CN105891854B - 一种动态阈值载波环 - Google Patents
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Abstract
本发明实施例提供了一种动态阈值载波环，具体的，通过第一混频器获得待跟踪信号，并将该信号传送至第二混频器、第三混频器中与对应上一时刻的余弦载波、正弦载波进行混频，再将混频后的信号分别通过低通滤波器进行滤波，分别获得对应的滤波信号；将得到的滤波信号分别送至鉴相器、鉴频器进行计算，分别得到鉴相值以及鉴频值，再通过阈值计算单元和加权判定单元对鉴相值以及鉴频值的进行权值计算，再利用NCO以及90°移相器将获得的权值调制为对应的载波叠加到待跟踪信号。应用本发明实施例，通过对鉴相器和鉴频器的权重进行连续的调整，解决了难以对信号进行连续准确的跟踪问题。
Description
技术领域
本发明涉及无线通信应用领域，特别涉及一种动态阈值载波环。
背景技术
近年来，由于在通信技术的不断发展，位置服务产业也随之迅速发展，位置服务已开始广泛进入人们的生产生活中，人们对位置服务的需求也与日俱增，例如在资产管理、人员调度、安全监控、地图导航、智能交通、出行指南、紧急救援等方面对室内定位有着广泛的需求，用户对于高精度室内外无缝导航定位的需求也是越来越迫切，位置服务也已经成为智慧城市与物联网精细化发展的重要基础。据统计，在人们所使用的信息中有80％以上的信息与“位置”有关。并且随着大型建筑的日益增多，人们尤其对于室内位置服务的需求也在不断增加。
目前主流的载波环路设计方法是锁频环辅助锁相环，比如经典的二阶锁频环辅助三阶锁相环，较好的结合了锁相环与锁频环的特点，即，锁频环动态性能优于锁相环，而锁相环的跟踪精度优于锁频环，但是在信号衰减严重或者是信号波动较大的环境中，载波环路的工作状态会频繁在锁频环和锁相环之间切换，这会导致载波值不连续，容易产生较大的误差，因此，应用现有技术很难对信号进行连续准确的跟踪。
发明内容
本发明实施例公开了一种新型动态阈值载波环，通过对鉴相器和鉴频器的权重进行连续的调整，解决了难以对信号进行连续准确跟踪的问题。
为了达到上述目的，本发明实施例提供了一种新型动态阈值载波环，载波环包活：第一混频器，第二混频器，第一低通滤波器，第三混频器，第二低通滤波器，鉴相器，鉴频器，阈值计算单元，加权判定单元，数字控制振荡器NCO以及90°移相器；
其中，所述第一混频器对输入的源信号与输入的C/A码进行混频，将混频后的信号作为待跟踪信号Ui(t)分别传送至所述第二混频器和所述第三混频器；
所述第二混频器将接收到的所述待跟踪信号Ui(t)与上一时刻对应获得的余弦载波信号Voc(t′)进行混频，得到余弦载波混频信号qp(t)，并将所述余弦载波混频信号qp(t)传送至所述第一低通滤波器；
所述第一低通滤波器对接收到的所述余弦载波混频信号qp(t)进行滤波处理，获得余弦滤波信号Qp(t)，并将所述余弦滤波信号Qp(t)分别传送至所述鉴相器和所述鉴频器；
所述第三混频器将接收到的所述待跟踪信号Ui(t)与上一时刻对应获得的正弦载波信号Vos(t′)进行混频，得到正弦载波混频信号ip(t)，并将所述正弦载波混频信号ip(t)传送至所述第二低通滤波器；
所述第二低通滤波器对接收到的所述正弦载波混频信号ip(t)进行滤波处理，获得正弦滤波信号Ip(t)，并将所述正弦滤波信号Ip(t)分别传送至所述鉴相器和所述鉴频器；
所述鉴相器对接收到的所述余弦滤波信号Qp(t)和所述正弦滤波信号Ip(t)进行计算，获得鉴相值Φe，并将所述鉴相值Φe传送至所述阈值计算单元；
所述鉴频器对接收到的所述余弦滤波信号Qp(t)和所述正弦滤波信号Ip(t)进行计算，获得鉴频值ωe，并将所述鉴频值ωe传送至所述阈值计算单元；
所述阈值计算单元对接收的所述鉴相值Φe和所述鉴频值ωe进行阈值计算，获得第一阈值Fm、第二阈值Fn以及第三阈值Pm，并将接收到的所述鉴相值Φe和所述鉴频值ωe与所获得的所述第一阈值Fm、所述第二阈值Fn以及所述第三阈值Pm一起传送至所述加权判定单元；
所述加权判定单元根据所接收到的所述第一阈值Fm、所述第二阈值Fn以及所述第三阈值Pm与所述鉴相值Φe以及所述鉴频值ωe的关系，确定加权值Δωe和ΔΦe，并将所述加权值Δωe和ΔΦe传送至所述NCO；
所述NCO根据接收到的所述加权值Δωe和ΔΦe，调制出当前时刻对应的正弦载波信号Vos(t)，并将所述当前时刻对应的正弦载波信号Vos(t)分别传送至所述90°移相器和所述第三混频器；
所述90°移相器对接收到的所述当前时刻对应的正弦载波信号Vos(t)进行90°移相，获得当前时刻对应的余弦载波信号Voc(t)，并将所述当前时刻对应的余弦载波信号Voc(t)传送至所述第二混频器。
可选的，所述第一混频器得到的所述待跟踪信号Ui(t)，表达式为：
式中，D(t)表示调制在载波上的数据码，a为源信号的幅值，n为直流分量的均值。
可选的，所述第二混频器得到的所述余弦载波混频信号qp(t)表达式为：
式中，待跟踪信号上一时刻对应获得的余弦载波信号
可选的，所述第一低通滤波器将接收到的所述余弦载波混频信号qp(t)中的高频成分滤除，获得余弦滤波信号Qp(t)＝aD(t)sin(ωet+θe)，并将所述余弦滤波信号Qp(t)分别传送至所述鉴相器和所述鉴频器。
可选的，所述第三混频器得到的所述正弦载波混频信号ip(t)表达式为：
式中，待跟踪信号上一时刻对应获得的正弦载波信号
可选的，所述第二低通滤波器将接收到的所述正弦载波混频信号ip(t)中的高频成分滤除，获得正弦滤波信号Ip(t)＝aD(t)cos(ωet+θe)，并将所述正弦滤波信号Ip(t)分别传送至所述鉴相器和所述鉴频器。
可选的，所述鉴相器对接收到的所述余弦滤波信号Qp(t)和所述正弦滤波信号Ip(t)进行乘积运算，获得鉴相值Φe＝Qpsign(Ip)，并将所述鉴相值Φe传送至所述阈值计算单元，其中，sign(Ip)为符号函数。
可选的，所述鉴频器对接收到的所述余弦滤波信号Qp(t)和所述正弦滤波信号Ip(t)进行乘积运算，获得鉴频值并将所述鉴频值ωe传送至阈值计算单元，其中，Tcoh是相干积分时间，点积Pdot与叉积Pcross分别为：Pdot＝AP(n-1)AP(n)cos(Φe(n)-Φe(n-1))，Pcross＝AP(n-1)AP(n)sin(Φe(n)-Φe(n-1))，式中，AP为信号的幅值。
可选的，所述第一阈值Fm通过表达式获得，式中1<a<1.5，
所述第二阈值Fn通过表达式获得，式中0.5<b<1，
所述第三阈值Pm通过表达式获得，式中0.5<c<1。
可选的，所述根据所接收到的所述第一阈值Fm、所述第二阈值Fn以及所述第三阈值Pm与所述鉴相值Φe以及所述鉴频值ωe的关系，确定加权值Δωe和ΔΦe，包括：
所述鉴频值ωe大于所述第一阈值Fm，确定所述加权值Δωe和ΔΦe分别为：
所述鉴频值ωe小于所述第二阈值Fn，且所述鉴相值Φe也小于所述第三阈值Pm，确定所述加权值Δωe和ΔΦe分别为：
式中，j、k为判定常数。
本发明实施例提供了一种动态阈值载波环，具体的，通过第一混频器获得待跟踪信号，并将该信号传送至第二混频器、第三混频器中与对应上一时刻的余弦载波、正弦载波进行混频，再将混频后的信号分别通过低通滤波器进行滤波，分别获得对应的滤波信号；将得到的滤波信号分别送至鉴相器、鉴频器进行计算，分别得到鉴相值以及鉴频值，再通过阈值计算单元和加权判定单元对鉴相值以及鉴频值的进行权值计算，再利用NCO以及90°移相器将获得的权值调制为对应的载波叠加到待跟踪信号。应用本发明实施例，通过对鉴相器和鉴频器的权重进行连续的调整，解决了难以对信号进行连续准确跟踪的问题。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例提供的一种动态阈值载波环的结构示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明实施例提供了一种动态阈值载波环，通过对鉴相器和鉴频器的权重进行连续的调整，解决了难以对信号进行连续准确的跟踪问题。
下面对本发明实施例提供的一种动态阈值载波环进行详细的介绍，如图1所示，载波环可以包括：第一混频器101，第二混频器102，第一低通滤波器103，第三混频器104，第二低通滤波器105，鉴相器106，鉴频器107，阈值计算单元108，加权判定单元109，数字控制振荡器NCO110以及90°移相器111，其中：
第一混频器101，对输入的源信号与输入的C/A码进行混频，将混频后的信号作为待跟踪信号Ui(t)分别传送至所述第二混频器102和所述第三混频器104；
本领域技术人员可以理解的是，混频器是指输出信号频率等于两输入信号频率之和、差或为两者其他组合的电路。混频器是利用非线性元件，例如二极管，把两个不同频率的电信号进行混合，通过选频回路得到第三个频率的信号，输出信号频率等于两输入信号频率之和、之差或为两者其他组合，所以也称混频器为变频器。现有的鉴频器有多种，比如，加法混频器、减法混频器、三极管混频器、二极管混频器、晶体管混频器、平衡混频器以及参量混频器等等。
在实际应用中可根据具体的信号源可选用不同结构的混频器，例如，本发明实施例选用二极管混频器作为第一混频器101，第一混频器101接收到输入的源信号与输入的C/A码后，对接收到的输入的源信号以及输入的C/A码进行混频，得到混频信号，该信号就是待跟踪的信号Ui(t)；其中，可知的是，C/A码是GPS(Global Positioning System全球定位系统)卫星发出的一种伪随机码，用于粗测距和捕获GPS卫星，其实是一种载波。当然，本申请不对第一混频器的具体结构做进一步限定。
可以理解的是，对于获得的待跟踪信号Ui(t)将作为连续的时间信号分别传送给与第一混频器101电气连接的第二混频器102和第三混频器104，由第二混频器102和第三混频器104分别对待跟踪信号Ui(t)进行后续处理。
第二混频器102，将接收到的所述待跟踪信号Ui(t)与上一时刻对应获得的余弦载波信号Voc(t′)进行混频，得到余弦载波混频信号qp(t)，并将所述余弦载波混频信号qp(t)传送至所述第一低通滤波器103；
可知的是，载波环是个环形的电路，对信号的处理是一个循环的过程，在每一次载波环对信号进行处理后，都会得到针对当前时刻信号的载波，而本次得到的针对当前时刻信号的调整载波相对于下一时刻的信号来说就是上一时刻对应获得的，本发明实施例中提供的一种动态阈值载波环中，由第二混频器102与第一低通滤波器103、鉴相器106、鉴频器107、阈值计算单元108、加权判定单元109、NCO110以及90°移相器111通过电气连接构成余弦载波对应的环路，该余弦载波对应的环路在上一时刻对应获得的余弦载波信号Voc(t′)将与本次接收到的待跟踪信号Ui(t)经过第二混频器102进行混频，得到余弦载波混频信号qp(t)，并将该余弦载波混频信号qp(t)传送至与第二混频器102电气连接的第一低通滤波器103。
第一低通滤波器103，对接收到的所述余弦载波混频信号qp(t)进行滤波处理，获得余弦滤波信号Qp(t)，并将所述余弦滤波信号Qp(t)分别传送至所述鉴相器106和所述鉴频器107；
本领域技术人员可以理解的是，低通滤波器是指允许低于截止频率的信号通过，但高于截止频率的信号不能通过的电子滤波装置，其作用是将信号中的高频成分过滤掉。低通滤波器有很多种，其中，最通用的就是巴特沃斯滤波器和切比雪夫滤波器。已本实施例中的第一低通滤波器103为例，选用的滤波器类型为巴特沃斯滤波器，通过第一低通滤波器103对接收到的余弦载波混频信号qp(t)进行滤波处理，获得余弦滤波信号Qp(t)，并将余弦滤波信号Qp(t)分别传送至与第一低通滤波器103电气连接的鉴相器106和鉴频器107。当然，本发明实施例并不对第一低通滤波器103的具体类型做进一步限定。
第三混频器104，将接收到的所述待跟踪信号Ui(t)与上一时刻对应获得的正弦载波信号Vos(t′)进行混频，得到正弦载波混频信号ip(t)，并将所述正弦载波混频信号ip(t)传送至所述第二低通滤波器105；
与上述第二混频器102对应的，本发明实施例中提供的一种动态阈值载波环中，由第三混频器104与第二低通滤波器105、鉴相器106、鉴频器107、阈值计算单元108、加权判定单元109、NCO110以及90°移相器111通过电气连接构成正弦载波对应的环路，该正弦载波对应的环路在上一时刻对应获得的正弦载波信号Vos(t′)将与本次接收到的待跟踪信号Ui(t)经过第三混频器104进行混频，得到正弦载波混频信号ip(t)，并将该正弦载波混频信号ip(t)传送至与第三混频器104电气连接的第二低通滤波器105。
第二低通滤波器105，对接收到的所述正弦载波混频信号ip(t)进行滤波处理，获得正弦滤波信号Ip(t)，并将所述正弦滤波信号Ip(t)分别传送至所述鉴相器106和所述鉴频器107；
与第一低通滤波器103类似的，第二低通滤波器105同样也选用的滤波器类型为巴特沃斯滤波器，通过第二低通滤波器105对接收到的正弦载波混频信号ip(t)进行滤波处理，获得正弦滤波信号Ip(t)，并将正弦滤波信号Ip(t)分别传送至与第二人低通滤波器105电气连接的鉴相器106和鉴频器107。当然，本发明实施例也不对第二低通滤波器105的具体类型做进一步限定。
鉴相器106，对接收到的所述余弦滤波信号Qp(t)和所述正弦滤波信号Ip(t)进行计算，获得鉴相值Φe，并将所述鉴相值Φe传送至所述阈值计算单元108；
鉴相器，顾名思义，就是能够鉴别出输入信号的相差的器件，是使输出电压与两个输入信号之间的相位差有确定关系的电路。鉴相器的功能就像一个相位监察机构，发现输入信号和反馈信号的相位差别，然后通过合理的方式表示出这个差别，这个表现形式就是电压。常见鉴相器可以分为模拟鉴相器和数字鉴相器两种。就本发明实施例而言，鉴相器106选用的是数字鉴相器，鉴相器106与第一低通滤波器103和第二低通滤波器105分别通过电气连接，对第一低通滤波器103传送的余弦滤波信号Qp(t)和第二低通滤波器105传送的正弦滤波信号Ip(t)进行计算，获得鉴相值Φe，鉴相器106将获得的鉴相值Φe传送至与鉴相值106电气连接的阈值计算单元108。值得说明的是，本实施例不对鉴相器106的具体结构做明确限定。
鉴频器107，对接收到的所述余弦滤波信号Qp(t)和所述正弦滤波信号Ip(t)进行计算，获得鉴频值ωe，并将所述鉴频值ωe传送至所述阈值计算单元108；
本领域技术人员可以理解的是，鉴频器是指输出电压和输入信号频率相对应的电路。按用途可分为两类。第一类，用于调频信号的解调。常见的有斜率鉴频器、相位鉴频器、比例鉴频器等。第二类，用于频率误差测量，如用在自动频率控制环路中产生误差信号的鉴频器。不难理解的是，本发明实施例中的鉴频器107属于上述第二类，用于频率误差测量，鉴频器107具体用于对第一低通滤波器103传送的余弦滤波信号Qp(t)和第二低通滤波器105传送的正弦滤波信号Ip(t)进行计算，获得鉴频值ωe，并将所述鉴频值ωe传送至与鉴相器106电气连接的阈值计算单元108。值得说明的是，本实施例不对鉴频器107的具体结构做明确限定。
阈值计算单元108，对接收的所述鉴相值Φe和所述鉴频值ωe进行阈值计算，并将接收到的所述鉴相值Φe和所述鉴频值ωe与所获得的所述第一阈值Fm、所述第二阈值Fn以及所述第三阈值Pm一起传送至所述加权判定单元109；
阈值计算单元108与鉴相器106和鉴频器107分别通过电气连接，阈值计算单元108分别对鉴相器106传送的鉴相值Φe和鉴频器107传送的鉴频值ωe进行计算，具体的，根据鉴相器106传送的鉴相值Φe计算出第一阈值Fm和第二阈值Fn，根据鉴频器107传送的鉴频值ωe计算出第三阈值Pm。之后，阈值计算单元108将鉴相器106传送的鉴相值Φe和鉴频器107传送的鉴频值ωe与计算出的第一阈值Fm、第二阈值Fn以及第三阈值Pm一起传送至与阈值计算单元108电气连接的加权判定单元109。
加权判定单元109，根据所接收到的所述第一阈值Fm、所述第二阈值Fn以及所述第三阈值Pm与所述鉴相值Φe以及所述鉴频值ωe的关系，确定加权值Δωe和ΔΦe，并将所述加权值Δωe和ΔΦe传送至所述NCO；
不难理解的，加权判定单元109与阈值计算单元108通过电气连接，在接收到阈值计算单元108传送的鉴相值Φe、鉴频值ωe以及第一阈值Fm、第二阈值Fn和第三阈值Pm后，加权判定单元10根据接收到的第一阈值Fm、第二阈值Fn和第三阈值Pm与鉴相值Φe、鉴频值ωe的大小关系，确定出加权值Δωe和ΔΦe，并将确定出的加权值Δωe和ΔΦe传送至与加权判定单元109电气连接的NCO110。
NCO110，根据接收到的所述加权值Δωe和ΔΦe，调制出当前时刻对应的正弦载波信号Vos(t)，并将所述当前时刻对应的正弦载波信号Vos(t)分别传送至所述90°移相器和所述第三混频器；
可知的是，数字控制震荡器NCO(Numerically Controlled Oscillator)是软件无线电、直接数据频率合成器(DDS，Direct digital synthesizer)、快速傅立叶变换(FFT，Fast Fourier Transform)等的重要组成部分，同时也是决定其性能的主要因素之一，用于产生可控的正弦波或余弦波。随着芯片集成度的提高、在信号处理、数字通信领域、调制解调、变频调速、制导控制、电力电子等方面得到越来越广泛的应用。
本实施例中采用NCO110用于调制正弦载波信号，具体的，NCO110与上述的加权判定单元109通过电气连接，在接收到加权判定单元109传送来的加权值Δωe和ΔΦe后，NCO110根据加权值Δωe和ΔΦe所接收到的调制出当前时刻待跟踪信号Ui(t)对应的正弦载波信号Vos(t)，NCO110将调制出的当前时刻对应的正弦载波信号Vos(t)分别传送至与NCO110通过电气连接的90°移相器111和第三混频器104；值得说明的是，对于下一时刻对应的待跟踪信号来说，NCO110调制出的当前时刻对应的正弦载波信号Vos(t)就是上一时刻对应获得的，与下一时刻对应的待跟踪信号一起传送至第三混频器104进行混频。
90°移相器111，对接收到的所述当前时刻对应的正弦载波信号Vos(t)进行90°移相，获得当前时刻对应的余弦载波信号Voc(t)，并将所述当前时刻对应的余弦载波信号Voc(t)传送至所述第二混频器。
本领域技术人员可以理解的是，移相器是指能够对信号的相位进行调整的一种装置，而通常情况下，我们将相位移动90°的移相器称为90°移相器，使用90°移相器可以将正弦波信号变换成余弦波信号，或者将余弦波信号转换成正弦波信号，就本实施例中的90°移相器111而言，90°移相器111用于将接收到由NCO110传送的当前时刻对应的正弦载波信号Vos(t)的相位移动90°，变换得到当前时刻对应的余弦载波信号Voc(t)，之后90°移相器111将得到的当前时刻对应的余弦载波信号Voc(t)传送至与90°移相器111通过电气连接的第二混频器102。同样的，对于下一时刻对应的待跟踪信号来说，90°移相器111获得的当前时刻对应的余弦载波信号Voc(t)就是上一时刻对应获得的，与下一时刻对应的待跟踪信号一起传送至第二混频器102进行混频。
应用本发明实施例，通过第一混频器获得待跟踪信号，并将该信号传送至第二混频器、第三混频器中与对应上一时刻的余弦载波、正弦载波进行混频，再将混频后的信号分别通过低通滤波器进行滤波，分别获得对应的滤波信号；将得到的滤波信号分别送至鉴相器、鉴频器进行计算，分别得到鉴相值以及鉴频值，再通过阈值计算单元和加权判定单元对鉴相值以及鉴频值的进行权值计算，再利用NCO以及90°移相器将获得的权值调制为对应的载波叠加到待跟踪信号。应用本发明实施例，通过对鉴相器和鉴频器的权重进行连续的调整，解决了难以对信号进行连续准确跟踪的问题。
在图1所提供的一种动态阈值载波环的基础上，对于动态阈值载波环中的第一混频器101得到的所述待跟踪信号Ui(t)，表达式可以为：
式中，D(t)表示调制在载波上的数据码，a为源信号的幅值，n为直流分量的均值。
在图1所提供的一种动态阈值载波环的基础上，对于动态阈值载波环中的第二混频器102得到的余弦载波混频信号qp(t)表达式可以为：
式中，待跟踪信号上一时刻对应获得的余弦载波信号
不难理解的是，由于待跟踪信号是连续的时间信号，在相邻的两时刻的待跟踪信号中余弦部分的变化量，可以认为是上一时刻对应获得的余弦载波，将上一时刻对应获得的余弦载波通过第二混频器102与当前时刻的待跟踪信号进行相乘混频，对应可得到当前时刻对应的余弦载波混频信号qp(t)，第二混频器102将混频后得到的余弦载波混频信号qp(t)传送至与第二混频器102电气连接的第一低通滤波器103。
在图1所提供的一种动态阈值载波环的基础上，对于动态阈值载波环中的第一低通滤波器103将接收到的所述余弦载波混频信号qp(t)中的高频成分滤除，获得余弦滤波信号Qp(t)＝aD(t)sin(ωet+θe)，并将所述余弦滤波信号Qp(t)分别传送至所述鉴相器106和所述鉴频器107。
不难理解的是，通过第一低通滤波器103对余弦载波混频信号进行滤波，将余弦载波混频信号qp(t)中的高频成分滤除，获得余弦滤波信号Qp(t)＝aD(t)sin(ωet+θe)，再将所获得的余弦滤波信号Qp(t)分别传送至与第一低通滤波器103电气连接的鉴相器106和鉴频器107。
在图1所提供的一种动态阈值载波环的基础上，对于动态阈值载波环中的第三混频器104得到的所述正弦载波混频信号ip(t)表达式可以为：
式中，待跟踪信号上一时刻对应获得的正弦载波信号
对应的，在相邻的两时刻的待跟踪信号中正弦部分的变化量，可以认为是上一时刻对应获得的正弦载波，将上一时刻对应获得的正弦载波信号通过第三混频器104与当前时刻的待跟踪信号进行相乘混频，对应可得到当前时刻对应的正弦载波混频信号ip(t)，第三混频器104将混频后得到的正弦载波混频信号ip(t)传送至与第三混频器104电气连接的第二低通滤波器105。
在图1所提供的一种动态阈值载波环的基础上，对于动态阈值载波环中的第二低通滤波器105将接收到的所述正弦载波混频信号ip(t)中的高频成分滤除，获得正弦滤波信号Ip(t)＝aD(t)cos(ωet+θe)，并将所述正弦滤波信号Ip(t)分别传送至所述鉴相器106和所述鉴频器107。
不难理解的是，通过第二低通滤波器105对正弦载波混频信号进行滤波，将正弦载波混频信号ip(t)中的高频成分滤除，获得正弦滤波信号Ip(t)＝aD(t)cos(ωet+θe)，再将所获得的正弦滤波信号Ip(t)分别传送至与第二低通滤波器105电气连接的鉴相器106和鉴频器107。
对于图1所提供的一种动态阈值载波环的基础上，鉴相器106对接收到的所述余弦滤波信号Qp(t)和所述正弦滤波信号Ip(t)进行乘积运算，获得鉴相值Φe＝Qpsign(Ip)，并将所述鉴相值Φe传送至所述阈值计算单元108，其中，sign(Ip)为符号函数。
实际应用中，对于鉴相器106来说，本实施例中选用的鉴相器是数字鉴相器，可以理解的是鉴相器106与第一低通滤波器103和第二低通滤波器105分别通过电气连接，对第一低通滤波器103传送的余弦滤波信号Qp(t)和第二低通滤波器105传送的正弦滤波信号Ip(t)进行乘积运算，其中，进行乘积运算可以利用公式Φe＝Qpsign(Ip)，不难计算出鉴相值Φe，鉴相器106将计算出的鉴相值Φe传送至与鉴相值106电气连接的阈值计算单元108。值得说明的是，本实施例也不对鉴相器106的具体结构做明确限定。
在图1所提供的一种动态阈值载波环的基础上，对于动态阈值载波环中的鉴频器107对接收到的所述余弦滤波信号Qp(t)和所述正弦滤波信号Ip(t)进行乘积运算，获得鉴频值并将所述鉴频值ωe传送至阈值计算单元108，其中，Tcoh是相干积分时间，点积Pdot与叉积Pcross分别为：Pdot＝AP(n-1)AP(n)cos(Φe(n)-Φe(n-1))，Pcross＝AP(n-1)AP(n)sin(Φe(n)-Φe(n-1))，式中，AP为信号的幅值。
与鉴相器106对应的，鉴频器107与第一低通滤波器103和第二低通滤波器105分别通过电气连接，本实施例中的鉴频器107可以采用叉积鉴频法对第一低通滤波器103传送的余弦滤波信号Qp(t)和第二低通滤波器105传送的正弦滤波信号Ip(t)进行计算，其中，采用的差积公式可以为：
其中，Tcoh是相干积分时间，点积Pdot与叉积Pcross分别为：
式中，AP为信号的幅值；符号函数sign()能检测出数据比特跳变引起的180度相变。
通过上述表达式不难计算出鉴频值之后鉴频器107将计算出的鉴频值ωe传送至与鉴频器107电气连接的阈值计算单元108，
在图1所提供的一种动态阈值载波环的基础上，对于动态阈值载波环中的动态阈值载波环中的阈值计算单元108，其中的第一阈值Fm通过表达式获得，式中1<a<1.5，
其中的第二阈值Fn通过表达式获得，式中0.5<b<1，
其中的第三阈值Pm通过表达式获得，式中0.5<c<1。
值得强调的是，上式中的n为对应的积分次数，在本实施例中，为了减少运算量，设定的积分次数n均小于一百，比如80，而对上式中的系数a、b、c来说，a、b、c均为常数，这里取得是经验值，本申请并不对具体的a、b、c数值以及积分次数n做明确限定。
在图1所提供的一种动态阈值载波环的基础上，对于动态阈值载波环中的加权判定单元109，根据所接收到的所述第一阈值Fm、所述第二阈值Fn以及所述第三阈值Pm与所述鉴相值Φe以及所述鉴频值ωe的关系，确定加权值Δωe和ΔΦe，可以包括：
所述鉴频值ωe大于所述第一阈值Fm，确定所述加权值Δωe和ΔΦe分别为：
所述鉴频值ωe小于所述第二阈值Fn，且所述鉴相值Φe也小于所述第三阈值Pm，确定所述加权值Δωe和ΔΦe分别为：
式中，j、k为判定常数。
实际工作中，当鉴频值ωe大于所述第一阈值Fm时，载波环于高动态环境中，需要相应地强化鉴频器107，加权值Δωe和ΔΦe分别为：
而鉴频值ωe小于第一阈值Fm，同时鉴相值Φe也第三阈值Pm时，此时频偏较低，需要相应地强化鉴相器106，进行精确跟踪。
需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
本说明书中的各个实施例均采用相关的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范围内。
Claims (10)
1.一种动态阈值载波环，所述载波环包括：第一混频器，第二混频器，第一低通滤波器，第三混频器，第二低通滤波器，鉴相器，数字控制振荡器NCO以及90°移相器，其特征在于，所述载波环还包括：鉴频器，阈值计算单元，加权判定单元；
其中，所述第一混频器对输入的源信号与输入的C/A码进行混频，将混频后的信号作为待跟踪信号Ui(t)分别传送至所述第二混频器和所述第三混频器；
所述第二混频器将接收到的所述待跟踪信号Ui(t)与上一时刻对应获得的余弦载波信号Voc(t′)进行混频，得到余弦载波混频信号qp(t)，并将所述余弦载波混频信号qp(t)传送至所述第一低通滤波器；
所述第一低通滤波器对接收到的所述余弦载波混频信号qp(t)进行滤波处理，获得余弦滤波信号Qp(t)，并将所述余弦滤波信号Qp(t)分别传送至所述鉴相器和所述鉴频器；
所述第三混频器将接收到的所述待跟踪信号Ui(t)与上一时刻对应获得的正弦载波信号Vos(t′)进行混频，得到正弦载波混频信号ip(t)，并将所述正弦载波混频信号ip(t)传送至所述第二低通滤波器；
所述第二低通滤波器对接收到的所述正弦载波混频信号ip(t)进行滤波处理，获得正弦滤波信号Ip(t)，并将所述正弦滤波信号Ip(t)分别传送至所述鉴相器和所述鉴频器；
所述鉴相器对接收到的所述余弦滤波信号Qp(t)和所述正弦滤波信号Ip(t)进行计算，获得鉴相值Φe，并将所述鉴相值Φe传送至所述阈值计算单元；
所述鉴频器对接收到的所述余弦滤波信号Qp(t)和所述正弦滤波信号Ip(t)进行计算，获得鉴频值ωe，并将所述鉴频值ωe传送至所述阈值计算单元；
所述阈值计算单元对接收的所述鉴相值Φe和所述鉴频值ωe进行阈值计算，获得第一阈值Fm、第二阈值Fn以及第三阈值Pm，并将接收到的所述鉴相值Φe和所述鉴频值ωe与所获得的所述第一阈值Fm、所述第二阈值Fn以及所述第三阈值Pm一起传送至所述加权判定单元；
所述加权判定单元根据所接收到的所述第一阈值Fm、所述第二阈值Fn以及所述第三阈值Pm与所述鉴相值Φe以及所述鉴频值ωe的关系，确定加权值Δωe和ΔΦe，并将所述加权值Δωe和ΔΦe传送至所述NCO；
所述NCO根据接收到的所述加权值Δωe和ΔΦe，调制出当前时刻对应的正弦载波信号Vos(t)，并将所述当前时刻对应的正弦载波信号Vos(t)分别传送至所述90°移相器和所述第三混频器；
所述90°移相器对接收到的所述当前时刻对应的正弦载波信号Vos(t)进行90°移相，获得当前时刻对应的余弦载波信号Voc(t)，并将所述当前时刻对应的余弦载波信号Voc(t)传送至所述第二混频器。
2.根据权利要求1所述载波环，其特征在于，所述第一混频器得到的所述待跟踪信号Ui(t)，表达式为：
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式中，D(t)表示调制在载波上的数据码，a为源信号的幅值，n为直流分量的均值。
3.根据权利要求1所述载波环，其特征在于，所述第二混频器得到的所述余弦载波混频信号qp(t)表达式为：
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式中，待跟踪信号上一时刻对应获得的余弦载波信号
4.根据权利要求1-3任意一项所述载波环，其特征在于，所述第一低通滤波器将接收到的所述余弦载波混频信号qp(t)中的高频成分滤除，获得余弦滤波信号Qp(t)＝aD(t)sin(ωet+θe)，并将所述余弦滤波信号Qp(t)分别传送至所述鉴相器和所述鉴频器。
5.根据权利要求1所述载波环，其特征在于，所述第三混频器得到的所述正弦载波混频信号ip(t)表达式为：
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式中，待跟踪信号上一时刻对应获得的正弦载波信号
6.根据权利要求1所述载波环，其特征在于，所述第二低通滤波器将接收到的所述正弦载波混频信号ip(t)中的高频成分滤除，获得正弦滤波信号Ip(t)＝aD(t)cos(ωet+θe)，并将所述正弦滤波信号Ip(t)分别传送至所述鉴相器和所述鉴频器。
7.根据权利要求1所述载波环，其特征在于，所述鉴相器对接收到的所述余弦滤波信号Qp(t)和所述正弦滤波信号Ip(t)进行乘积运算，获得鉴相值Φe＝Qpsign(Ip)，并将所述鉴相值Φe传送至所述阈值计算单元，其中，sign(Ip)为符号函数。
8.根据权利要求1所述载波环，其特征在于，所述鉴频器对接收到的所述余弦滤波信号Qp(t)和所述正弦滤波信号Ip(t)进行乘积运算，获得鉴频值并将所述鉴频值ωe传送至阈值计算单元，其中，Tcoh是相干积分时间，点积Pdot与叉积Pcross分别为：Pdot＝AP(n-1)AP(n)cos(Φe(n)-Φe(n-1))，Pcross＝AP(n-1)AP(n)sin(Φe(n)-Φe(n-1))，式中，AP为信号的幅值。
9.根据权利要求1所述载波环，其特征在于，
所述第一阈值Fm通过表达式获得，式中1<a<1.5，
所述第二阈值Fn通过表达式获得，式中0.5<b<1，
所述第三阈值Pm通过表达式获得，式中0.5<c<1。
10.根据权利要求1所述载波环，其特征在于，所述根据所接收到的所述第一阈值Fm、所述第二阈值Fn以及所述第三阈值Pm与所述鉴相值Φe以及所述鉴频值ωe的关系，确定加权值Δωe和ΔΦe，包括：
所述鉴频值ωe大于所述第一阈值Fm，确定所述加权值Δωe和ΔΦe分别为：
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所述鉴频值ωe小于所述第二阈值Fn，且所述鉴相值Φe也小于所述第三阈值Pm，确定所述加权值Δωe和ΔΦe分别为：
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式中，j、k为判定常数。
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2016
- 2016-04-01 CN CN201610202056.4A patent/CN105891854B/zh active Active
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN105891854A (zh) | 2016-08-24 |
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Application publication date: 20160824 Assignee: Beijing Duwei Technology Co.,Ltd. Assignor: Beijing University of Posts and Telecommunications Contract record no.: X2022980005266 Denomination of invention: A dynamic threshold carrier ring Granted publication date: 20180330 License type: Common License Record date: 20220507 |