第一级和第二级的等效跨导，参数k表示跨导放大器各级输出阻抗的影响。
结构[2]所示跨导放大器的频率特性随补偿电容Cc变化情况如图4所示。从图4可以看出，随着补偿电容Cc的增加，跨导放大器的幅频特性表现为：-3dB带宽减小，这说明主极点明显减小；在较高频率处，幅频曲线逐渐翘起，这说明左半平面零点逐渐向低频移动。跨导放大器的相频特性表现为：相频曲线下降到-45度所对应的频率明显降低，这同样说明主极点明显减小；在较高频率处，相频曲线也逐渐翘起，这同样说明左半平面零点逐渐向低频移动。这种补偿方式和结构[1]相比，其优点在于补偿结构简单，在保留结构[1]所具有的优点的同时，电压摆率有所提高。但这种结构的缺点和结构[1]相似，表现为-3dB带宽较低，单位增益带宽较低，跨导放大器的品质因素仍然比较低。
基于上述分析，本发明提出了一种三级跨导放大器及其补偿技术，其原理图如图5所示。
一种三级跨导放大器，包括折叠式输入结构、第一级输入结构、第二级输入结构和第三极输入结构，还包括连接于第二输入结构输出端与放大器输出端的间的补偿结构，所述补偿结构包括NMOS管M17、NMOS管M18、PMOS管M19、PMOS管M20和补偿电容Cc，所述PMOS管M19的源极、PMOS管M20的源极分别与电源电压Vdd2连接，PMOS管M19的栅极与NMOS管M17的栅极分别与第二输入结构的输出端连接，PMOS管M19的漏极分别与NMOS管M17的漏极、NMOS管M18的栅极、PMOS管M20的栅极连接，PMOS管M20的漏极分别与NMOS管M18的漏极、补偿电容Cc的一端连接，NMOS管M17和源极与NMOS管M18的源极分别接地，所述补偿电容Cc的另一端与第三极输入结构的输出端连接。
所述NMOS管M17、NMOS管M18、PMOS管M19和PMOS管M20都工作在饱和区。
所述折叠式输入结构包括电流源ISS、PMOS管M1和PMOS管M2，所述PMOS管M1和PMOS管M2的栅极分别作为输入端，PMOS管M1的源极与PMOS管M2的源极分别与电流源ISS的输出端连接，电流源ISS的输入端与电源电压Vdd1连接，PMOS管M1的漏极作为折叠式输入结构的第一输出端与第一级输入结构的第一输入端连接，PMOS管M2的漏极作为折叠式输入结构的第二输出端与第一极输入结构的第二输入端连接。
所述第一级输入结构包括PMOS管M7、PMOS管M8和NMOS管M3～M6，PMOS管M7的源极与PMOS管M8的源极分别与电源电压Vdd1连接，PMOS管M7的栅极与PMOS管M8的栅极连接，PMOS管M7的栅极与PMOS管M7的漏极连接，PMOS管M7的漏极与NMOS管M5的漏极连接并作为第一级输入结构的第一输出端，NMOS管M5的栅极与NMOS管M6的栅极同时接偏置电压VB2，NMOS管M5的源极与NMOS管M3的漏极连接并作为第一输入级结构的第一输入端，NMOS管M3的栅极与NMOS管M4的栅极同时接偏置电压VB1，NMOS管M3的源极接地，PMOS管M8的漏极与NMOS管M6的漏极连接并作为第一级输入结构的第二输出端，NMOS管M6的源极与NMOS管M4的漏极连接并作为第一级输入结构的第二输入端，NMOS管M4的源极接地。
所述第二级输入结构包括PMOS管M13、PMOS管M14和NMOS管M9～M12，所述PMOS管M13的源极与PMOS管M14的源极分别与电源电压Vdd1连接，PMOS管M13的栅极作为第二级输入结构的第一输入端与第一级输出结构的第二输出端连接，PMOS管M13的漏极分别与NMOS管M11的漏极、NMOS管M9的栅极、NMOS管M10的栅极连接，NMOS管M11的栅极与NMOS管M12的栅极连接并接偏置电压VB，NMOS管M11的源极与NMOS管M9的漏极连接，NMOS管M9的源极接地，PMOS管M14的栅极作为第二级输入结构的第二输入端与第一级输入结构的第一输出端连接，PMOS管M14的漏极与NMOS管M12的漏极连接并作为第二级输入结构的输出端，NMOS管M12的源极与NMOS管M10的漏极连接，NMOS管M10的源极接地。
所述第三级输入结构包括PMOS管M16和NMOS管M15，所述PMOS管的源极接电源电压Vdd1，所述PMOS管M16的栅极作为第三级输入结构的第一输入端与第一级输入结构的第二输出端连接，PMOS管M16的漏极与NMOS管M15的漏极连接，NMOS管M15的源极接地，NMOS管M15的栅极作为第三级输入结构的第二输入端与第二级输入结构的输出端连接。
为了便于说明，以下对各个管子的描述均采用其标号进行说明，例如PMOS管M1、PMOS管M2简称M1、M2，NMOS管M3、NMOS管M4简称M3、M4。
本发明中，由PMOS管M1/M2和尾电流源ISS构成的折叠式输入结构，可以有效的增加输入信号的幅度，由NMOS管M3/M4/M5/M6和PMOS管M7/M8构成的第一级增益级，以及由NMOS管M9/M10/M11/M12和PMOS管M13/M14构成的第二级增益级，一方面为跨导放大器提供较高的增益，另一方面实现跨导放大器双端输入转单端输出的目的。跨导放大器第三级中，M15/M16的栅极分别和第一/第二级的输出相连，实现ClassAB输出级的目的，达到较大的电压摆率。由NMOS管M17/M18和PMOS管M19/M20以及电容Cc构成的补偿结构为跨导放大器提供一个左半平面零点，其中MOS管M17/M18/M19/M20都工作在饱和区，从而提供较大的增益，通过调整补偿结构增益A和电容Cc的大小可以有效控制这个左半平面零点的位置，使得这个左半平面零点和跨导放大器的第一非主极点完全抵消，并且不会压缩跨导放大器的主极点，从而使得跨导放大器实现较高频率的-3dB带宽和单位增益带宽，同时获得较好的相位裕度，保证跨导放大器的稳定性。由于增益级的引入，跨导放大器的功耗会有所增加，相比于电源电压vdd1而言，通过引入较低的电源vdd2对增益级单独供电降低增益级的功耗，同时，由于跨导放大器的单位增益带宽和电压摆率都明显提高，跨导放大器的品质因素明显提高。本发明所示跨导放大器及其补偿方式所产生的左半平面零点可近似表示如下：
其中α表示各级阻抗的影响，A表示M17/M18/M19/M20所示结构的增益，Gm1和Gm2分别表示跨导放大器第一级和第二级的等效跨导。
本发明所示跨导放大器的频率特性随补偿电容Cc变化情况如图6所示。从图6可知，随着电容Cc的增加，幅频特性曲线中-3dB带宽几乎没有变化，这说明本发明所提出的补偿方式几乎不会降低-3dB带宽；相频特性曲线在较高频率下，逐渐由上翘变为平坦，这说明，随着电容Cc的增加，左半平面零点逐渐向低频移动，和跨导放大器的第一非主极点逐渐完全抵消。
为了进一步验证本发明的上述优点，在0.18μmCMOS工艺下，对上述各种结构进行了仔细的设计，对于上述三种结构采用相同的输入/输出管和负载管尺寸，补偿网络中的电容都取1pF，电阻都取2KΩ，负载电容都取15pF，电源电压vdd1取1.8V，电源电压vdd2取1.3V，输入偏置电压为0.9V。
三种结构的交流特性仿真结果对比图如图7所示，从图7中可以看出，本发明所采用的三级跨导放大器补偿结构与传统结构[1]和[2]相比，幅频特性表现为：-3dB带宽明显提高，这使得本发明所示结构的单位增益带宽明显提高。相频特性表现为：本发明所示结构所产生的左半平面零点和第一非主极点发生抵消，保证了一个合适的相位裕度，从而保证了跨导放大器的稳定性。三种结构的大信号响应仿真结果对比图如图8所示，由图8可知，本发明所提出的跨导放大器第三级中M16/M15的栅极分别和第一/第二级的输出端相连，结合本发明所提出的补偿方式，能够明显提高跨导放大器的电压摆率。
三种结构的基本参数对比图如图9所示，从图9所述仿真结果可以看出，本发明所提出的三级跨导放大器结构及其补偿技术，和传统的两种结构相比，在功耗相同的情况下，单位增益带宽(Unity-gain bandwidth)至少提高230％，电压摆率(Slew-rate)至少提高313％，品质因数(Figure of Merit)至少提高153％。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (3)

1.一种三级跨导放大器，包括折叠式输入结构、第一级输入结构、第二级输入结构和第三极输入结构，其特征在于：还包括连接于第二输入结构输出端与放大器输出端之间的补偿结构，所述补偿结构包括NMOS管M17、NMOS管M18、PMOS管M19、PMOS管M20和补偿电容Cc，所述PMOS管M19的源极、PMOS管M20的源极分别与电源电压Vdd2连接，PMOS管M19的栅极与NMOS管M17的栅极分别与第二输入结构的输出端连接，PMOS管M19的漏极分别与NMOS管M17的漏极、NMOS管M18的栅极、PMOS管M20的栅极连接，PMOS管M20的漏极分别与NMOS管M18的漏极、补偿电容Cc的一端连接，NMOS管M17和源极与NMOS管M18的源极分别接地，所述补偿电容Cc的另一端与第三极输入结构的输出端连接；
所述NMOS管M17、NMOS管M18、PMOS管M19和PMOS管M20都工作在饱和区；
所述折叠式输入结构包括电流源ISS、PMOS管M1和PMOS管M2，所述PMOS管M1和PMOS管M2的栅极分别作为输入端，PMOS管M1的源极与PMOS管M2的源极分别与电流源ISS的输出端连接，电流源ISS的输入端与电源电压Vdd1连接，PMOS管M1的漏极作为折叠式输入结构的第一输出端与第一级输入结构的第一输入端连接，PMOS管M2的漏极作为折叠式输入结构的第二输出端与第一极输入结构的第二输入端连接；
所述第三级输入结构包括PMOS管M16和NMOS管M15，所述PMOS管M16的源极接电源电压Vdd1，所述PMOS管M16的栅极作为第三级输入结构的第一输入端与第一级输入结构的第二输出端连接，PMOS管M16的漏极与NMOS管M15的漏极连接，NMOS管M15的源极接地，NMOS管M15的栅极作为第三级输入结构的第二输入端与第二级输入结构的输出端连接。
2.根据权利要求1所述的三级跨导放大器，其特征在于：所述第一级输入结构包括PMOS管M7、PMOS管M8和NMOS管M3～M6，PMOS管M7的源极与PMOS管M8的源极分别与电源电压Vdd1连接，PMOS管M7的栅极与PMOS管M8的栅极连接，PMOS管M7的栅极与PMOS管M7的漏极连接，PMOS管M7的漏极与NMOS管M5的漏极连接并作为第一级输入结构的第一输出端，NMOS管M5的栅极与NMOS管M6的栅极同时接偏置电压VB2，NMOS管M5的源极与NMOS管M3的漏极连接并作为第一输入级结构的第一输入端，NMOS管M3的栅极与NMOS管M4的栅极同时接偏置电压VB1，NMOS管M3的源极接地，PMOS管M8的漏极与NMOS管M6的漏极连接并作为第一级输入结构的第二输出端，NMOS管M6的源极与NMOS管M4的漏极连接并作为第一级输入结构的第二输入端，NMOS管M4的源极接地。
3.根据权利要求1所述的三级跨导放大器，其特征在于：所述第二级输入结构包括PMOS管M13、PMOS管M14和NMOS管M9～M12，所述PMOS管M13的源极与PMOS管M14的源极分别与电源电压Vdd1连接，PMOS管M13的栅极作为第二级输入结构的第一输入端与第一级输出结构的第二输出端连接，PMOS管M13的漏极分别与NMOS管M11的漏极、NMOS管M9的栅极、NMOS管M10的栅极连接，NMOS管M11的栅极与NMOS管M12的栅极连接并接偏置电压VB，NMOS管M11的源极与NMOS管M9的漏极连接，NMOS管M9的源极接地，PMOS管M14的栅极作为第二级输入结构的第二输入端与第一级输入结构的第一输出端连接，PMOS管M14的漏极与NMOS管M12的漏极连接并作为第二级输入结构的输出端，NMOS管M12的源极与NMOS管M10的漏极连接，NMOS管M10的源极接地。
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低压三级放大器的密勒-前馈频率补偿;侯俊芳 等;《天津职业院校联合学报》;20110228;第13卷(第2期);全文
高性能折叠式共源共栅运算放大器的设计;朱治鼎 等;《微电子学》;20120430;第42卷(第2期);全文

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