CN105849582B

CN105849582B - 用于减小编码孔径雷达中的噪声的方法及设备

Info

Publication number: CN105849582B
Application number: CN201480065367.XA
Authority: CN
Inventors: 乔纳森·J·林奇
Original assignee: HRL Laboratories LLC
Current assignee: HRL Laboratories LLC
Priority date: 2013-12-06
Filing date: 2014-12-04
Publication date: 2018-01-12
Anticipated expiration: 2034-12-04
Also published as: WO2015085120A9; EP3077843A4; CN105874351B; WO2015085120A1; CN105849582A; EP3077848A4; WO2015126505A2; EP3077848A1; EP3077843B1; WO2015126505A3; EP3077843A2; EP3077848B1; CN105874351A

Abstract

一种用于减小编码孔径雷达系统中的噪声的方法及设备，该编码孔径雷达系统发射信号，信号以扫掠的形式发生，其中应用K个扫掠来覆盖编码孔径雷达系统的视场并且在其中每个扫掠发生Q个频率偏移或步长。提供了N个天线元件的阵列，天线元件阵列的每个都有与其耦合的关联的两态调制器。在阵列处接收的能量根据多比特编码的序列调制，编码序列中的编码数目包括至少K乘以Q乘以N，从而与在其多比特编码序列中具有少于K乘以Q乘以N个编码的编码孔径雷达系统相比，减小编码孔径雷达系统中的噪声。

Description

用于减小编码孔径雷达中的噪声的方法及设备

相关申请的交叉引用

本申请要求2013年12月6日提交的名称为“用于处理编码孔径雷达信号的方法及设备”的序号61/912,990美国临时专利申请以及与本申请在相同日期提交的名称为“用于处理编码孔径雷达信号的方法及设备”的S/N 14/561,111美国专利申请(代理人案卷629073)的权益。以上指明的序号61/912,990美国临时专利申请和S/N 14/561,111美国专利申请的公开内容特此以其整体作为参考结合到本文中。本申请也要求2014年12月4日提交的序号14/561,142美国申请的优先权及权益，通过援引将其整体并入到本文中。

本申请涉及2012年6月7日提交的名称为“编码孔径波束分析方法及设备”的序号13/490,607美国专利申请，其公开内容通过援引并入到本文中。

本申请也涉及2012年12月21日提交的名称为“编码孔径波束分析方法及设备”的序号13/725,621美国专利申请，其公开内容通过援引并入到本文中。

关于联邦资助研究或开发的声明

无。

技术领域

本发明讲授为编码孔径雷达(CAR)使用的编码方法，其减小作为孔径编码的结果而典型地存在的模糊(有时称为“乘性噪声”)。本发明的新颖性在于其最小化雷达信号中的模糊，同时提供在指定的视场中的目标的距离、径向速度、以及角度位置的完整信息。本发明保留CAR的全部优势同时通过减小模糊来改善雷达性能。

背景技术

CAR与传统的相控阵雷达不同。与传统的相控阵雷达相比，灵敏度在CAR中常常受限，因为能量典型地在相对短的时期内收集，该时期在使用CAR时由单个雷达距离/多普勒捕获构成。由于此，总的接收到的能量低于，比方说，形成定向波束但随后通过顺序地移动波束至视场内全部波束方向来在较长时期收集能量的传统的相控阵雷达。例如，如果N个波束充满视场，则传统的相控阵雷达在每个波束位置需要一个捕获期，以便总能量将是对于CAR的N倍大。在2013年12月6日提交的名称为“用于处理编码孔径雷达信号的方法及设备”的序号61/912,990美国临时专利申请以及与本申请在相同日期提交的名称为“用于处理编码孔径雷达信号的方法及设备”的S/N 14/561,111美国专利申请(代理人案卷629073)中指明了两类CAR(I类和II类)。本公开内容更加详细地描述了II类CAR以及特别是与I类CAR相比其如何减小(来自乘性噪声)的模糊。

如果延长I类CAR捕获期N倍，则CAR的灵敏度将与对于传统的相控阵相同(其它事物相同)。然而，在该情况中多普勒通道(Doppler bin)的数目增大N倍，增大了I类CAR系统的运算负担。

鉴于I类CAR编码雷达系统的典型的低灵敏度，其可被有效地采用在可以使用短距雷达的情况中，例如，作为汽车雷达，用于在低级的可视环境中降落的旋翼飞机、接近传感器、飞机高度计(用于使用降落)，用于在滑行道或在航空母舰上调遣飞机，等等。然而，如以上指出的，如果需要的话可以增大I类CAR编码雷达系统的灵敏度。

I类CAR提供了用于在与如上述的传统的雷达相比较短的捕获期内捕获关于连续的散射体的3D位置和径向速度的信息的方法及设备。I类CAR技术先前已成为专利申请的主题(见以上指明的美国专利申请)，伴随着用于编码位于每个孔径发射和/或接收元件处的单比特移相器的建议。然而，先前公开的技术产生了非均匀地分散的模糊，有时称为残余模糊或乘性噪声，其减小雷达的灵敏度和动态范围。

本文描述的II类CAR解决这个与I类CAR关联的残余模糊或乘性噪声。

发明内容

本发明通过在描述于以上指明的两个美国专利申请中的先前的CAR编码方案上包括额外的测量来减小以上指出的分散的模糊。额外的测量为对孔径编码求逆及确定元件信号提供足够的组。一旦确定元件信号，可以使用信号的线性组合来在计算上定义在任意的期望的方向并且具有特定的旁瓣特性的有效波束。减小模糊对于雷达传感器是重要的，以便可以达到最大灵敏度和动态范围。

在一个方面中，本发明提供了用于确定反射至少一个发射的RF信号的目标的距离、距离变化率(速度)和方位角度的雷达系统，该雷达系统包括：发射器，其用于发射该至少一个发射的RF信号，发射的信号在雷达系统做出的每个扫掠期间改变频率，发射器做出K个扫掠并且每个扫掠具有每扫掠Q个频移；N个天线元件的阵列，其用于接收该至少一个RF信号；单比特调制器的阵列，在所述单比特调制器的阵列中的每个单比特调制器与相应的天线元件或与在所述天线元件的阵列中的所述天线元件的相应的子分组耦合，用于根据多比特编码来调制来自相应天线元件的信号，其中所述多比特编码从唯一编码中选择，唯一编码的数目等于至少N；混频器；求和网络，其用于将来自单比特调制器阵列的信号的求和施加到所述混频器，混频器将信号的和转换为基带或中频模拟信号；模数转换器，用于检测并转换来自混频器的基带或中频模拟信号为相应的数字信号；以及用于分析相应的数字信号来判断来自至少一个RF信号的至少一个发射源的该至少一个RF信号的到达的方向的装置。

在另一个方面中，本发明提供了用于确定一个或多个反射雷达信号的散射物体的距离(优选地还有距离变化率和方位角度)的方法，其中雷达信号以扫掠的形式发生，具有K个扫掠并且在至少一个扫掠期间发生Q个频移，该方法包括：应用N个天线元件的阵列，天线元件阵列在所述阵列中的每个天线元件具有关联的两态调制器；根据多比特编码序列编码在所述阵列接收到的能量，所述编码序列中的编码的数目在每个频率步长包括至少N个；从而使得能够在接收到散射的信号之后通过数字运算确定距离。

在又一方面中，本发明提供了一种用于减小编码孔径雷达系统中的乘性噪声的方法，该雷达系统发射信号，该信号以扫掠的形式发生，其中应用K个扫掠覆盖视场并且在至少一个扫掠期间发生Q个频移，该方法包括：应用N个天线元件的阵列，天线元件阵列的每一个具有关联的与其耦合的两态调制器；根据多比特编码序列编码在所述阵列接收到的能量，所述编码序列中的编码的数目包括至少N乘以K乘以Q；从而与在其多比特编码序列中具有少于至少N乘以K乘以Q个编码的编码孔径雷达系统相比，减小雷达系统中的乘性噪声。

在再又一个方面中，本发明提供了改进雷达系统的灵敏度和动态范围的方法，其中雷达系统执行视场的雷达扫掠，每个扫掠具有与其关联的不同的发射频率，该方法包括在雷达系统的每个频率步长期间使用一组N个孔径编码来控制N个单比特调制器，N个单比特调制器的每一个都耦合到雷达系统的N个天线元件的阵列的单个天线元件。

附图说明

图1是本发明的实施例的框图并示意地描绘了仅在接收有CAR编码的零差雷达。

图2示出瞬时的发射频率优选地由一系列以每个步长N个编码、每个扫掠Q个步长、每个捕获K个扫掠来重复的相等的频率步长构成。

图3是示出了本文描述的CAR处理技术的框图，其中在天线元件与1-比特移相器之间应用一对一关系。

图3a示出了CAR处理的可替代的实施例，其中多个天线元件(在天线元件的子阵列中)共享单个1-比特移相器。

图3b示出了本文描述的CAR处理技术的另一个可替代的实施例，其中在天线元件与1-比特移相器之间保持一对一关系，但其中天线元件的输出归结到多于一个端口，其中端口由多于一个A/D转换器独立地数字化。

图4a-4d涉及本文公开的在每个频率步长使用共同的一组编码的CAR雷达的仿真，图4a是二维的距离/方位角的切割的图表，其中参考速度等于10m/sec。图4b-4d的图表分别是距离、方位角和速度的一维切割。

图5a-5d涉及使用对每个频率步长有单个不同编码的编码技术的CAR的仿真。图5a是二维的距离/方位角的切割的图表，其中参考速度等于10m/sec，而图5b-5d的图表分别是距离、方位角和速度的一维切割。乘性噪声显见于遍及距离、速度和方位角度空间。

图6a-6d涉及使用对每个频率扫掠有不同编码的编码技术的另一个CAR的仿真。图6a是二维的距离/方位角的切割的图表，其中参考速度等于10m/sec，而图6b-6d分别是距离、方位角和速度的一维切割。乘性噪声现在局限于速度和角度空间而不存在于距离空间。

具体实施方式

本文描述的技术应用在由距离和速度离散化所约束的时期内做出的额外的测量。作为结果，此技术需要比在以上提及的美国专利申请中使用的技术更快的模数转换器(ADC)。但是与以上提及的美国专利申请相比的优势是残余模糊比先前的申请低。

图1示出了CAR编码雷达的框图，其中为了简明的目的，仅在雷达的接收部分采用CAR编码。在发射信号上也使用CAR的可能性在接近此专利的末尾讨论。如果仅在雷达的接收器一侧采用本文公开的CAR编码，雷达更易于设计(并且应用更不复杂，从而在计算上不那么昂贵)。如此，本文公开的仅接收的实施例对于低成本、近距离的雷达系统是优选的，诸如例如可能用在机动车中的，或者其它这种在其中具有与传统的雷达相比较短的目标捕获时期可能极其重要的应用。

信号由雷达发射器11发射到视场上，散射的能量8(从一个或多个目标)由接收元件阵列10接收(阵列10在实际中优选为二维阵列，但一维阵列更便于分析和仿真并且可能在实际中使用)。每个接收到的信号由1-比特移相器12的阵列移相(调制)零或180度。优选地，在天线元件10和移相器12之间有一对一关系。但是在一些实施例中(见图3a)可以具有若干天线元件10组合在一起(合为子阵列10_SA)然后耦合单个移相器12。此方法的缺点是在元件方向图(element pattern)中存在栅瓣，因为子阵列将会彼此间隔大于λ/2(其中λ是雷达系统的标称频率的波长)。栅瓣是不期望的，因为它们减小增益并在不需要的方向上产生杂散辐射。优势是低成本。为了容易示例和解释，图3和3a中仅描绘了几个天线元件10和移相器12，应理解到本文描述的发明的实际实施例将可能采用多很多的这种天线元件10和移相器12。

根据控制字的状态对接收到的散射的信号进行移相(或不移相)，控制字的一比特被应用于每个二进制移相器10(从而控制其对(或不对)接收到的散射的信号执行180度移相)。优选地，控制字是伪随机生成地。从1-比特移相器12输出的移相的(即孔径编码的)信号随后在求和器14处求和。求和器14的输出是输出端口。如果需要，信号可由放大器15放大，随后在混频器16处下变频，并由A/D转换器18进行数字化。图3和3a的实施例具有单个输出端口，但也可以归结到多于一个端口(例如，2、4，等)并使用多个A/D转换器18独立地数字化每个端口，如图3b的实施例所示。这样的优势是增加收集到的能量，改进灵敏度。劣势是增加成本，由于若端口数目倍增则ASIC(以下讨论)数目倍增，若端口数目四倍增则ASIC数目四倍增。

图3、3a和3b的实施例(仅在接收器一侧有CAR编码)中的雷达发射器11可以是对本领域技术人员熟知的标准FMCW雷达架构11。在汽车或其它陆地交通工具应用中，雷达将很可能使用“零差”下变频(扫掠LO)到基带，其典型是从DC到若干MHz。在框11中，元件11a是压控振荡器(VCO)，其在一个特定的实施例中输出76.5GHz调频信号(其它频率也可被使用)。元件11b是耦合器，其分离VCO输出信号并优选地发送一部分到混频器16的本地振荡器端口。VCO功率的剩余部分优选地被发送至功率放大器11c，并且随后在离开发射器框11后，到达发射天线11d。

有许多可能的发射的雷达信号，一个特别方便的是重复的等频率步长序列，其中优选地每个频率步长有N个编码，如图2所示。在发射的信号中的每个步长的编码的数目(N)优选地与天线元件10的数目(N)相同。N个发射的编码(见图2)优选地以与应用于二进制或一比特移相器12的一比特接收编码相同的方式(例如，伪随机地)来选择，但得到的两个矩阵不应选为相同的。此外，由于发射-接收编码组合恰恰是独立的发射和接收编码的乘积(对本领域技术人员而言，雷达响应与发射调制和接收调制的乘积成比例是公知的)，总体编码矩阵是发射编码矩阵和接收编码矩阵元素对元素的点积。从而应该确保总体编码矩阵包含线性无关的列。

在以上指出的先前的专利申请中，编码使用伪随机移相器状态以每扫掠一个编码(一组状态)或每频率步长一个编码来实施。替代地，可以针对发射的信号使用跳频、正弦调制等，但使用线性FM(FMCW)使得公开的实施例能够在接收器中使用快速傅立叶变换(FFT)处理，其由图3和3b更详细地描绘。图3和3b重复图1中示出的多数，但示出了由图3和3b的实施例描绘的FFT函数24₀-24_S-1所进行的FFT处理(优选地由一个或多个CPU或数字信号处理器(DSP)执行)。图1的CPU可令人信服地进行全部所需的FFT处理，但将FFT处理分配至一个或多个专用集成电路(ASIC)，其中每个作为FFTCPU或FFT DSP运行则将在计算上更有意义。这些ASIC应该优选地也执行S个信号掩码函数20₀-20_S-1所需的乘法，其将在下面更详细地描述。尽管在应用的ASIC的数目与针对图3和3b的实施例描绘的FFT函数24₀-24_S-1的数目和S个信号掩码函数20₀-20_S-1的数目之间可以存在一对一关系，优选在单个ASIC中实施所有S个数字通道，因其可能会带来比使用多个ASIC更低的实施成本。所以对于图3的实施例，ASIC的总数目优选地等于仅为一。

再次参考图3，在接收器中，在下变频的信号在A/D转换器18处被数字化后，信号优选地被分离进S个并行通道，其中S是将并行地在计算上定义的波束的数目，并且优选地其中S＝N，N是天线元件的数目。由于这是数字波束成形方法，这里引用“波束”不是指代实际物理的高增益RF波束，而是指在数据收集后数字地形成的(或定义的)“有效”波束。通道的数目优选地等于由例如图1的CPU或更优选地由以上所述的单个ASIC同时(并行地)数字地形成的有效波束的数目。

S(通道的数目)的数值典型地等于天线元件10的数目(以及移相器12的数目)，但如果延迟不是问题，则可以使用较低的S值——在该情况中，与如由图3和图3a的实施例建议的全部同时进行相比，可以顺序地进行“有效”波束的FFT处理。因此，如果通道的数目是S＝N/2(其中S是将并行地在计算上定义的波束的数目而N是天线元件的数目)，则处理将花费两倍时长来处理所有波束。如果仅有部分视场(FOV)要在初始被检查，则也可以使用较低的N值。在这个后面的情况中，信号掩码函数20₀-20_S-1将很可能随时间变化以便集中注意力在初始关注的部分FOV上。

然而，尽管可以针对通道的数目(以及ASIC的数目)应用较低的S值(比方说N/2)，但图3的实施例更具鲁棒性，因为全部的N个波束可以并行地(即，同时)在计算上定义。并且图3b的实施例甚至更具鲁棒性，但通道的数目则增加到比方说2N，同时仍并行地处理N个波束。

S个信号掩码函数20₀-20_S-1中的每一个只是来自A/D转换器18的每个数据采样与针对每个有效波束位置存储在图1的存储器中的数值的乘积。数据采样是复数的(具有实部和虚部)，因为混频器具有由A/D转换器分别数字化的同相输出和正交输出。通常用单个混频器和A/D转换器来描绘此过程，如这里的图中所做的，同时理解到信号是复数的。有许多种方法可以确定存储在图1的存储器中的值(其典型地也是复数)，这些存储的值用在掩码函数20₀-20_S-1中执行的乘法中，并且一个(优选的)用于确定这些数值的方法将在以下解释。这些掩码确定阵列的角波束方向图性能，所以掩码影响主波束方向、波束宽度、旁瓣等。它们通常不随时间变化除非期望随时间修改阵列的波束模式。这是可能的(并且容易达成)，因为全部波束成形优选地是数字完成的。

在每个捕获期间有一串存储的数据采样，其长度N′优选地等于天线元件的数目N。N′个存储的数据采样(称为信号掩码)乘以N′个相继的捕获的信号采样，并且结果被求和，以形成与N′个相继的输入采样对应的一个信号掩码输出值。对下一组N′个输入采样重复此过程以形成下一个信号掩码输出值。作为结果，如果在一个捕获中有M个总的采样，则对每个信号掩码有M/N′个输出值。得到的M/N′个“掩码地”采样随后被布置(至少概念上地)在二维矩阵中，其中每个行对应于特定扫掠的采样，而列对应于顺序的扫掠。

在乘以信号掩码之后，多组N′个相继的采样在每个框22₀-22_S-1被一起求和。在每个框22₀-22_S-1中描绘了一个能够存储N′个相继的多比特数据片段(这里每个数据片段是一个信号掩码值与一个捕获的信号采样相乘的结果，如在前面的段落描述的)的寄存器或存储器，以及一个求和器∑，其中在求和器∑处N′个相继的多比特数据片段被一起求和来对N-元件编码“求逆”并为每个天线元件10生成Q×K矩阵。实部和虚部在求和器∑处分别求和以生成复数结果。于是N′个相继的采样被一起求和，然后这样重复以便另一个N′个相继的采样被一起求和，以此类推。在每次求和后，得到的复数数据值对应于特定的频率步长，因为对加法器的N′个输入值对应于单个频率步长(参见图2)。一旦对于整个捕获完成该信号掩蔽与相加，结果将是一组Q乘以K个数据值，其中Q是每个扫掠的频率步长的数目，而K是每个捕获的扫掠的数目。此数据随后可被组织(至少概念上地)进具有Q行和K列的矩阵中。然后在此数据矩阵上执行在框24₀-24_S-1处的后继的二维FFT处理，其中处理由针对图3和3b的实施例描绘的S个二维FFT函数24₀-24_S-1表示。这些操作对于所有S个数字通道并行地执行。

FFT处理的结果是针对每个通道的数据值的矩阵，其幅值指示在特定的距离(行号)、特定的距离变化率(列号)和一组方位角度(通道)处的散射的能量。该FFT处理是可能的，因为发射的雷达信号由一系列线性FM扫掠构成，如图2所示。图3和3b的CAR处理的一个区别特征是在应用FFT处理(在二维FFT函数24₀-24_S-1处)之前将信号乘以存储的信号掩码(在信号掩码函数20₀-20_S-1处)。

A/D转换器18的处理下游在上面用诸如寄存器、求和器、线性组合、FFT处理的术语描述，并且与框图上的框关联，但应理解到，与通过使用分立的数字电路相比，优选地在适当编程的数字处理器中体现A/D转换器18的全部数据处理下游。

与在以上引用的先前的专利申请中描述的技术相反，本发明在每个频率步长应用数目(N)个编码(优选地等于天线元件12和移相器12的数目)并在每个频率步长以及逐个扫掠的重复相同的编码(通常每次以相同的顺序，但并非必须如此)。编码通常不是伪随机地选择的，尽管只要编码组产生线性无关的场方向图，它们就可以没有性能损失。如果将由第n个天线元件产生的复数域方向图表示为e_n(Ω)，其中Ω是球面坐标角度θ，的简记符号，则由接收元件、移相器与求和网络产生的复数域方向图可以写为

其中S_m，n是“编码矩阵”，定义为针对第m个编码、从第n个元件到求和网络输出的复数发射系数(即，S21)。

编码的数目N′优选地等于移相器12和天线元件10的数目，如以上讨论的(但并非必须如此，亦如以上讨论的)。增大N′引起乘性噪声下降，因而让人可能会自问进一步增大N′以便其大于移相器的数目是否是个好主意？当N′等于移相器的数目，可以对编码求逆并确定在每个元件处的信号。这允许通过形成阵列中的移相的天线元件信号的线性组合来数字地形成一组波束，并且得到的距离/多普勒/角度估计不受由N′小于元件(或移相器)的数目引起的模糊类型(其可被称作“残余模糊”)的影响。增大数目N′至大于移相器数目的数当然是可能的，但是并不认为这样的实施例提供任何额外的性能好处。

对于在距离r，径向速度v，以及角度位置Ω的单个理想散射体，混频器输出电压具有形式：

其中ω_q是弧度频率步长而Δt是每个编码的持续期(于是N′Δt是每个步长的持续期，见图2)。我们将假定频率步长的数目是Q而扫掠的数目是K。选择这些参数来提供期望的距离和速度的分辨率。距离和速度的分辨率由公式(3)给出

尽管负的距离变量在实际中没有意义，在数学上，距离和速度变量涵盖正的和负的数值，所以最大距离和速度(由奈奎斯特判决确定)由公式(4)给出

为确定元件信号我们必须对孔径编码求逆，这可以通过以下方式实现。我们将公式(2)中的混频器输出电压乘以由编码矩阵的逆或伪逆(当S矩阵不是方形时使用伪逆；如果唯一编码的数目不等于元件的数目则必须使用伪逆)生成的场模式的共轭：

并且因此

应注意到这里p第一次出现在以上公式中。我们将在下面(公式9)看到p是第p个天线阵列元件的索引。矩阵S^-1仅仅是S的逆。可以选择正交编码矩阵，以便S^HS与单位矩阵成比例，但这不是必须的。然而，正交的编码矩阵具有优化调节了的优势，因此对数值误差更宽容。

对于依据本发明的实际的雷达，总的捕获时间(或捕获期)N′QKΔt设计为足够短，以便最快的期望目标在捕获期内将不会移动经过多于一个距离单元(range bin)，因为这样的移动会模糊雷达响应。因此优选的是目标在一个捕获期间停留在一个距离单元内，并且因而优选地每个捕获期移动不超过半个距离单元。这样距离单元定义为等于c/(2*Δf)，其中c是光速，而Δf是扫掠的RF带宽。给定此定义，在单个编码期Δt的移动通常小得可忽略。从公式(5)，如果我们假定

公式(6)

则公式(5c)中取决于n′的最后的指数因子可被忽略而没什么误差。使用公式(3)和公式(4)，公式(6)中的上述条件可以表达为

Q＞＞π 公式(7)

该条件在实际中通常被满足，因为Q是距离单元的数目，并且其典型地远大于3。假定应用公式(7)，公式(5c)可被简化为

由于最后一个求和等于单位矩阵(即其中δ_p，m是克罗内克函数)，我们有

此结果清楚地示出变量p对第p个天线阵列元件进行索引。

可以采用在索引p上的这些函数的线性组合来形成具有期望的特性(指向方向、旁瓣，等)的接收波束方向图。例如，可以通过选择元素权重作为由在方向Ω′的目标引起的信号的共轭来在方向Ω′形成波束，其中元素可能乘以孔径锥削(aperture taper)w_p用于控制旁瓣：

其中是元素权重。

应用上述数学运算，但保留原始的混频器信号表达式v_n′,q,k使得我们能够清楚地识别信号掩码值：

数目S_n′(Ω′)是形成信号掩码的N′个复数，每个期望的波束方向Ω′有一组。从以上公式(11)中的最后的等式，将N′个相继的信号采样v_n′，q，k乘以掩码值S_n′(Ω′)并把它们相加。公式(11)中元素权重α_p(Ω′)的选择确定主波束宽度和旁瓣性能，如对本领域技术人员熟知的。读者应注意到S_n′(Ω′)(带有小写的s)是针对每个方向Ω′形成信号掩码的N′个复数，而S_n′，n(带有大写的S)是编码矩阵。此二者间的关系在公式(11)中示出。

然后以常用方式作出距离和速度估计，常用方式诸如在索引q和k上采用公式(11)的二维离散FFT。结果将是提供了散射体(对象)8在雷达的视场中的距离、速度和方位角度的估计的模糊函数。

图4a-4d示出了使用本文描述的处理技术的CAR的计算机仿真结果。仅在接收上使用一组16个正交编码。使用以上参考公式2至10描述的技术来对编码求逆。对该仿真假定一个有16个z向偶极子的线性接收天线阵列，并考虑仅在x-y平面中的波束，以便仅需考虑极向变量φ。对于单个点目标，可以看到目标的位置在距离、速度和phi(φ)空间被很好地定义。下面的表示出了仿真的一些参数，包括N(每个频率步长的编码)、Q(每个扫掠的频率步长)，以及K(扫掠的数目)：

为了比较，图5a-5d示出了仿真结果，其使用对每个频率步长具有不同的编码(并且从扫掠到扫掠不同)的编码方案。在前面表中列出的参数也用于在该仿真中。正如可以清楚看到从此先前的编码方案得到的残余模糊(乘性噪声)。此“噪声”是由于与未知量的数目相比，测量的数目不足。

为了进一步比较，图6a-6d示出了另一个仿真结果，其使用对每个扫掠具有不同的编码的编码方案。在前面表中列出的参数也用于此仿真。现在乘性噪声不存在于距离空间，但存在于(并且更强)速度和方位角空间中。

在以上在段落0047引用的先前的美国专利申请SN13/490,607中，我们描述了移相器的状态如何相对于频率扫掠改变。在那个申请中，我们描述了使用每个频率扫掠一组固定的移相器状态，并且逐扫掠的改变编码。对于那个申请，存在K个编码，其中K等于在视场(FOV)上的扫掠的数目。通过在每个频率步长改变移相器状态来增加编码数目至Q乘以K，其中Q等于每扫掠发射的频移的数目，进一步减小残余模糊，但并未消除它。但针对总的N′乘以K乘以Q个编码而在每个频率步长包括N个编码消除了想要克服的残余模糊。随着N′增加，残余模糊下降。然而，需要不增加N′至无穷大。当N′等于移相器12(其数目等于N)的数目，可以对编码求逆并确定每个元件处的信号。这允许针对阵列创建一组波束，并且得到的距离/多普勒/角度估计不受当N′小于接收元件(或移相器)的数目时发生的模糊类型的影响。这样，优选地N′等于N，即，N′优选地等于移相器12的总数，并且这是真的而不管接收天线元件10布置在一维还是二维阵列中。

在二维FFT处理后，显著的散射体典型地通过对从二维FFT处理输出的数据采用“限阈”来识别，其中任何越过所选阈值的采样被保留而落到阈值下面的采样被忽略。可以应用额外的处理来将显著的采样分组到一起以便识别可能产生许多不同但相关的散射事件的单个的、大的物体。使用这样的处理技术，雷达传感器可以提供诸如这样的功能，例如识别与主机在相撞的路径上的物体。

仅在接收上有CAR编码和在接收与发射上都有CAR编码

在理论上本发明也可以用在雷达的发射侧。但是在实际中这么做有困难。为了保持处理简单且快速(具有低延迟)，距离/多普勒信号的FFT处理是优选的。但为了使用FFT处理，必须确保频率扫掠周期远大于(＞10倍)到最远的目标并返回的时间延迟。并且也必须确保扫掠周期足够短以便对多普勒信号抽样而没有混叠。结果是不能自由任意地选择扫掠周期，所以当增大每个频率步长的编码的数目时，并不能简单地增大扫掠周期。如果许多不同的发射的编码被在不同距离处的目标反射回来并在单个扫掠周期被接收，则必须使用相关处理来确定每个编码到达的时间。这比以上描述的接收侧FFT处理技术复杂得多且在计算上昂贵得多，因此优选对于低成本的应用仅在接收的雷达信号上使用CAR处理，该低成本的应用诸如在汽车雷达应用中使用CAR。但是在对于成本关注较少的军事应用中，当然可能在发射上或在发射和接收上都使用CAR。实际上，也可以使编码间隔(在发射上)非常短并将雷达作为相位编码雷达对待来确定距离。当从这个角度看时，在发射上使用CAR本质上是在每个方向(例如在索引p上)发射不同的相位编码的相位编码雷达。

在接收上的CAR编码不遭受在前面的段落中讨论的时机问题，因为编码全部在同时完成，因此不需要相对于编码有时间延迟(当在雷达接收器使用CAR时)。

从这两个比较可以看到本发明在减小乘性噪声并从而增大使用CAR的雷达的灵敏度和动态范围上的优势。

随附的附录A是将在此专利申请提交日期后发表的文章。在本文中作为援引而并入的附录A提供了有关本发明与其它雷达方案相比的优势和劣势的额外的背景信息和额外的技术信息。

此处总结本发明的实施例的描述。前述的这些实施例的描述为示例和描述的目的来呈现。并不意为详尽无遗的或者限制本发明为公开的确切的形式或方法。鉴于以上的教授，许多更改和变化是可能的。意为本发明的范畴不是由此详细描述限定，而是由本文所附的权利要求限定。

本文描述的全部元件、部件和步骤是被优选包括的。应理解到这些元件、部件和步骤中的任意者可以由其它元件、部件和步骤来替代或者被一起去除，如对本领域技术人员显而易见的。

大体上，此文书公开了至少以下内容：

一种用于减小编码孔径雷达系统中的噪声的方法及设备，该编码孔径雷达系统发射信号，信号以扫掠的形式发生，其中应用K个扫掠来覆盖编码孔径雷达系统的视场并且在其中每个扫掠发生Q个频率偏移或步长。提供了N个天线元件的阵列，天线元件阵列的每一个都具有与其耦合的关联的两态调制器。在阵列处接收的能量根据多比特编码的序列调制，编码序列中的编码的数目包括至少K乘以Q乘以N，从而与在其多比特编码序列中具有少于K乘以Q乘以N个编码的编码孔径雷达系统相比，减小编码孔径雷达系统中的噪声。

此文书也呈现了至少以下概念。

概念1.一种用于估计反射至少一个发射的RF信号的一个或多个目标或物体的距离、距离变化率(速度)和方位角度的雷达系统，该雷达系统包括：

发射器，其用于发射该至少一个发射的RF信号，该发射的信号在雷达系统做出的每个扫掠期间改变频率，该发射器每个捕获进行K个扫掠，并且每个扫掠具有每扫掠Q个频移；

N个天线元件的阵列，其用于接收该至少一个RF信号；

单比特调制器的阵列，在所述单比特调制器的阵列中的每个单比特调制器与相应的天线元件或与在所述天线元件的阵列中的所述天线元件的相应的子分组耦合，以便根据多比特编码来调制来自相应的天线元件的信号，其中所述多比特编码从唯一编码中选择，唯一编码的数目等于N，其中N个唯一编码在每个捕获期间重复Q·K次；

混频器；

求和网络，其将来自单比特调制器阵列的信号的和应用到所述混频器，混频器输出同相的和正交的输出信号；

一个或多个模数转换器，其用于检测并将来自混频器的同相的和正交的输出信号转换为相应的数字信号；

用于对相应的数字信号应用S个信号掩码，由此生成相应的数字信号的S个不同的掩蔽版本的装置；

用于对相应的数字信号的所述S个不同的掩蔽版本求和以生成其求和版本的装置；以及

用于执行相应的数字信号的S个不同的掩蔽版本的求和版本的二维FFT处理，以估计所述一个或多个目标或物体的距离、距离变化率(速度)和方位角度的装置。

概念2.如概念1所述的设备，其中单比特调制器的阵列包括两态移相器的阵列。

概念3.如概念2所述的设备，其中两态移相器是0°/180°移相器。

概念4.如概念1至3所述的设备，其中用于对相应的数字信号应用S个信号掩码以生成相应的数字信号的S个不同的掩蔽版本的装置是乘法器。

概念5.如概念4所述的设备，其中用于分析相应的数字信号的装置进一步包括限阈装置，其被应用于由二维FFT处理生成的数据，以便丢弃不超过所选阈值的数据。

概念6.如概念1至5所述的设备，其中单比特调制器的阵列包括N个单比特调制器的阵列，并且其中N个天线元件的阵列中的每个天线元件耦合到N个单比特调制器的阵列中的单独的单比特调制器。

概念7.如概念1至6所述的设备，其中发射器在至少一个发射的RF信号的每个频移期间发射N个编码。

概念8.一种用于确定一个或多个反射雷达信号的散射物体的距离的方法，其中雷达信号以扫掠的形式发生，其中使用K个扫掠来覆盖视场的捕获并且在至少一个扫掠期间发生Q个频移，该方法包括：

使用N个天线元件的阵列，所述天线元件的阵列在所述阵列中的每个天线元件具有关联的两态调制器；

根据多比特编码序列编码在所述阵列处接收到的能量，所述编码序列中的唯一编码的数目等于N，其中N个唯一编码在每个捕获期间重复Q·K次；

由此允许在接收到散射信号之后，通过数字运算来确定距离。

概念9.如概念8所述的方法，其中发射的和/或接收的能量是根据所述多比特编码序列、相对于天线元件的阵列的每个元件来0/180度相位编码的。

概念10.如概念8或9所述的方法，其中关联的两态调制器形成大小为N的关联的两态调制器的阵列，以便在N个天线元件的阵列中的每个天线元件各自地耦合到阵列N关联的两态调制器中的单个关联的两态调制器。

概念11.如概念8至10所述的方法，其中数字运算包括依据所述多比特编码序列对在所述阵列处接收的能量的快速傅立叶变换(FFT)处理。

概念12.一种用于减小编码孔径雷达系统中的噪声的方法，该雷达系统发射信号，该信号以扫掠的形式发生，其中使用K个扫掠覆盖视场的捕获并且在至少一个扫掠期间发生Q个频移，该方法包括：

使用N个天线元件的阵列，天线元件的阵列的每个具有与其耦合的关联的两态调制器；

根据多比特编码序列编码在所述阵列处接收到的能量，所述编码序列中的唯一编码的数目等于N′，其中N′个唯一编码在每个捕获期间重复Q·K次；

由此与在其多比特编码序列中具有少于N′个编码的编码孔径雷达系统相比，减小所述雷达系统中的噪声。

概念13.如概念12所述的方法，其中发射的和/或接收的能量根据所述多比特编码序列、相对于天线元件的阵列中的每个元件被0°/180°相位编码。

概念14.如概念12或13所述的方法，其中关联的两态调制器形成大小为N的关联的两态调制器的阵列，以便N个天线元件的阵列中的每个天线元件各自地耦合到阵列N关联的两态调制器中的单个关联的两态调制器。

概念15.如概念12至14所述的方法，其中数字运算包括根据所述多比特编码序列对在所述阵列处接收的能量的快速傅立叶变换(FFT)处理。

概念16.一种改进雷达系统的灵敏度和动态范围的方法，其中雷达系统在视场的捕获期间执行雷达扫掠，每个扫掠具有与其关联的不同的发射频率，该方法包括在雷达系统的每个频率步长期间使用一组N个孔径编码来控制N个单比特调制器，N个单比特调制器的每个都耦合到雷达系统的N个天线元件的阵列的单个天线元件。

附录A

使用孔径编码的低延迟雷达

Jonathan J.Lynch，成员，IEEE

(脚注)此手稿接收于？/？/2014。此工作部分地由DARPA在合同W911QX-12-C-0033下支持。

(脚注)J.J.Lynch在美国加州90265马里布HRL实验室有限责任公司(邮箱：jjlynch@hrl.com)。

摘要-介绍了一种称为编码孔径雷达(CAR)的数字波束成形雷达的手段，其应用单比特移相器和单个收发器来在短的捕获期内估计散射体的距离、速度和方位角度。来自视场中的全部角度的散射信息在单个距离/速度捕获期间被收集并且后续的处理为每个波束方向生成距离/速度矩阵。CAR以低延迟提供距离、速度和方位角度的估计并且仅需要单个收发器。与传统的相控阵和数字波束成形雷达相比，由于CAR接收较低的总能量的情况，这些优势伴随着SNR的降低而实现。此外，对于需要大数目的距离、速度和角度单元的应用，在一个捕获期内获得足够数目的测量可能是不实际的。采用减少的测量组引起“残余模糊”，其水平显示为与总的接收的能量成比例。

关键词-数字波束成形雷达，孔径编码，汽车雷达

I.介绍

雷达传感器应用在军用和商用都有的众多应用场合，并且改进性能和/或降低成本的技术持续被关注。在过去十年间，汽车雷达的开发者开始利用从BiCMOS(更最近是RFCMOS)可获得的高度集成来为在76.5GHz的数字波束成形实施多个接收通道[1]。随着多输入多输出(MIMO)雷达的到来，开发者也开始实施多个发射通道来为双向天线方向图启用波束成形。这些技术很大程度上目标在于改进空间分辨率以便机动车安全系统可以更多依赖雷达传感器，特别是在险恶天气中，以及改进针对避免撞击的预测能力[2]。机动车制造商终究关注能够导航穿过繁忙市区而有很少或没有人为干预的自动驾驶的交通工具[3]。如果成功，这样的系统将可能通过减少人为错误的可能性来显著提高机动车安全。

高的空间分辨率通常意味着在视场中有许多波束。衍射限制的波束的数目大约等于用于数字波束成形(DBF)的接收通道的数目，因此生成几百个波束有着高价位，即使使用CMOS。如果实施传统的相控阵(PA)手段，在每个元件后面有多比特移相器，则成本是比延迟小的问题。对于PA情况，高增益笔形波束必须扫描视场，导致高的系统延迟。然而，满足要求的径向速度分辨率需要在给定的运行频率上有足够长的捕获时间，因此不能通过减少捕获时间来减小整体延迟而不牺牲速度分辨率。

此论文介绍了我们称为编码孔径雷达(CAR)的概念，其应用相对简单、低成本的架构来在发射和/或接收实现数字波束成形。CAR可以适应大数目的波束而没有相控阵列的延迟问题并且没有需要下变频并在每个接收元件处进行数字化的传统数字波束成形的复杂性和高成本。单比特调制器，典型是移相器，位于每个天线元件后面，并且在捕获的过程中顺序经过一组发射和/或接收移相器状态，或者孔径编码。知晓了天线元件模式和移相器状态，可以数字地处理来自单个捕获的传感器信号来为视场中的所有散射体估计距离、速度和方位角度。

此手段的优势是来自视场中的所有散射体的信息在等于对等DBF雷达所用的时期内被收集。并且CAR的架构显著地比DBF雷达简单，并且由于移相器只需要一个比特，其具有比传统的PA更简单的RF组件。CAR的劣势是收集了比PA或DBF雷达都更少的能量，因此CAR的信噪比(SNR)比较低。这使得CAR适用于其中SNR不是显著关注点的应用，主要是那些涉及短距离的。CAR的多数实际实施的另一个劣势是一个我们称为残余模糊的效应，并且其是在捕获中对于未知量(即，距离、速度和空间单元)的数目收集数据点数目不足的结果。在此论文中CAR的优势和劣势被描述和量化。

有其它出版物描述应用单比特移相器的雷达，但CAR在特定方面与这些雷达不同。在MIMO雷达的情况中，编码典型地仅在发射侧做出，同时在接收侧有用于额外的数字波束成形的多个接收通道。此外，MIMO典型地应用全组正交编码以便发射的信号可被明确地确定[4]。如我们将在此论文中解释的，在发射侧应用全组正交编码的CAR手段本质上是MIMO雷达，但是在接收侧也有孔径编码。我们的CAR手段的区别特征是采用单个收发器通道来降低成本，而不需要在短时期内发射大组的正交编码。对于具有数百个波束的MIMO雷达传感器，必须实施极其快(并且昂贵)的编码切换，或者必须容忍长延迟时间。当然，减小编码组的大小伴随着代价，即残余模糊。此效应在本论文中定量描述。

另一个类似于CAR的手段包含在[5]中，被称为扩展频谱数字波束成形，并且应用单比特移相器用于波束成形。此手段和CAR之间的主要区别是前者在每个编码期间发射并接收完整的雷达信号(例如，线性FM脉冲(chirp))。由于编码期典型地非常短(纳秒)，这需要极其高的调制速率，由此有名称中的术语“扩展频谱”。相反，CAR典型地在雷达信号发射过程中顺序经过孔径编码。其结果是慢的调制速率和低的基带带宽，带来低成本。

本论文的主要贡献是对CAR手段的优势和限制的分析。结果示出了相对简单的CAR架构能够从单个捕获用单个收发器估计距离、速度和方位角度，从而降低延迟和成本。然而，由于接收到的能量的减少，此延迟改进伴随着SNR降低，以及限制灵敏度的残余模糊。我们的分析显示对于单个目标和随机的编码，残余模糊的均方水平是以M为倍数低于峰值水平，其中M是一个捕获中的编码的数目。此外，对于复杂的散射环境，残余模糊与来自所有贡献者的平均的接收到的信号能量成比例。当存在例如道路混乱时估计残余模糊时这个最后的结果是有用的，因为接收到的能量可以通过道路表面的归一化的雷达横截面(RCS)的相对简单的积分来估计。

II.编码孔径雷达技术

A.雷达传感器模型

尽管CAR可以用许多类型的雷达架构来实施，频率调制连续波(FMCW)雷达在成本和复杂度方面有优势，该优势长久以来使其对于汽车雷达应用具有吸引力，因此本论述中将采用FMCW。图1中示出了FMCW CAR的前端的框图，以及在其功能描述中使用的多种参数。这个零差雷达将接收到的信号与具有相同调制的本地振荡器(LO)参考混频，在混频器输出处最小化带宽。发射阵列由划分网络供给，接收阵列后接合并网络，于是仅需单个RF收发器，最小化成本。单比特调制器(例如，0/180度移相器)位于每个天线元件后面。纳入在硬件中设置的额外的伪随机固定相位偏移，在全部移相器设置到相同的值时消除定向波束。定向波束是不期望的，因为CAR手段试图从所有方向为每个数据采样收集信息。

(图上文字)Fixed phase shift固定的相位偏移；Binary modulators二进制调制器

图1CAR前端的框图。二进制调制器位于每个元件后面，用于天线元件的伪随机固定相位偏移消除定向波束的可能性。划分和合并网络允许来自于单个收发器的操作，从而降低成本。

我们将应用简单的雷达模型来最小化数学复杂度同时保持CAR的最重要特性。在附录A中详细描述的特定情况下，理想的点目标引起的混频器输出电压采样的集合将具有以下形式

其中我们使用Ω作为极角θ，φ的简记符号。在原理上，此模型允许发射和/或接收编码，但是对发射编码，其隐含地假定每个发射编码间隔远长于最大目标延迟。这在实际中通常并非如此，但此处做此假定以便简化数学计算。发射上的编码在接收到的编码中引入取决于目标距离的时间延迟，类似于传统的相位编码，当这样的延迟近似于往返延迟时，必须实施相关(与FFT相反)处理。对于接收上的编码，模型对此方面不限制，由于接收到的信号总是在相同的时刻调制。瞬时频率是ω_m＝ω(mΔt)而瞬时距离是r_m＝r₀+v·mΔt，其中r₀是捕获起始时的目标距离，v是目标径向速度(假定为常数)。矩阵和被称为发射和接收编码矩阵，并且模型化单比特移相器以及划分/合并网络的行为。来自发射元件的辐射场由给出，在全部其它元件以参考阻抗终结时取得，对于接收元件类似。为了简明，假定散射体仅在径向移动。在一个捕获期内在角度方向的额外移动引起目标暗淡，如同在传统的雷达中。

由于雷达信号取决于发射和接收编码矩阵与场函数的乘积，通过采用经过全部可能的发射-接收配对组合的单个下标可以简化记号。令N＝N_TxN_Rx是组合的数目，(1)可被简写为

针对混频器输出电压采样的该表达式，或类似的版本将作为后续分析的起点。

矩阵S将被称为编码矩阵，它的选择和关联的实施直接影响雷达的性能和成本。S的每个列包括用于一个特定的发射和接收天线元件配对的编码组，在时间索引为m＝0，1，...，M-1的捕获期上由索引n指定。类似地S的每个行包括用于在每个时间步长的N个发射-接收组合的编码组。编码矩阵通常不是方形的。本论文的目标之一是量化编码矩阵对雷达性能的影响。注意标记是灵活的，允许对发射、接收或二者编码。

B.模糊函数

匹配的滤波器手段使得我们能够以直接的方式估计在任何距离、速度(理解为径向成分)和方向的散射截面。我们将混频器电压(2)乘以由在距离r′、速度v′和角度Ω′的点目标产生的信号的共轭，并且在捕获期内取平均来获得模糊函数：

其中(复数的)发射-接收阵列增益幅度定义为

将(2)插入(3)并使用(4)给出

其中δr_m＝r_m-r′_m。模糊的峰值发生在δr_m＝0和Ω＝Ω′：

为考虑额外的随机噪声的影响，我们增加零均值噪声序列u_m到(2)中的混频器信号。注意(5)是模糊函数在增加零均值噪声时的平均值。应用来自(3)匹配的滤波器处理而v_m＝u_m，关于平均值的均方波动是

其中噪声处理的功率谱密度(PSD)被假定为上至半抽样速率是平坦的并且再往上是零(以避免混叠)，于是注意是预积分噪声水平，而是后积分噪声水平。(6)和(7)一起示出对于单点目标的信噪比是

其与天线增益大约等于阵列元件的平均增益的传统的雷达是相同的结果。这可以通过用(4)代入(8)并注意对于大的编码矩阵有来看出，于是

其中G^Tx和G^Rx是发射和接收阵列元件的平均的实现增益。这样，CAR的SNR大约比形成定向的发射和/或接收波束的对等相控阵雷达低N倍。较低的SNR是被期望的，因为CAR在单个捕获期中从视场内的所有角度获取信息，从而接收较少的总能量。相控阵需要多个捕获期，每个波束位置一个，来以相等的分辨率获取相同的信息，从而以等于视场中的波束的数目的倍数接收比CAR更多的总能量。如果CAR的捕获期被扩展，以便其等于PA的总捕获期(即，在整个视场上)，则SNR将是相同的。类似地，具有多个接收通道的数字波束成形阵列也将以等于接收通道的数目的倍数呈现CAR之上的能量(并且从而SNR)改进。CAR的主要优势是在单个捕获期中估计距离、速度和方位角度，最小化延迟。但是由于收集到的能量的相对较小的量，这必然伴随着降低的SNR的代价。

(图上文字)Ambiguity模糊；Range距离；Velocity速度；Angle角度

图2.对仅在接收上编码以及对单个点目标的仿真的模糊函数。虚曲线示出平均残余模糊水平，低于峰值大约42dB。全部绘图假定θ′＝90度。(a)模糊函数幅度对距离，对于v′＝10m/s，φ′＝30度。(b)模糊函数幅度对速度，对于r′＝25m，φ′＝30度。(c)模糊函数幅度对phi，对于r′＝25m，v′＝10m/s。

C.使用二进制移相器的随机编码的CAR

有许多选择编码矩阵S的方式。一个允许简单的硬件实施的手段是用单比特(0/180度)移相器调制每个天线元件信号，等价于乘以土1。一个选择编码矩阵元素(移相器状态)的特别简单的方法是以平均几率的+1或-1随机地选择每一个。也有优势的是为每个发射和接收天线元件引入伪随机地选择的相位偏移(在0到360度之间，通过在硬件中变化线长来实施)以便在全部移相器状态相等时防止定向的波束。这样的随机编码是易于分析地对待的，并且大大地帮助理解CAR。

为了给出这样的孔径编码的效应的感觉，图2示出了由单个发射天线(即，没有发射编码)和有16个间距半个波长间隔的理想的z向半波偶极子接收天线的线性阵列计算出的仿真的模糊函数(没有随机噪声项)的绘图。单个理想的点目标位于25m距离，10m/s径向速度，以及角度θ＝90度和φ＝30度。用针对每个频率步长不同的编码和16，384个编码来应用二进制移相器的随机编码。图形显示了模糊函数在距离、速度和phi空间的三个切割。在全部三个切割中可以清楚地看出模糊峰值。然而，不像传统的雷达，模糊并不持续下降远离峰值，而是在距离和速度切割中到达“有噪声的”界限。这不是随机的噪声，而是确定性的。模糊函数各处的值取决于目标参数r，v和Ω以及参考值(独立的变量)r′，v′和Ω′。

1)残余模糊

我们将模糊函数仅由孔径编码引起的这个特定的“噪声特性”称为“残余模糊”。一个描述其特征的简单方法是考虑在其它方面相同而仅在移相器状态和天线元件相位偏移的选择上不同的系统的整合。对于理想的划分/合并与相偏网络，编码矩阵元素采用值

其中ε_m，n是具有相等概率的+1或-1并且γ_n以均匀概率分布取0到2π之间的值。因子解释了在理想的被动式合并/划分网络(例如威尔金森合并器的网络)之中不可避免的衰减。

模糊函数对编码的整合的平均值通过将(4)代入(5)中并取整合平均来得到

中间加括弧的项可以通过注意ε_m，n和γ_n是独立地选择的来评估

其中δ_n，n′是克罗内克函数。将(12)用于(11)中给出编码-平均模糊

此结果与没有编码的FMCW雷达相同，说明在平均意义上CAR像传统的雷达一样运作。然而，在均值左右的波动是显著的并且必须被特征化。

计算在同一个编码整合上在均值左右的波动给出(见附录B)

精确到1/N量级。这个水平的波动可以与平均信号能量直接关联，使用(2)并假定随机的编码，平均信号能量是

这样残余模糊波动与平均能量成比例

其中平均取自编码的整合上。(16)中的角度依赖仅仅是匹配的滤波器处理的产物并且可以通过修改匹配的滤波器的比例因子来去除。此结果显示，对于随机编码，残余模糊在距离、速度和角度空间均匀散布(不包括比例因子)并且与接收到的信号能量成比例。来自(16)的均方模糊在图2a至2c中以虚线绘出。

注意(16)非常类似于(7)(因为)。这些结果显示当信号能量下降到预检测的噪声水平以下时，残余模糊将下降到噪声下限以下。

对于单个点目标，与峰值相比残余模糊水平可以由(13)(具有δr＝δv＝0和Ω＝Ω′)和(14)计算出

并且是在一个捕获中的编码的数目的倒数。这样，通过增加编码的数目可以将残余模糊做到任意地小，但其通常被实际考虑限制，诸如实施快速编码切换的成本。

残余模糊水平与信号能量的关系(16)对多个散射体的情况也维持。获自连续的散射体的混频器信号可以使用线性叠加来表达：

执行类似于(但更冗长)以上对于点目标所呈的分析，我们得到相同的结果(16)，其中信号能量由(15)中的第一个等式定义。这并不奇怪，因为来自一个点散射体的残余模糊贡献在模糊空间是均匀散布的。但是这个结果是有用的，因为总的信号能量可以在复杂的散射环境中被估计，例如，通过积分道路表面的归一化的雷达横截面[6]。这样的复杂环境的计算机仿真在计算上是密集的并且需要长的仿真时间。结果(16)允许更高效地估计由于这样的环境影响带来的均方残余模糊水平。

2)残余模糊的来源

残余模糊是由于对于待估计的参数(即未知量)的总数而言不足的测量数目引起的。在此章节我们示出如何完全消除它，或者如果发现完全消除不实际则通过选择编码方案来管理它，其中编码方案在模糊空间中的距离或速度坐标上消除它。

(图上文字)Q samples per sweep每个扫掠Q个采样；K sweeps per acquisition每个捕获K个扫掠

图3.锯齿雷达波形的瞬时频率。每个采样在一个频率步长期间以每个扫掠Q个抽样和每个捕获K个扫掠取得。在本论文大部分我们假定每个频率步长有不同的编码。

使用接收到的雷达信号来为在距离、速度和角度空间的每个“单元”估计雷达横截面(RCS)。单元的数目、大小和位置由雷达信号自身和后续的处理来确定。不管单元(binning)如何被确定，每个混频器电压抽样v_m都线性地有关在单元中的散射体的RCS：

其中σ_i是在第i个单元(不管如何计数的)的散射体的总的有效RCS。在矩阵标记法中，此关系读作v＝Aσ，并且匹配的滤波器处理提供了RCS在比例因子内的估计的

矩阵A^HA可以被看作将实际RCS关联到估计值的模糊矩阵。如果A是正交的，则匹配的滤波器处理提供明确的解。如果A是方形且满秩的，可以通过求逆得到解。

在实际中可能有比单元少的测量，通常阻止明确的估计。在CAR的情况中，我们尝试使用单个捕获来确定RCS。对于大数目的单元，这可能需要过高地快速编码排序，迫使应用不足的测量组。当测量的数目少于单元的总数，(19)是欠定的并且A^HA不能是对角的。典型地，A^HA是接近对角的，但是具有体现残余模糊的小的不在对角线上的元素。如果RCS向量足够稀疏，则可以使用压缩感知的方法来获得明确的估计。然而，对于具有大数目的单元并且需要低的处理延迟的应用，压缩感知可能是不实际的。

进一步的定量分析需要选择特定的雷达波形。锯齿FMCW波形对于汽车应用是受欢迎的，因为它实施直接，对距离-速度处理应用低延迟FFT，并且提供(理想地)明确的距离-速度估计。图3中示出的锯齿波形，由一系列具有带宽Δω和扫掠期T_S的线性的频率扫掠ω_q＝ω₀+ΔωqΔt/T_S构成。我们假定每个扫掠(索引q)有Q个抽样，并且每个捕获(索引k)有K个扫掠，具有抽样周期Δt＝T_S/Q。瞬时距离是r_q，k＝r₀+(q+kQ)vΔt。在(13)中使用这些表达式，编码-平均模糊是

这个近似忽略在耦合项之间的扫掠、二次方时间变化的项以及常数相位因子。在实际中耦合项通常不可忽略，但是它们的影响并不改变模糊函数的基本特性，并且省略它们简化了代数运算。

现在可以评估单元的总数。以上结果显示，有Q个单元间隔(距离分辨率)Δr＝πc/Δω的距离单元(尽管这些的一半对应于负的距离并且通常被忽略)，以及K个单元间隔(速度分辨率)Δv＝πc/(ω_OKT_S)的速度单元，假定距离和速度限制到和来避免混叠。我们假定角度单元间隔(称为角度分辨率，遵循与对距离和速度相同的惯例)由衍射限制，因为在实际中通常如此。超过衍射极限的分辨率在理论上是可能的，但是大体上涉及需要在天线元件场的认知上不实际地高精度的、条件很差的矩阵。假定发射和接收阵列有相等的元素数目，对设计良好的阵列将有数量级N_Tx＝N_Rx的波束充满视场。从而，总共有QKN_Tx个总的单元(未知量)。

到目前为止在分析中每个频率步长应用不同组的移相器状态(即，编码)，同时对每个扫掠有不同组的编码。这样，编码的总数是M＝KQ，并且以等于波束数目的倍数小于单元的总数。如我们所见的，这产生了残余模糊，其均方水平位于以M为倍数低于点目标的峰值。具有定向的波束的传统的相控阵雷达并不呈现此类残余模糊，因为KQ个测量是针对N_Tx个波束位置的每一个做出的，为未知量的数目提供了足够数目的测量。付出的代价是与CAR相比以N_Rx为倍数增加了延迟。数字波束成形雷达有N_Rx个接收器，也为未知量的数目提供了足够数目的测量。付出的代价是与CAR相比增加了成本和复杂度。

3)满秩编码

可以以每个步长多个编码来增加测量的数目，而不是采用每个频率步长一个编码。采用每个步长N个编码，如图4所示，使得来自所有发射-接收配对的元件信号被明确地分离。在每个步长重复相同的编码允许获得距离、速度和角度的估计而不受残余模糊影响。在发射侧，MIMO雷达中普遍使用类似的编码方案。

(图中文字)Nsamples per step，repeated at each step每个步长N个采样，在每个步长重复；Q steps per sweep每个扫掠Q个步长

图4.对满秩编码，具有每个频率步长N个编码的瞬时频率。编码在每个步长重复，并且又对每个扫掠重复。这个编码重复消除了残余模糊(如这里定义的)，但是需要高的编码切换速率。

这样的编码产生形式如下的混频器信号

其中距离是r_q，k，l＝r₀+(l+qN+kQN)vΔt而l是N个编码的编码索引。鉴于全部N个编码必须在每个频率步长处执行，单个编码间隔期间的距离变化典型地是小的，因此l对距离的依赖性通常可以被忽略：r_q，k，l≈r₀+(q+kQ)vNΔt。由于S_l，n是N×N编码矩阵，我们可以通过用(22)乘以它的逆来消除它。为最佳条件假定编码矩阵是正交的，于是有

然后即可应用波束成形权重的组来选择期望的波束方向、旁瓣水平，等等，后接传统的距离/速度处理。得到的模糊函数不受残余模糊影响，因为我们对于给定的未知量数目有正确的测量数目。

从性能的立场上，满秩编码大体是所期望的，但是通常不实际。随着编码间隔Δt变短，所需的A/D转换器抽样速率可能变得过度高。不可能扩展捕获时间而不增加速度分辨率，导致高的计算吞吐量和成本。对于商业应用诸如汽车雷达，可能被迫减少每个捕获的采样数目并接受得到的残余模糊。

D.计算的考虑

CAR是数字波束成形的手段并且需要可观的计算，所以值得将其与DBF雷达比较。在CAR中，通过并行地对全部波束位置计算距离-速度矩阵来最小化延迟。图5中示出了框图。实施(3)的匹配的滤波器处理需要对于整个捕获的信号采样v_m乘以“信号掩码”对每个期望的波束位置Ω′有不同的序列。在这个运算之后，遂以矩阵形式安排每个掩蔽的数据序列并且执行二维FFT，得到对于每个波束位置存在距离-速度矩阵。这些运算在IC中易于实施，因为单个数字处理路径对每个波束位置重复，而没有数据在路径之间流动，并且可以简单地如同在单个芯片上一样实施在多个芯片上。

(图中文字)A/D模/数；Beam Mask波束掩码；2D FFT二维快速傅里叶变换

图5.CAR数字处理的框图。数字A/D流被划分为N个独立的并行通道。每个波束掩码对应于一个波束方向并且由每个数据采样和存储的值的复乘积构成。二维FFT输出为N个波束方向提供距离/速度矩阵。

DBF雷达处理可观地更加复杂。例如，将N个接收器的M个混频器输出电压抽样记为v_m,n，通过加权并求和每个采样N次形成N个波束：

这要求在整个阵列上的每个A/D抽样乘以N个权重并形成N个求和的值。这样可能源自阵列中的许多不同IC的全部的数字化的元件信号必须被耦合到一起。当为了相对较小的阵列而使用高集成水平的CMOS时这可能是直截了当的，但当考虑几百个元件并且需要低延迟时这可能变得有问题。

III.结论

本文所呈的编码孔径雷达技术具有在发射和接收都启用支持几百个波束而不在延迟或成本产生显著增加的数字波束成形雷达的潜力。尽管与传统的雷达手段相比SNR降低，短距离应用诸如汽车雷达可能觉得CAR的灵敏度是满意的。残余模糊是更重要的关注，因为任何接收到的能量(包括来自环境混乱和发射/接收泄漏的)都是贡献者并且可能降低灵敏度。需要在相关的环境中评估CAR以确认残余模糊水平对于关注的应用是否足够低。此外，未来的研究工作可能探索在模糊空间的关注区域降低残余模糊的编码方案的可能性，有效地将其移至工作视场之外。

附录A

编码孔径雷达模型

在此章节雷达模型参数直接涉及与雷达组件有关的物理量，并且描述了简化的假定。参考图1，考虑的雷达类型是零差(即，扫掠的LO)FMCW收发器。VCO产生具有复数幅值α^VCO的波(使用标准散射记法)入射到划分网络上。划分网络具有单个输入和N_Tx个输出，并且以散射矩阵S^div为特征。理想的划分网络具有(N_Tx+1)×(N_Tx+1)个如下形式的散射矩阵

其中每个元素是子矩阵，并且输入端口(VCO侧)是端口1。从输入到N_Tx个输出的“发射”散射参数由N_Tx×1向量给出，其n_Tx元素用指示。注意划分网络的全部端口被假定是完美地匹配和隔离的。对于CAR而言达到合理程度的匹配和隔离是重要的，以便来自天线元件的反射不被划分/合并网络再反射及辐射。诸如这些的多个反射降低在匹配的滤波器处理中使用的辐射场的认知精度。

从这个划分网络的n_Tx端口的输出波遂通过单比特移相器被移相0或180度，用表示，其在每个时间步长取值土1。该信号在进入天线元件之前再次被设置在硬件中的伪随机值因子移相。划分网络、移相器和固定的相位偏移S参数方便地一起合并在用于发射侧的单个“编码矩阵”中，其元素由以下给出

在接收侧采用同样的标记，其中理想的合并网络从N_Rx个输入到单个输出的“发射”散射参数由1×N_Rx向量给出，其n_Rx元素用指示。合并网络、移相器和固定的相位偏移一起组合在单个接收编码矩阵中，其元素由以下给出，

在发射侧，来自划分和移相器网络的波入射到发射天线元件上产生远区辐射电场方向图

其中函数是由于单位幅值的输入波在全部其它元件以参考阻抗终结时引起的n_Tx元件辐射的复数的远区场方向图。注意此定义针对n_Tx元素在场方向图和实现的增益之间提供了简单的关系：

从具有RCSσ的点目标的散射在接收阵列处产生具有大约为平面的相前的入射场E^inc，其复数幅值(忽略随散射的相位变化)是

于是从n_Rx接收元件发出并入射到移相器合并器网络的复数波是[7]，[8]

(31)

合并(31)与(27)，入射到混频器上的信号是

如果纳入因子α_mix来说明混频器转换损耗(以及LNA增益，等等)，则常数项可被归到一起成为在阻抗Z₀上的混频器电压幅值：

以上分析为连续波情况导出。当存在频率调制，我们可以在特定情况中用瞬时波数k(t)＝ω(t)/c使用(32)。I和Q混频器输出信号与RF和LO端口信号之间的相位差的余弦和正弦成比例。如果LO端口信号具有瞬时相位θ(t)并且向目标去和从目标回的往返时间延迟是τ＝2r/c，则瞬时RF端口信号相位是θ(t-τ)。混频器输出于是产生相位是θ_mix＝θ(t)-θ(t-τ)≈2ω(t)/c的信号，其中ω(t)＝θ(t)是瞬时频率。当RF相位在最大往返时间延迟上的变化与均一相比较小时，此近似保持。对于诸如图3中的传统的FMCW“锯齿”扫掠，此关系大体上到处保持，除了靠近RF频率迅速变化的扫掠“复位”处。

对于在发射上编码的CAR，此模型仅当单个编码期远大于最大往返时间延迟时有效。这在实际中往往不现实并且迫使明确地考虑时间延迟并与FFT相反为匹配的滤波应用相关器。然而，我们假定此近似在本论文中保持，即使是对发射码，以便简化数学运算。

附录B

均方残余模糊的推导

由(11)，均方模糊由下式给出

中间加括号的项可以用(10)评估

右侧第一个加括号的表达式可以用索引的克罗内克函数的形式表达。对于m≠m′的情况，仅当n＝n′且n″＝n″′时结果是均一的，其表达为

〈ε_m，nε_m，n′ε_{m′，n′′}ε_{m′，n″′}〉m≠m′＝〈ε_nε_n′〉〈ε_n′′ε_n″′〉＝δ_n，n′δ_{n′′，n″′} (36)

对于m＝m′，m的值是无关的，仅需考虑天线元件索引的所有可能性。在一些谨慎的推算后，得到

〈ε_nε_n′ε_n′′ε_n″′〉＝δ_n，n′δ_{n′′，n″′}+δ_n，n′′δ_{n′，n″′}+δ_n，n″′δ_{n′，n′′}-2δ_n，n′δ_n，n′′-2δ_n，n′δ_n，n″′-2δ_n，n′′δ_n，n″′-2δ_{n′，n′′}δ_{n′，n″′}-2δ_n，n′δ_n，n′′δ_n，n″′ (37)

一起使用(36)和(37)，

〈ε_m，nε_m，n′ε_{m′，n′′}ε_{m′，n″′}〉＝(1-δ_m，m′)δ_n，n′δ_{n′′，n″}′+δ_m，m′(δ_n，n′δ_{n′′，n″′}+δ_n，n′′δ_{n′，n″′}+δ_n，n″′δ_{n′，n′′}-2δ_n，n′δ_n，n′′-2δ_n，n′δ_n，n″′-2δ_n，n′′δ_n，n″′-2δ_{n′，n′′}δ_n′，n″′-2δ_n，n′δ_n，n′′δ_n，n″′) (38)

(35)中的指数的加括号的表达式易于评估：

〈e^j(γn_-γ_n′-γ_n′′+γ_n″′)〉＝δ_n，n′δ_{n′′，n″′}+δ_n，n′′δ_{n′，n″′}-δ_n，n′δ_n，n′′δ_n，n″′ 公式(39)

当把(39)和(38)插入(35)，许多项消掉：

在(34)中使用(40)给出

对于大的阵列，括号中的第二项可被忽略，因为其比括号中的第一项小N个数量级。为了看到这点，仅考虑接收上的编码。沿x轴间隔距离d的理想的各项同性辐射体的线性阵列产生复数的远场方向图等于

将(42)插入(41)中的有括号的表达式，发现第一项比第二项大N倍，允许由于大N而忽略第二项。这样，残余模糊波动对单个理想目标是

修正到量级1/N。

参考文献

[1]J.Hasch，E.Topak，R.Schnabel，T.Zwick，R.Weigel，C.Waldschmidt，

“用于机动车传感器在77GHz频带的毫米波技术”，IEEE Trans.Microw.TheoryTech.，60卷，3号，845-860页，2012年3月.

[2]R.Feger，C.Wagner，S.Schuster，S.Scheiblhofer，H.Jager，A.Stelzer，

“基于SiGe单芯片收发器的77GHz FMCW MIMO雷达”，IEEETrans.Microw.TheoryTech.，57卷，5号，1020-1035页，2009年5月.

[3]T.Vanderbilt.(2012年2月).让机器人开车：未来的自动驾驶车辆在这里.wired Magazine..[在线]可用：http：//www.wired.com magazine/2012/01/ff_autonomouscars/

[4]J.J.M.de Wit，W.L.van Rossum，A.J.de Jong，“用于FMCW MIMO雷达的正交波形”，in Proc.IEEE Radar Conf，

Kansas City，MO，USA，2011年5月，686-691页.

[5]M.A.Bergamo，“扩展频谱数字波束成形(SSDBF)雷达”，IEEE Symp.On PhasedArray Sys.And Tech(ARRAY).

Waltham，MA，USA，Oct.2010，665-672页.

[6]N.Levanon，雷达原理.New York，NY：John Wiley&Sons，1988，78-86页.

[7]A.T.De Hoop，“N端口接收天线及其等价网络”，Philips Research Reports，30卷(1975)，302-315页.

[8]J.J.Lynch.(2011年6月).“多端口天线的形态描述”，Intern.Journal ofAnt.and Prop.[在线].2011卷，12页.可用：http：//WWW.hindawi.com/iournals/iiap/2011/438437/abs/

Jonathan J.Lynch(M′11)从加州大学圣巴巴拉分校于1987年取得学士学位，1992年取得硕士学位，1995年取得博士学位，在用于连续波和脉冲毫米波源的准光学功率组合领域。从1995年至今他被HRL实验室有限责任公司聘用，他在那里是微电子实验室的高级科学家。他的专业领域包括微波和毫米波天线、滤波器、波导电路、辐射计，和雷达传感器以及非线性组件和子系统，诸如同步微波振荡器和准光功率组合。

Claims

1.一种用于估计反射至少一个发射的RF信号的一个或多个目标或物体的距离、距离变化率(速度)和方位角度的雷达系统，该雷达系统包括：

发射器，其用于发射该至少一个发射的RF信号，该发射的信号在所述雷达系统做出的每个扫掠期间改变频率，所述发射器每个捕获进行K个扫掠，并且每个扫掠具有每扫掠Q个频移；

由N个天线元件构成的阵列，其用于接收所述至少一个RF信号；

混频器；

2.如权利要求1所述的雷达系统，其中所述单比特调制器的阵列包括两态移相器的阵列。

3.如权利要求2所述的雷达系统，其中所述两态移相器是0°/180°移相器。

4.如权利要求1所述的雷达系统，其中用于对相应的数字信号应用S个信号掩码以由此生成相应的数字信号的S个不同的掩蔽版本的装置是乘法器。

5.如权利要求4所述的雷达系统，其中进一步包括用于分析所述相应的数字信号的装置以判断来自至少一个RF信号的至少一个发射源的该至少一个RF信号的到达的方向，其中所述用于分析所述相应的数字信号的装置进一步包括限阈装置，其被应用于由二维FFT处理生成的数据，以便丢弃不超过所选阈值的数据。

6.如权利要求1所述的雷达系统，其中若所述单比特调制器的阵列中的每个单比特调制器与相应的天线元件耦合，则所述单比特调制器的阵列包括N个单比特调制器的阵列。

7.如权利要求1所述的雷达系统，其中所述发射器在至少一个发射的RF信号的每个频移期间发射N个编码。

8.一种用于确定一个或多个反射雷达信号的散射物体的距离的方法，其中雷达信号以扫掠的形式发生，其中使用K个扫掠来覆盖视场的捕获并且在至少一个扫掠期间发生Q个频移，该方法包括：

使用由N个天线元件构成的阵列，其中，在所述阵列中的每个天线元件包括关联的两态调制器；

根据多比特编码序列编码在所述阵列处接收到的能量，其中所述编码序列中的唯一编码的数目等于N，其中N个唯一编码在每个捕获期间重复Q·K次；

9.如权利要求8所述的方法，其中发射的和/或接收的能量是根据所述多比特编码序列、相对于所述天线元件的阵列的每个元件来0/180度相位编码的。

10.如权利要求8所述的方法，其中关联的两态调制器形成大小为N的关联的两态调制器的阵列，以便在所述由N个天线元件构成的阵列中的每个天线元件各自地耦合到阵列N关联的两态调制器中的单个关联的两态调制器。

11.如权利要求8所述的方法，其中数字运算包括依据所述多比特编码序列对在所述阵列处接收的能量的快速傅立叶变换(FFT)处理。

12.一种用于减小编码孔径雷达系统中的噪声的方法，该雷达系统发射信号，该信号以扫掠的形式发生，其中使用K个扫掠覆盖视场的捕获并且在至少一个扫掠期间发生Q个频移，该方法包括：

使用N个天线元件的阵列，所述天线元件的阵列的每个具有与其耦合的关联的两态调制器；

根据多比特编码序列编码在所述阵列处接收到的能量，其中所述编码序列中的唯一编码的数目等于N'，其中N'个唯一编码在每个捕获期间重复Q·K次；

由此与在其多比特编码序列中具有少于至少N'个编码的编码孔径雷达系统相比，减小所述雷达系统中的噪声。

13.如权利要求12所述的方法，其中发射的和/或接收的能量根据所述多比特编码序列、相对于天线元件的阵列中的每个元件被0°/180°相位编码。

14.如权利要求12所述的方法，其中关联的两态调制器形成大小为N的关联的两态调制器的阵列，以便所述N个天线元件的阵列中的每个天线元件各自地耦合到阵列N关联的两态调制器中的单个关联的两态调制器。

15.如权利要求12所述的方法，其中数字运算包括根据所述多比特编码序列对在所述阵列处接收的能量的快速傅立叶变换(FFT)处理。

16.一种改进雷达系统的灵敏度和动态范围的方法，其中雷达系统在视场的捕获期间执行雷达扫掠，每个扫掠具有与其关联的不同的发射频率，该方法包括在雷达系统的每个频率步长期间使用一组N个孔径编码来控制N个单比特调制器，N个单比特调制器的每个都耦合到雷达系统的由N个天线元件构成的阵列的单个天线元件。

17.如权利要求16所述的方法，其中孔径编码的数目N等于单比特调制器的数目N。

18.一种改进雷达系统的灵敏度和动态范围的方法，其中雷达系统在视场的捕获期间执行雷达扫掠，每个扫掠具有与其关联的不同的发射频率，该方法包括在雷达系统的每个频率步长期间使用一组孔径编码来控制多个单比特调制器，所述多个单比特调制的每个都耦合到所述雷达系统的天线元件阵列的单个天线元件。

19.如权利要求18所述的方法，其中在所述一组孔径编码中的孔径编码的数目等于在所述多个单比特调制器中的单比特调制器的数目。

20.一种改进雷达系统的灵敏度和动态范围的方法，其中雷达系统在视场的捕获期间执行雷达扫掠，每个扫掠具有与其关联的多个不同的发射频率，该方法包括在雷达系统的每个扫掠的每个频率步长期间使用一组孔径编码来控制多个单比特调制器，多个单比特调制器的每个都耦合到雷达系统的天线元件阵列的单个天线元件。

21.一种雷达系统，包括：

发射器，其用于发射至少一个发射的RF信号，该发射的信号在所述雷达系统做出的每个扫掠期间改变频率，所述发射器基于视场进行多个扫掠，其中每个扫掠跟进扫掠具有多个频移；

天线元件的阵列，其用于接收所述至少一个RF信号；

调制器阵列，其以单比特运行模式运行、配置和使用，所述调制器阵列中的每一个调制器与相应的天线元件耦合，或与所述天线元件的阵列中的天线元件相应的子分组耦合，以便根据多比特码调制从所述相应的天线元件发出的信号；

混频器；

一个或多个模数转换器，其用于检测并将来自混频器的同相的和正交的输出信号转换为数字信号；

数字装置，用于从所述数字信号确定位于所述至少一个发射的RF信号的视场中的一个或多个目标或物体的距离、距离变化率(速度)和方位角度。