CN105814972B

CN105814972B - 发光二极管光源的负载控制装置

Info

Publication number: CN105814972B
Application number: CN201480067175.2A
Authority: CN
Inventors: 文卡特什·基塔; 杰弗里·S·海斯; 小罗伯特·D·史蒂芬斯
Original assignee: Lutron Electronics Co Inc
Current assignee: Lutron Electronics Co Inc
Priority date: 2013-11-08
Filing date: 2014-11-07
Publication date: 2018-03-20
Anticipated expiration: 2034-11-07
Also published as: CN105814972A; US10375781B2; US20170071039A1; US9888535B2; US20220256669A1; WO2015070099A1; US20190335555A1; US10652980B2; US20190075629A1; US20200337132A1; EP3066892B1; US10136484B2; US20150318787A1; US9247608B2; US20160113086A1; US20150130372A1; US11711875B2; US20210219399A1; US20180132318A1; US20230319962A1

Abstract

一种用于控制递送到电负载的功率量的负载控制装置(100)能够在突发模式(T_BURST)中操作以将递送到电负载的功率量调整到低水平。负载控制装置(100)包括：控制电路(150)，在正常模式中操作以将穿过所述负载传导的负载电流(I_LOAD)的平均量值(I_AVE)调节到目标负载电流(I_TRGT)，目标负载电流(I_TRGT)的范围是从最大额定电流(I_MAX)到最小额定电流(I_MIN)。控制电路(150)在突发模式(T_BURST)中操作以将负载电流(I_LOAD)的平均量值(I_AVE)调节到低于最小额定电流(I_MIN)。在突发模式(T_BURST)期间，控制电路(150)在第一时间段(T_ACTIVE)期间将负载电流(I_LOAD)的峰值量值调节到最小额定电流(I_MIN)，且在第二时间段(T_INACTIVE)期间停止调节负载电流(I_LOAD)，以使得负载电流(I_LOAD)的平均量值(I_AVE)低于最小额定电流(I_MIN)。

Description

发光二极管光源的负载控制装置

相关申请案的交叉引用

本申请案主张2014年8月1日申请的第62/032,229号美国临时申请以及2013年11月8日申请的第61/901,480号美国临时申请的优先权。

背景技术

发光二极管(LED)光源(即，LED光引擎)通常用于替代常规白炽灯、荧光灯或卤素灯等。LED光源可包括安装在单个结构上且设置在适当外壳中的多个发光二极管。与白炽灯、荧光灯和卤素灯相比，LED光源通常较有效，且提供较长的操作寿命。为了适当地照明，LED驱动器控制装置(即，LED驱动器)必须耦合在交流(AC)源与LED光源之间以调节供应到LED光源的电力。LED驱动器可将提供到LED光源的电压调节到特定值、将供应到LED光源的电流调节到特定峰值电流值或可调节电流与电压两者。

LED光源通常被设定额定值，以经由两种不同控制技术中的一者来驱动：电流负载控制技术或电压负载控制技术。针对电流负载控制技术而设定额定值的LED光源还通过额定电流(例如，约350毫安)来表征，其中穿过LED光源的电流的峰值量值应调节到该额定电流以确保LED光源以适当强度(intensity)和颜色照明。相比之下，针对电压负载控制技术而设定额定值的LED光源通过额定电压(例如，约15伏)来表征，其中跨越LED光源的电压应调节到该额定电压以确保LED光源的适当操作。通常，针对电压负载控制技术而设定额定值的LED光源中的每一串LED包括电流平衡调节元件以确保并联的腿中的每一个具有相同的阻抗，以使得每一并联串中汲取了相同的电流。

已知可对LED光源的光输出进行调光。对LED进行调光的不同方法包括脉宽调制(PWM)技术和恒流减小(CCR)技术。脉宽调制调光可用于以电流或电压负载控制模式/技术控制的LED光源。在脉宽调制调光中，具有变化的占空比的脉冲信号被供应到LED光源。如果正使用电流负载控制技术来控制LED光源，那么供应到LED光源的峰值电流在脉冲信号的占空比的导通时间(on time)期间保持恒定。然而，随着脉冲信号的占空比变化，供应到LED光源的平均电流也变化，因而改变LED光源的光输出的强度。如果正使用电压负载控制技术来控制LED光源，那么供应到LED光源的电压在脉冲信号的占空比的导通时间期间保持恒定以便实现期望目标电压电平，且负载电压的占空比变化以便调整光输出的强度。通常仅在正使用电流负载控制技术来控制LED光源时使用恒流减小调光。在恒流减小调光中，电流被连续提供到LED光源，然而，提供到LED光源的电流的DC量值变化以因此调整光输出的强度。LED驱动器的实例更详细地描述在共同让渡的2010年7月23日颁发的第8,492,987号美国专利以及2013年3月14日公开的第2013/0063047号美国专利申请公开中，两者皆名为“发光二极管光源的负载控制装置(LOAD CONTROL DEVICE FOR A LIGHT-EMITTING DIODE LIGHTSOURCE)”，且整个公开内容以引用方式并入本文中。

发明内容

如本文所述，一种用于控制递送到电负载的功率量的负载控制装置能够在突发模式中操作以将递送到电负载的功率量调整到低水平。负载控制装置可包括：负载调节电路，被配置成控制穿过电负载传导的负载电流的量值以控制递送到电负载的功率量。负载控制装置可包括：控制器，耦合到负载调节电路且被配置成调整负载电流的平均量值。控制器可被配置成在正常模式和突发模式中操作。在正常模式中，控制器可被配置成将负载电流的平均量值调节到目标负载电流。目标负载电流的范围可为最大额定电流到最小额定电流。在突发模式中，控制器可被配置成将负载电流的平均量值调节到低于最小额定电流。举例来说，在突发模式期间，控制器可被配置成使用控制回路在第一时间段期间将负载电流的峰值量值调节到最小额定电流，且在第二时间段期间停止调节负载电流，以使得负载电流的平均量值低于最小额定电流。控制电路可被配置成在第二时间段期间冻结控制回路。

可提供一种用于控制LED光源的强度的LED驱动器。LED驱动器可包括LED驱动电路和控制器。LED驱动电路可操作以穿过LED光源传导负载电流且控制LED光源的强度。控制器可耦合到LED驱动电路以调整负载电流的平均量值而将照明负载的强度控制为目标强度。控制器可被配置成在正常模式和突发模式中操作。在正常模式中，控制器可被配置成将负载电流的平均量值调节到目标负载电流。目标负载电流的范围可为最大额定电流到最小额定电流。在突发模式中，控制器可被配置成将负载电流的平均量值调节到低于最小额定电流。在突发模式期间，控制器可被配置成在活动状态和非活动状态中控制负载调节电路。举例来说，控制器可被配置成在第一时间段期间在活动状态中控制负载调节电路，在第一时间段期间，控制器使用控制回路将负载电流的峰值量值调节到最小额定电流。控制器可被配置成在第二时间段期间在非活动状态中控制负载调节电路，在第二时间段期间，控制器冻结控制回路以停止调节负载电流，以使得负载电流的平均量值低于最小额定电流。

可在本文中提供一种用于控制递送到电负载的功率量的负载控制装置。负载控制装置可包括负载调节电路和控制电路。负载调节电路可被配置成控制穿过电负载传导的负载电流的量值以控制递送到电负载的功率量。控制电路可耦合到负载调节电路且被配置成调整负载电流的平均量值。控制电路可被配置成在正常模式和突发模式中操作。突发模式可包括突发模式周期的第一时间段期间的活动状态以及突发模式周期的第二时间段期间的非活动状态。突发模式周期的活动状态的持续时间是基于突发占空比来确定。在正常模式期间，控制电路可被配置成通过将突发占空比保持恒定且调整目标负载电流而调节负载电流的平均量值。在突发模式期间，控制电路可被配置成通过调整突发占空比和/或目标负载电流而调节负载电流的平均量值。在突发模式期间，控制电路可被配置成基于突发占空比以及将递送到电负载的目标功率量以范围为最小电流偏移到最大电流偏移的电流偏移调整目标负载电流。

此外，一种用于控制递送到电负载的功率量的负载控制装置可包括：负载调节电路，被配置成控制穿过电负载传导的负载电流的量值以控制递送到电负载的功率量；以及控制电路，耦合到负载调节电路且被配置成调整负载电流的平均量值。控制电路可被配置成在正常模式中操作以在最大额定电流与最小额定电流之间调节负载电流的平均量值。控制电路可被进一步配置成在突发模式中操作以将负载电流的平均量值调节到低于最小额定电流。在突发模式期间，控制电路可被配置成在第一时间段期间将负载电流的峰值量值调节到目标负载电流，且在第二时间段期间停止调节负载电流，从而导致负载电流的平均量值低于最小额定电流。控制电路可被配置成在第一时间段的开始时在斜坡时间段中将负载电流的量值从初始电流增大到目标负载电流。

附图说明

图1是用于控制发光二极管(LED)光源的强度的LED驱动器的简化框图。

图2是作为目标强度的函数的图1的LED驱动器的目标负载电流的实例曲线图。

图3是作为目标强度的函数的图1的LED驱动器的突发占空比的实例曲线图。

图4是说明当在突发模式中操作时图1的LED驱动器的负载调节电路的操作的实例状态图。

图5是LED驱动器的隔离式正向转换器和电流感测电路的简化示意图。

图6是说明正向转换器的能量存储电感器的磁芯组的实例图。

图7示出说明当LED光源的强度接近高端强度时正向转换器和电流感测电路的操作的实例波形。

图8示出说明当LED光源的强度接近低端强度时正向转换器和电流感测电路的操作的实例波形。

图9是LED驱动器的偏移时间与目标强度之间的关系的实例曲线图。

图10是LED驱动器的偏移时间与目标强度之间的替代关系的实例曲线图。

图11示出说明当在突发模式中操作时LED驱动器的正向转换器的操作的实例波形。

图12A是说明当负载调节电路在突发模式中操作时负载电流I_LOAD的实例波形的图式。

图12B是说明当负载调节电路在突发模式中操作时负载电流I_LOAD的实例波形的图式。

图12C是说明当在突发模式期间将活动状态周期保持恒定时负载控制电路可如何确定电流偏移的实例的实例波形。

图13是光源的目标负载电流和突发占空比与目标强度之间的关系的曲线图的实例。

图14A是说明穿过光源传导的负载电流的过冲的实例波形。

图14B是说明在突发模式期间在每一活动状态周期的开始时穿过光源传导的负载电流的上升时间的控制的实例波形。

图15A、图15B、图16、图17A、图17B和图18是用于在正常模式和突发模式中操作LED驱动器的正向转换器的实例过程的简化流程图。

具体实施方式

图1是负载控制装置(例如，发光二极管(LED)驱动器100)的简化框图，其中该负载控制装置用于控制递送到电负载(例如，LED光源102(例如，LED光引擎))的功率量，且因此控制电负载的强度。LED光源102被示出为串联连接的多个LED，但可取决于特定照明系统而包括单个LED或并联连接的多个LED或其适当组合。LED光源102可包括一个或更多个有机发光二极管(OLED)。LED驱动器100可包括适于耦合到交流(AC)电源(未示出)的火线端子H和中线端子。

LED驱动器100可包括射频(RFI)滤波器电路110、整流器电路120、升压转换器130、负载调节电路140、控制电路150、电流感测电路160、存储器170、通信电路180和/或电力供应190。RFI滤波器电路110可将AC市电上所出现的噪声减到最少。整流器电路120可产生整流电压V_RECT。

升压转换器130可接收整流电压V_RECT，且跨越母线电容器C_BUS而产生升压直流(DC)母线电压V_BUS。升压转换器130可包括用于产生适当母线电压的任何适当电力转换器电路，例如，反激转换器、单端初级电感器转换器(SEPIC)、Cuk转换器或其它适当电力转换器电路。升压转换器120可作为功率因数校正(PFC)电路而操作以将LED驱动器100的功率因数朝向功率因数一调整。

负载调节电路140可接收母线电压V_BUS，且控制递送到LED光源102的功率量，例如，以在低端(即，最小)强度L_LE(例如，约1％到5％)与高端(即，最大)强度L_HE(例如，约100％)之间控制LED光源102的强度。负载调节电路140的实例可为隔离式半桥正向转换器。包括正向转换器的负载控制装置(例如，LED驱动器100)的实例更详细地描述在共同让渡的2013年7月15日申请的第13/935,799号美国专利申请中，该美国专利申请名为“发光二极管光源的负载控制装置(LOAD CONTROL DEVICE FOR A LIGHT-EMITTING DIODE LIGHT SOURCE)”，且整个公开内容以引用方式并入本文中。负载调节电路140可包括例如降压转换器、线性调节器或用于调整LED光源102的强度的任何适当LED驱动电路。

控制电路150可被配置成控制升压转换器130和/或负载调节电路140的操作。控制电路150的实例可为控制器。控制电路150可包括例如数字控制器或任何适当处理装置，例如，微控制器、可编程逻辑装置(PLC)、微处理器、专用集成电路(ASIC)或现场可编程门阵列(FPGA)。控制电路150可产生母线电压控制信号V_BUS-CNTL，其中母线电压控制信号V_BUS-CNTL可被提供到升压转换器130以调整母线电压V_BUS的量值。控制电路150可从升压转换器130接收母线电压反馈控制信号V_BUS-FB，其中母线电压反馈控制信号V_BUS-FB可指示母线电压V_BUS的量值。

控制电路150可产生驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2。驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2可被提供到负载调节电路140以调整跨越LED光源102产生的负载电压V_LOAD的量值以及穿过LED光源120传导的负载电流I_LOAD的量值，例如，以将LED光源120的强度控制为目标强度L_TRGT。控制电路150可调整驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的操作频率f_OP和/或占空比DC_INV(例如，导通时间T_ON)以调整负载电压V_LOAD和/或负载电流I_LOAD的量值。

电流感测电路160可接收负载调节电路140所产生的感测电压V_SENSE。感测电压V_SENSE可指示负载电流I_LOAD的量值。电流感测电路160可从控制电路150接收信号斩波器控制信号V_CHOP。电流感测电路160可产生负载电流反馈信号V_I-LOAD，其中负载电流反馈信号V_I-LOAD可为指示负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE的DC电压。控制电路150可从电流感测电路160接收负载电流反馈信号V_I-LOAD，且相应地控制驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2。举例来说，控制电路150可控制驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2以将负载电流I_LOAD的量值调整为目标负载电流I_TRGT，以因此将LED光源102的强度控制为目标强度L_TRGT(例如，使用控制回路)。

负载电流I_LOAD可为穿过LED光源120传导的电流。目标负载电流I_TRGT可为控制电路150在理想上想要穿过LED光源120传导的电流(例如，至少基于负载电流反馈信号V_I-LOAD)。控制电路150可限于控制电路150可控制穿过LED光源120传导的电流的特定间隔(granularity)水平(例如，由于逆变器循环长度等)，因此控制电路150可不是始终能够实现目标负载电流I_TRGT。举例来说，图2和图13将穿过LED光源传导的电流说明为线性曲线图(至少部分)，且因此说明目标负载电流I_TRGT，这是因为负载电流I_LOAD自身可不实际上遵循实际线性路径。此外，LED光源120的非理想反应(例如，负载电流I_LOAD的过冲，例如，如图14A所示)可导致负载电流I_LOAD偏离目标负载电流I_TRGT。在理想情形下，负载电流I_LOAD约等于目标负载电流I_TRGT。

控制电路150可耦合到存储器170。存储器170可存储LED驱动器100的操作特性(例如，目标强度L_TRGT、低端强度L_LE、高端强度L_HE等)。通信电路180可耦合到(例如)有线通信链路或无线通信链路，例如射频(RF)通信链路或红外线(IR)通信链路。控制电路150可被配置成响应于经由通信电路180接收的数字消息而更新存储器170中所存储的LED光源102的目标强度L_TRGT和/或操作特性。LED驱动器100可操作以从调光器开关接收相控信号以确定LED光源102的目标强度L_TRGT。电力供应190可接收整流电压V_RECT，且产生直流(DC)供电电压V_CC以对LED驱动器100的电路供电。

图2是作为目标强度L_TRGT的函数的目标负载电流I_TRGT的实例曲线图。负载电流I_LOAD的量值可例如由于负载调节电路140和控制电路150的硬件限制而仅调节到介于最大额定电流I_MAX与最小额定电流I_MIN之间的值。因此，可仅在最大额定电流I_MAX与最小额定电流I_MIN之间调整目标负载电流I_TRGT。当目标强度L_TRGT介于高端强度L_HE(例如，约100％)与跃迁强度(transition intensity)L_TRAN(例如，约5％)之间时，控制电路150可在正常模式中操作负载调节电路140，其中负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE被控制为等于目标负载电流I_TRGT。在正常模式中，控制电路150可例如使用闭合回路控制响应于负载电流反馈信号V_I-LOAD而将负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE调整为目标负载电流I_TRGT。例如如图2所示，控制电路150可在正常模式中在最大额定电流I_MAX与最小额定电流I_MIN之间调整目标负载电流I_TRGT。

图3是作为目标强度L_TRGT的函数的突发(burst)占空比DC_BURST(例如，理想突发占空比DC_BURST-IDEAL)的实例曲线图。当目标强度L_TRGT介于高端强度L_HE(例如，约100％)与跃迁强度L_TRAN(例如，约5％)之间时，控制电路150可被配置成操作负载调节电路140，以将突发占空比DC_BURST设置为等于最大占空比DC_MAX(例如，约100％)。为了将目标强度L_TRGT调整到低于跃迁强度L_TRAN，控制电路150可被配置成在突发模式中操作负载调节电路140，以将负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE减小到小于最小额定电流I_MIN。举例来说，为了将目标强度L_TRGT调整到低于跃迁强度L_TRAN，控制电路150可被配置成操作负载调节电路140，以将突发占空比DC_BURST减小到低于最大占空比DC_MAX。举例来说，负载调节电路140可在最大占空比DC_MAX(例如，约100％)与最小占空比DC_MIN(例如，约20％)之间调整突发占空比DC_BURST。在突发模式中，负载电流I_LOAD的峰值量值I_PK可等于目标电流I_TRGT(例如，最小额定电流I_MIN)。举例来说，负载电流I_LOAD的峰值量值I_PK可在突发模式的活动状态期间等于最小额定电流I_MIN。

参照图3，突发占空比DC_BURST可指理想突发占空比DC_BURST-IDEAL，其中理想突发占空比DC_BURST-IDEAL可包括整数部分DC_{BURST-INTEGER}和/或分数部分DC_{BURST-FRACTIONAL}。整数部分DC_{BURST-INTEGER}可通过包括完整逆变器循环(即，逆变器循环的整数值)的理想突发占空比DC_BURST-IDEAL的百分比来表征。分数部分DC_{BURST-FRACTIONAL}可通过包括逆变器循环的分数的理想突发占空比DC_BURST-IDEAL的百分比来表征。如本文所述，控制电路150(例如，经由负载调节电路140)可被配置成仅以整数值(即，DC_{BURST-INTEGER})而不是分数量(即，DC_{BURST-FRACTIONAL})调整逆变器循环的数量。因此，图3的实例曲线图可说明示出当目标强度L_TRGT低于跃迁强度L_TRAN时理想突发占空比DC_BURST-IDEAL从最大占空比DC_MAX到最小占空比DC_MIN的调整的理想曲线。然而，除非另有定义，否则例如，如果控制电路150未被配置成以分数量操作突发占空比DC_BURST，那么突发占空比DC_BURST可指理想突发占空比DC_BURST-IDEAL的整数部分DC_{BURST-INTEGER}。

图4是说明在突发模式中的负载调节电路140的操作的实例状态图。在突发模式期间，控制电路150可例如取决于突发占空比DC_BURST和突发模式周期T_BURST(例如，约4.4毫秒)而将负载调节电路140周期性地控制为活动状态和非活动状态。举例来说，活动状态周期(T_ACTIVE)可等于突发占空比(DC_BURST)乘以突发模式周期(T_BURST)，且非活动状态周期(T_INACTIVE)可等于一减去突发占空比(DC_BURST)的差乘以突发模式周期(T_BURST)。也就是说，T_ACTIVE＝DC_BURST·T_BURST且T_INACTIVE＝(1-DC_BURST)·T_BURST。

在突发模式的活动状态中，控制电路150可产生(例如，活动地产生)驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2，以例如使用闭合回路控制来调整负载电流I_LOAD的量值(例如，峰值量值I_PK)。举例来说，在突发模式的活动状态中，控制电路150可产生驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2，以响应于负载电流反馈信号V_I-LOAD而将负载电流I_LOAD的量值调整为等于目标负载电流I_TRGT(例如，最小额定电流I_MIN)。

在突发模式的非活动状态中，控制电路150可冻结控制回路，且可不产生驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2，例如，以使得负载电流I_LOAD的量值下降到约零安。在控制回路被冻结(例如，在非活动状态中)时，控制电路150可不响应于负载电流反馈信号V_I-LOAD而调整操作频率f_OP和/或占空比DC_INV的值(例如，即使控制电路150当前不产生驱动信号V_DRIVE1、V_DRIVE2)。举例来说，控制电路150可在冻结控制回路之前(例如，紧接在冻结控制回路之前)将驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的当前占空比DC_INV(例如，当前导通时间T_ON)存储在存储器170中。因此，当控制回路被解冻时(例如，当控制电路150进入活动状态时)，控制电路150可继续使用来自先前活动状态的操作频率f_OP和/或占空比DC_INV而产生驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2。

控制电路150可被配置成使用开放回路控制而调整突发占空比DC_BURST。举例来说，控制电路150可被配置成例如当目标强度L_TRGT低于跃迁强度L_TRAN时将突发占空比DC_BURST作为目标强度L_TRGT的函数来调整。控制电路150可被配置成当目标负载电流I_TRGT被保持恒定在最小额定电流I_MIN(例如，如图2所示)时，随着目标强度L_TRGT减小到低于跃迁强度L_TRAN而线性地减小突发占空比DC_BURST(例如，如图3所示)。因为控制电路150取决于突发占空比DC_BURST和突发模式周期T_BURST而在活动状态与非活动状态之间改变(例如，如图4的状态图所示)，所以负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE可为突发占空比DC_BURST的函数(例如，I_AVE＝DC_BURST·I_MIN)。在突发模式期间，负载电流I_LOAD的峰值量值I_PK可等于最小额定电流I_MIN，但负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE可小于最小额定电流I_MIN。

图5是LED驱动器(例如，图1所示的LED驱动器100)的正向转换器240和电流感测电路260的简化示意图。正向转换器240可为图1所示的LED驱动器100的负载调节电路140的实例。电流感测电路260可为图1所示的LED驱动器100的电流感测电路160的实例。

正向转换器240可包括半桥逆变器电路，其中该半桥逆变器电路具有两个场效应晶体管(FET)Q210、Q212以从母线电压V_BUS产生高频逆变器电压V_INV。FET Q210、Q212可响应于驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2而显现为导电和不导电的。驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2可接收自控制电路150。驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2可经由栅极驱动电路214(例如，其可包括ST微电子公司所制造的部件号L6382DTR)而耦合到相应FET Q210、Q212的栅极。控制电路150可按恒定操作频率f_OP(例如，约60kHz到65kHz)且因此按恒定操作周期T_OP产生逆变器电压V_INV。然而，操作频率f_OP可在某些操作条件下调整。控制电路150可被配置成调整逆变器电压V_INV的占空比DC_INV以朝向目标强度L_TRGT控制LED光源202的强度。

在正常操作模式中，当LED光源202的目标强度L_TRGT介于高端强度L_HE与跃迁强度L_TRAN之间时，控制电路150可调整逆变器电压V_INV的占空比DC_INV以朝向目标负载电流I_TRGT调整负载电流I_LOAD的量值(例如，平均量值I_AVE)。如前所述，负载电流I_LOAD的量值可在最大额定电流I_MAX与最小额定电流I_MIN之间变化(例如，如图2所示)。在最小额定电流I_MIN下(例如，在跃迁强度L_TRAN下)，逆变器电压V_INV可通过跃迁操作频率f_OP-T、跃迁操作周期T_OP-T以及跃迁占空比DC_INV-T来表征。

当LED光源202的目标强度L_TRGT低于跃迁强度L_TRAN时，控制电路150可被配置成在突发操作模式中操作正向转换器240。在一个或更多个实施例中，控制电路150可将功率(例如，跃迁功率)和/或电流(例如，跃迁电流)用作确定何时在突发模式中操作的阈值(例如，代替强度)。在突发操作模式中，控制电路150可被配置成在活动模式(例如，其中控制电路150活动地产生驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2以将负载电流I_LOAD的峰值量值I_PK调节为等于最小额定电流I_MIN)与非活动模式(例如，其中控制电路150冻结控制循环且不产生驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2)之间切换正向转换器240，例如，如图4的状态图所示。在突发模式中，控制电路150可取决于突发占空比DC_BURST和突发模式周期T_BURST而在活动状态与非活动状态之间改变正向转换器240(例如，如图4所示)，且将突发占空比DC_BURST作为目标强度L_TRGT(其低于跃迁强度L_TRAN)的函数来调整(例如，如图3所示)。在正常模式中以及在突发模式的活动状态中，正向转换器240可通过开启时间T_TURN-ON和关断时间T_TURN-OFF来表征。开启时间T_TURN-ON可为从驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2被驱动时开始直到相应FET Q210、Q212显现为导电的时间段。关断时间T_TURN-OFF可为从驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2被驱动时开始直到相应FET Q210、Q212显现为不导电的时间段。

逆变器电压V_INV经由DC阻隔电容器C216(例如，其可具有约0.047μF的电容)而耦合到变压器220的初级绕组，以使得初级电压V_PRI跨越初级绕组而产生。变压器220可通过匝数比n_TURNS(即，N₁/N₂)来表征，其中匝数比n_TURNS可为约115:29。感测电压V_SENSE可跨越感测电阻器R222而产生，其中感测电阻器R222可与变压器220的初级绕组串联耦合。FET Q210、Q212和变压器220的初级绕组可分别通过寄生电容C_P1、C_P2、C_P3来表征。变压器220的次级绕组可产生次级电压。次级电压可耦合到全波二极管整流器桥224的AC端子以对跨越次级绕组产生的次级电压整流。整流器桥224的正极DC端子可经由输出能量存储电感器L226(例如，其可具有约10mH的电感)而耦合到LED光源202，以使得负载电压V_LOAD可跨越输出电容器C228(例如，其可具有约3μF的电容)而产生。

电流感测电路260可包括用于产生负载电流反馈信号V_I-LOAD的平均电路。平均电路可包括低通滤波器，其中低通滤波器包括电容器C230(例如，其可具有约0.066μF的电容)和电阻器R232(例如，其可具有约3.32kΩ的电阻)。低通滤波器可经由电阻器R234(例如，其可具有约1kΩ的电阻)而接收感测电压V_SENSE。电流感测电路160可包括耦合在电阻器R232、R234的结与电路公共端之间的晶体管Q236(例如，如图5所示的FET)。晶体管Q236的栅极可经由电阻器R238(例如，其可具有约22kΩ的电阻)而耦合到电路公共端。晶体管Q236的栅极可从控制电路150接收信号斩波器控制信号V_CHOP。电流感测电路260的实例可更详细地描述在共同让渡的2013年3月15日申请的第13/834,153号美国专利申请中，该美国专利申请名为“具有初级侧电流感测电路的正向转换器(FORWARD CONVERTER HAVING A PRIMARY-SIDECURRENT SENSE CIRCUIT)”，且整个公开内容以引用方式并入本文中。

图6是说明能量存储电感器(例如，图5所示的正向转换器240的输出能量存储电感器L226)的磁芯组290的实例图。磁芯组290可包括两个E磁芯292A、292B，且可包括TDK公司所制造的部件号PC40EE16-Z。E磁芯292A、292B可包括相应外腿294A、294B和内腿296A、296B。每一内腿296A、296B可通过宽度w_LEG(例如，约4mm)来表征。第一E磁芯292A的内腿296A可包括部分间隙298A(即，磁芯组290是部分间隙式的)，以使得内腿296A、296B以间隙距离d_GAP(例如，约0.5mm)间隔开。部分间隙298A可延伸达间隙宽度w_GAP(例如，约2.8mm)，以使得部分间隙298A延伸达内腿296A的腿宽度w_LEG的约70％。在一个或更多个实施例中，内腿296A、296B两者可包括部分间隙。部分间隙式磁芯组290(例如，如图6所示)可允许正向转换器240的输出能量存储电感器L226(例如，如图5所示)在低负载条件下(例如，接近低端强度L_LE)维持连续电流。

图7示出说明正向转换器和电流感测电路(例如，图5所示的正向转换器240和电流感测电路260)的操作的实例波形。举例来说，当如本文所述在正常模式中以及在突发模式的活动状态中操作时，正向转换器240可产生图7所示的波形。如图7所示，控制电路(例如，控制电路150)可将相应驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2驱动为高到约供电电压V_CC，以使相应FETQ210、Q212在不同时间显现为导电，持续导通时间T_ON(即，FET Q210、Q212在不同时间导电)。当高侧FET Q210导电时，变压器220的初级绕组可经由电容器C216和感测电阻器R222而将初级电流I_PRI传导到电路公共端。在高侧FET Q210显现为导电之后(例如，紧接在高侧FETQ210显现为导电之后)(在图7中在时间t₁)，初级电流I_PRI可由于变压器220的寄生电容C_P3而传导电流的较短高量值脉冲，如图7所示。当高侧FET Q210导电时，电容器C216可充电，以使得量值是母线电压V_BUS的量值的约一半的电压跨越电容器而显现。因此，跨越变压器220的初级绕组的初级电压V_PRI的量值可等于母线电压V_BUS的量值的约一半(即，V_BUS/2)。当低侧FET Q212导电时，变压器220的初级绕组可在相反方向上传导初级电流I_PRI，且电容器C216可跨越初级绕组而耦合，以使得初级电压V_PRI可具有负极性，而量值等于母线电压V_BUS的量值的约一半。

当高侧FET Q210和低侧FET Q212中的任一者导电时，输出电感器L226所传导的输出电感器电流I_L的量值以及跨越LED光源202的负载电压V_LOAD的量值可随着时间而增大。当FET Q210、Q212导电时(例如，在初始电流尖峰之后)，初级电流I_PRI的量值可随着时间而增大。当FET Q210、Q212不导电时，输出电感器电流I_L和负载电压V_LOAD的量值可随着时间而减小。输出电感器电流I_L可通过峰值量值I_L-PK和平均量值I_L-AVG来表征，例如，如图7所示。控制电路150可增大和/或减小驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的导通时间T_ON(例如，以及逆变器电压V_INV的占空比DC_INV)，以分别增大和减小输出电感器电流I_L的平均量值I_L-AVG且因此分别增大和减小LED光源202的强度。

当FET Q210、Q212显现为不导电时，初级电流I_PRI的量值可朝向零安下降(例如，当高侧FET Q210显现为不导电时，如图7中在时间t₂所示)。然而，磁化电流I_MAG可由于变压器的磁化电感L_MAG而继续流经变压器220的初级绕组。当LED光源102的目标强度L_TRGT接近低端强度L_LE时，初级电流I_PRI的量值可例如由于FET的寄生电容C_P1、C_P2、变压器220的初级绕组的寄生电容C_P3和/或电路的任何其它寄生电容(例如，安装了正向转换器240的印刷电路板的寄生电容)而在FET Q210、Q212中的任一者显现为不导电之后振荡。

初级电流I_PRI的有功分量可指示次级电流I_SEC的量值，且因此指示LED光源202的强度。然而，磁化电流I_MAG(即，初级电流I_PRI的无功分量)还可流经感测电阻器R222。当高侧FETQ210导电时，磁化电流I_MAG可从负极性改变为正极性，当低侧FET Q212导电时，磁化电流I_MAG可从正极性改变为负极性，且当初级电压V_PRI的量值是零伏时，磁化电流I_MAG保持恒定，例如，如图7所示。磁化电流I_MAG可具有由下式定义的最大量值：

其中T_HC可为逆变器电压V_INV的半循环周期，即，T_HC＝T_OP/2。如图7所示，区域250、252大致上相等，以使得磁化电流I_MAG的量值的平均值在初级电压V_PRI的量值大于约零伏的时间段期间(例如，在导通时间T_ON期间，如图7所示)是零。

电流感测电路260可在逆变器电压V_INV的正循环期间，即，在高侧FET Q210导电时(例如，在导通时间T_ON期间)，确定初级电流I_PRI的平均值。可由电流感测电路260产生的负载电流反馈信号V_I-LOAD可具有当高侧FET Q210导电时作为初级电流I_PRI的平均值的DC量值。因为磁化电流I_MAG的量值的平均值在高侧FET Q210导电的时间段期间(例如，在导通时间T_ON期间)约为零，所以由电流感测电路产生的负载电流反馈信号V_I-LOAD在导通时间T_ON期间指示初级电流I_PRI的有功分量(例如，仅指示有功分量)。

当高侧FET Q210显现为导电时，控制电路150可将信号斩波器控制信号V_CHOP朝向电路公共端驱动为低，以使电流感测电路260的晶体管Q236显现为不导电，持续信号斩波器时间T_CHOP。信号斩波器时间T_CHOP可约等于高侧FET Q210的导通时间T_ON，例如，如图7所示。电容器C230可在信号斩波器控制信号V_CHOP低时经由电阻器R232、R234而从感测电压V_SENSE充电，以使得负载电流反馈信号V_I-LOAD的量值是初级电流I_PRI的平均值，且因此在高侧FETQ210导电的时间期间指示初级电流的有功分量。当高侧FET Q210不导电时，控制电路150将信号斩波器控制信号V_CHOP驱动为高以使晶体管Q236显现为导电。因此，控制电路150能够从负载电流反馈信号V_I-LOAD的量值准确地确定负载电流I_LOAD的平均量值，这是因为磁化电流I_MAG以及初级电流I_PRI的振荡对负载电流反馈信号V_I-LOAD的量值的影响减小或被完全消除。

随着LED光源202的目标强度L_TRGT朝向低端强度L_LE减小，且驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的导通时间T_ON变小，负载调节电路140的寄生电容(即，FET Q210、Q212的寄生电容C_P1、C_P2、变压器220的初级绕组的寄生电容C_P3和/或电路的任何其它寄生电容)可导致初级电压V_PRI的量值在FET Q210、Q212显现为不导电之后朝向零伏缓慢减小。

图8示出说明当目标强度L_TRGT接近低端强度L_LE且当正向转换器240正在正常模式中以及在突发模式的活动状态中操作时正向转换器和电流感测电路(例如，正向转换器240和电流感测电路260)的操作的实例波形。初级电压V_PRI的量值的逐渐下降可允许变压器220的初级绕组继续传导初级电流I_PRI，以使得变压器220可继续在FET Q210、Q212显现为不导电之后将功率递送到次级绕组，例如，如图8所示。磁化电流I_MAG的量值可继续在驱动控制信号V_DRIVE1(例如，和/或驱动控制信号V_DRIVE2)的导通时间T_ON之后增大。因此，控制电路150可将信号斩波器时间T_CHOP增大到大于导通时间T_ON。举例来说，控制电路150可在LED光源202的目标强度L_TRGT接近低端强度L_LE时以偏移时间T_OS增大信号斩波器时间T_CHOP(例如，在此期间，信号斩波器控制信号V_CHOP低)。

图9是例如当目标强度L_TRGT接近低端强度L_LE且当正向转换器240正在正常模式中以及在突发模式的活动状态中操作时(例如，如图8所示)偏移时间T_OS与LED光源202的目标强度L_TRGT之间的关系的实例曲线图。控制电路150可将偏移时间T_OS的值作为LED光源202的目标强度L_TRGT的函数来调整。举例来说，控制电路150可在目标强度L_TRGT低于阈值强度L_TH(例如，约10％)且高于跃迁强度L_TRAN(例如，约5％)时相对于目标强度L_TRGT线性地调整偏移时间T_OS的值。高于阈值强度L_TH时，偏移时间T_OS可保持恒定在例如约零微秒。低于跃迁强度L_TRAN时，偏移时间T_OS可保持恒定在例如最大偏移时间T_OS-MAX，这是因为在低于跃迁强度L_TRAN时，目标负载电流I_TRGT可保持恒定在最小额定电流I_MIN。

图10是例如当目标强度L_TRGT接近低端强度L_LE且当正向转换器240正在正常模式中以及在突发模式的活动状态中操作时(例如，如图8所示)偏移时间T_OS与LED光源202的目标强度L_TRGT之间的关系(例如，替代关系)的实例曲线图。控制电路150可将偏移时间T_OS的值作为LED光源202的目标强度L_TRGT的函数来调整。举例来说，控制电路150可在高端强度L_HE与跃迁强度L_TRAN之间调整偏移时间T_OS的值，例如，如图10所示。举例来说，控制电路150可使用下式：

其中，T_OS-PREV可为偏移时间的先前值。K_RIPPLE可为输出电感器电流I_L(例如，其可为负载电流I_LOAD的函数)的动态纹波比。举例来说，可根据下式来确定K_RIPPLE：

K_RIPPLE＝I_L-PK/I_L-AVG

且C_PARASITIC可为FET Q210、Q212的结与电路公共端之间的总寄生电容。低于跃迁强度L_TRAN时，偏移时间T_OS可保持恒定在最大偏移时间T_OS-MAX。

图11示出说明当在突发模式中操作时的正向转换器(例如，图5所示的正向转换器240)的操作的实例波形。正向转换器240的逆变器电路可在活动状态期间产生逆变器电压V_INV(例如，持续如图11所示的活动状态周期T_ACTIVE的长度)，例如，以使得负载电流I_LOAD的量值可被调节到最小额定电流I_MIN。逆变器电压V_INV可不在非活动状态期间产生，例如，持续非活动状态周期T_INACTIVE。活动状态可以突发模式周期T_BURST(例如，约4.4毫秒)在周期性基础上开始。活动状态周期T_ACTIVE和非活动状态周期T_INACTIVE可通过取决于突发占空比DC_BURST的持续时间来表征。举例来说，T_ACTIVE＝DC_BURST·T_BURST且T_INACTIVE＝(1-DC_BURST)·T_BURST。负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE可取决于突发占空比DC_BURST。举例来说，负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE可等于突发占空比DC_BURST乘以负载电流I_LOAD(例如，I_AVE＝DC_BURST·I_LOAD)，其中负载电流I_LOAD在一个实例中可为最小负载电流I_MIN(例如，I_AVE＝DC_BURST·I_MIN)。

突发占空比DC_BURST可受到控制以调整负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE。举例来说，突发模式周期T_BURST可保持恒定且活动状态周期T_ACTIVE的长度可变化以调整占空比DC_BURST，而这又可改变负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE。活动状态周期T_ACTIVE可保持恒定且突发模式周期T_BURST的长度可变化以调整突发占空比DC_BURST，而这又可改变负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE。因此，随着突发占空比DC_BURST增大，负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE可增大，且随着突发占空比DC_BURST减小，负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE可减小。

图12A是说明例如随着光源(例如，LED光源202)的目标强度L_TRGT增大(例如，从低端强度L_LE增大)当负载调节电路(例如，负载调节电路140)在突发模式中操作时的负载电流I_LOAD的实例波形1200的图式。控制电路(例如，图1所示的LED驱动器100的控制电路150和/或控制图5所示的正向转换器240和电流感测电路260的控制电路150)可通过调整突发占空比DC_BURST来调整突发模式周期T_BURST的活动状态周期T_ACTIVE的长度。调整活动状态周期T_ACTIVE的长度可调整负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE，且又调整光源的强度。

负载电流I_LOAD的活动状态周期T_ACTIVE可具有取决于负载调节电路的逆变器电路的逆变器循环的长度(即，操作周期T_OP)的长度。举例来说，参照图11，活动状态周期T_ACTIVE可包括六个逆变器循环，且因此，具有等于六个逆变器循环的持续时间的长度。控制电路可通过调整活动状态周期T_ACTIVE中的逆变器循环的数量来调整(即，增大或减小)活动状态周期T_ACTIVE。因此，控制电路可按对应于负载调节电路的逆变器电路的逆变器循环的长度的预定时间间隔(例如，跃迁操作周期T_OP-T(例如，约12.8秒))调整活动状态周期T_ACTIVE。因此，活动状态周期T_ACTIVE可通过一个或更多个逆变器循环来表征，且可通过调整每活动状态周期T_ACTIVE的逆变器循环的数量来调整。因此，负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE可按预定增幅调整，例如，所述增幅对应于因每活动状态周期T_ACTIVE的逆变器循环的增大或减小所致的负载电流I_LOAD的改变。

负载调节电路的一个或更多个突发模式周期T_BURST可通过包括相同数量的逆变器循环的活动状态周期T_ACTIVE来表征。在图12A的实例中，三个突发模式周期T_BURST 1202、1204、1206可通过等同的活动状态周期T_ACTIVE1(即，具有相同数量的逆变器循环的活动状态周期T_ACTIVE1)来表征。突发模式周期T_BURST 1208的活动状态周期T_ACTIVE2可大于其它突发模式周期T_BURST 1202、1204、1206的活动状态周期T_ACTIVE1。换句话说，突发模式周期T_BURST 1208期间的活动状态周期T_ACTIVE2与突发模式周期T_BURST 1202、1204、1206期间的活动状态周期T_ACTIVE1相比可增大。因此，负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE可在突发模式周期T_BURST 1208期间根据活动状态周期T_ACTIVE2的额外逆变器循环来增大。因此，控制电路可通过以一个或更多个逆变器循环的增幅调整活动状态周期T_ACTIVE来调整(即，增大或减小)负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE。

图12B是说明例如随着光源(例如，LED光源202)的目标强度L_TRGT增大(例如，从低端强度L_LE增大)当负载调节电路(例如，负载调节电路140)在突发模式中操作时的负载电流I_LOAD的实例波形1210的图式。如本文所述，控制电路(例如，图1所示的LED驱动器100的控制电路150和/或控制图5所示的正向转换器240和电流感测电路260的控制电路150)可通过调整活动状态周期T_ACTIVE(即，每活动状态周期T_ACTIVE的逆变器循环的数量)来调整负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE。当接近低端强度L_LE而仅调整活动状态周期T_ACTIVE(例如，且又调整突发占空比DC_BURST)时，负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE的调整可导致用户在视觉上可察觉的照明负载的强度的改变(例如，如图12A所示)。

当在突发模式中时，控制电路还可在活动状态周期T_ACTIVE的调整之间和/或在此期间调整(即，增大或减小)负载电流I_LOAD的量值，例如，从而与仅调整活动状态周期T_ACTIVE相比，以较精细的间隔调整负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE(例如，以提供照明负载的强度的较精细的调谐)。控制电路可通过调整目标负载电流I_TRGT且通过控制逆变器电路在活动状态周期T_ACTIVE期间将负载电流I_LOAD调节到目标负载电流I_TRGT来调整(即，增大或减小)负载电流I_LOAD的量值，例如，如本文所述。控制电路可线性地调整负载电流I_LOAD、将负载电流I_LOAD作为负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE的函数来可变地调整，和/或以预定量调整负载电流I_LOAD。因此，控制电路可通过调整负载电流I_LOAD而使活动状态周期T_ACTIVE的调整之间的过渡变得容易。

控制电路可例如在活动状态周期T_ACTIVE的调整之间和/或在调整活动状态周期T_ACTIVE时以电流偏移I_OS调整目标负载电流I_TRGT。例如基于突发占空比DC_BURST，电流偏移I_OS的范围可介于最小电流偏移I_OS-MIN与最大电流偏移I_OS-MAX之间(即，电流偏移I_OS在最小电流偏移I_OS-MIN与最大电流偏移I_OS-MAX之间变化)。电流偏移I_OS的值可基于最小额定电流I_MIN、目标电流I_TRGT、目标强度L_TRGT、突发占空比DC_BURST和/或活动状态周期T_ACTIVE来确定。电流偏移I_OS可在具有相同活动状态周期T_ACTIVE的突发模式周期T_BURST之间和/或具有不同活动状态周期T_ACTIVE的突发模式周期T_BURST之间变化。

参照图12B，控制电路可按恒定速率增大光源的强度。控制电路可将两个或更多个突发模式周期T_BURST的活动状态周期T_ACTIVE保持恒定，且可例如以一致或变化的电流偏移I_OS调整两个或更多个突发模式周期T_BURST的活动状态周期T_ACTIVE的负载电流I_LOAD。举例来说，控制电路可将突发模式周期T_BURST 1212、1214、1216的活动状态周期T_ACTIVE1(即，活动状态周期T_ACTIVE1的逆变器循环的数量)保持恒定，如图12B所示。控制电路可在突发模式周期T_BURST1212的活动状态周期T_ACTIVE1期间将负载电流I_LOAD设置为最小额定电流I_MIN。控制电路可在将突发模式周期T_BURST 1214的活动状态周期T_ACTIVE1保持恒定的同时，按电流偏移I_OS-1增大活动状态周期T_ACTIVE1的负载电流I_LOAD。控制电路可接着在将突发模式周期T_BURST 1216的活动状态周期T_ACTIVE1保持恒定的同时，按电流偏移I_OS-2增大活动状态周期T_ACTIVE1的负载电流I_LOAD。电流偏移I_OS-2可大于电流偏移I_OS-1。电流偏移I_OS-2可等于、大于或小于两倍的电流偏移I_OS-1。举例来说，如果光源的强度正以恒定速率增大，那么电流偏移I_OS-2可等于两倍的电流偏移I_OS-1。控制电路可在将活动状态周期T_ACTIVE1保持恒定的同时，在突发模式周期T_BURST1212、1214、1216期间增大负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE。

控制电路可调整后续突发模式周期T_BURST的活动状态周期T_ACTIVE和负载电流I_LOAD。举例来说，控制电路可增大突发模式周期T_BURST 1218的活动状态周期T_ACTIVE2，且减小突发模式周期T_BURST 1218的活动状态周期T_ACTIVE2的负载电流I_LOAD。控制电路可将突发模式周期T_BURST1218的活动状态周期T_ACTIVE2增大一个逆变器循环，且可将突发模式周期T_BURST 1218的活动状态周期T_ACTIVE2的负载电流I_LOAD设置为最小额定电流I_MIN。虽然突发模式周期T_BURST1218的活动状态周期T_ACTIVE2的负载电流I_LOAD减小，但负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE由于活动状态周期T_ACTIVE2的增大而增大。因此，控制电路可通过在突发模式期间调整负载电流I_LOAD与活动状态周期T_ACTIVE两者来以较精细的间隔控制(例如，增大或减小)负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE。

当增大活动状态周期T_ACTIVE时，负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE可由于施加负载电流I_LOAD持续突发模式周期T_BURST的较大持续时间而增大。举例来说，这可在图12B中通过1250来说明。当在具有相同活动状态周期T_ACTIVE的突发模式周期T_BURST期间增大负载电流I_LOAD时，负载电流I_LOAD可增大到超过最小负载电流I_MIN达电流偏移I_OS(例如，其可在最小电流偏移I_OS-MIN与最大电流偏移I_OS-MAX之间变化)。因此，负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE可由于施加超过最小负载电流I_MIN的电流偏移I_OS持续活动状态周期T_ACTIVE而增大，例如，如图12B中的1230和1240所说明。

当确定特定突发模式周期T_BURST的电流偏移I_OS的值时，控制电路可确保由于施加电流偏移I_OS而引起的负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE的改变(例如，增大或减小)不超过由于在突发模式周期T_BURST期间施加负载电流I_LOAD持续较大持续时间(即，活动状态周期T_ACTIVE的增大)而引起的负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE的改变(例如，增大或减小)。举例来说，参照图12B，控制电路可确定电流偏移I_OS-1以使得因电流偏移I_OS-1所致的负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE的改变1230小于因电流偏移I_OS-2所致的负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE的改变1240。类似地，控制电路可确定电流偏移I_OS-2以使得因电流偏移I_OS-2所致的负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE的改变1240大于因电流偏移I_OS-1所致的负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE的改变1230且小于由于施加负载电流I_LOAD持续突发模式周期T_BURST期间的较大持续时间(即，活动状态周期T_ACTIVE1与活动状态周期T_ACTIVE2之间的差)而引起的负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE的增大1250。这可使得，控制电路可通过以电流偏移I_OS调整负载电流I_LOAD而使活动状态周期T_ACTIVE的调整之间的过渡(例如，从活动状态周期T_ACTIVE1到活动状态周期T_ACTIVE2)变得容易。

图12C示出例如说明随着光源(例如，LED光源202)的目标强度L_TRGT从低端强度L_LE增大，负载控制电路(例如，图1所示的LED驱动器100的控制电路150和/或控制图5所示的正向转换器240和电流感测电路260的控制电路150)可如何在突发模式期间将活动状态周期T_ACTIVE保持恒定时确定电流偏移I_OS的实例的实例波形1260、1280。如本文所述，突发占空比DC_BURST(即，DC_{BURST-INTEGER})，且继而，活动状态周期T_ACTIVE可通过一个或更多个逆变器循环来表征。

参照实例波形1260，突发模式周期T_BURST 1262的活动状态周期T_ACTIVE1可通过两个逆变器循环1266来表征。在后续突发模式周期T_BURST 1264中，控制电路可确定例如根据目标强度I_TRGT来调整负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE。举例来说，控制电路可确定以不到一个逆变器循环增大突发模式周期T_BURST 1264的活动状态周期T_ACTIVE3以实现负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE的增大。因此，突发模式周期T_BURST 1264的活动状态周期T_ACTIVE3可通过两个逆变器循环1266和第三逆变器循环1266的分数部分1268来表征，其中例如，突发模式周期T_BURST 1264期间的负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE的增大可因第三逆变器循环1266的分数部分1268所致。

如本文所述，突发模式周期T_BURST的理想突发占空比DC_BURST-IDEAL可通过整数部分DC_{BURST-INTEGER}和/或分数部分DC_{BURST-FRACTIONAL}来表征。举例来说，理想突发占空比DC_BURST-IDEAL可遵循图3所示的理想曲线(例如，理想突发占空比DC_BURST-IDEAL可导致活动状态周期T_ACTIVE3)。整数部分DC_{BURST-INTEGER}可通过包括完整逆变器循环的理想突发占空比DC_BURST-IDEAL的百分比来表征。分数部分DC_{BURST-FRACTIONAL}可通过包括逆变器循环的分数的理想突发占空比DC_BURST-IDEAL的百分比来表征。举例来说，如图12C所示，突发模式周期T_BURST 1262的理想突发占空比DC_BURST-IDEAL可包括整数部分DC_{BURST-INTEGER} 1270(其可通过两个逆变器循环1266来表征)，但不包括分数部分DC_{BURST-FRACTIONAL}。突发模式周期T_BURST 1264的理想突发占空比DC_BURST-IDEAL可包括整数部分DC_{BURST-INTEGER} 1270(其可通过两个逆变器循环1266来表征)和分数部分DC_{BURST-FRACTIONAL}(其可通过第三逆变器循环1266的分数部分1268来表征)。

然而，控制电路可被配置成仅以整数值(即，完整逆变器循环)而不是分数量调整逆变器循环的数量。因此，控制电路可不能够以分数部分1268增大突发模式周期T_BURST 1264的活动状态周期T_ACTIVE3且继而以分数部分DC_{BURST-FRACTIONAL} 1272增大突发模式周期T_BURST1264的突发占空比DC_BURST以增大负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE。控制电路可按电流偏移I_OS调整负载电流I_LOAD的量值，以对不能够以分数量调整逆变器循环的数量进行补偿，例如，如参照图15所述。

如上所述，在突发模式期间，控制电路可按电流偏移I_OS增大活动状态周期T_ACTIVE的负载电流I_LOAD，以便增大负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE以实现目标强度L_TRGT。例如，假设控制电路可实际上以分数量调整逆变器循环的数量，控制电路可基于突发模式周期T_BURST的理想突发占空比DC_BURST-IDEAL的分数部分DC_{BURST-FRACTIONAL}来确定电流偏移I_OS。举例来说，参照波形1280，控制电路可从波形1260基于突发模式周期T_BURST 1264的理想突发占空比DC_BURST-IDEAL的分数部分DC_{BURST-FRACTIONAL} 1272来确定电流偏移I_OS-1。也就是说，控制电路可确定电流偏移I_OS-1以使得因电流偏移I_OS-1所致的活动状态周期T_ACTIVE的负载电流I_LOAD的增大1274可等于分数部分DC_{BURST-FRACTIONAL} 1272(即，导致对负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE的相同调整)。因此，控制电路可按电流偏移I_OS(例如，电流偏移I_OS-1)调整负载电流I_LOAD的量值，以对不能够以分数量(例如，分数部分DC_{BURST-FRACTIONAL} 1272)调整逆变器循环的数量进行补偿。

图13是例如当负载调节电路(例如，负载调节电路140)在突发模式中操作时且当光源的负载电流I_LOAD接近低端强度L_LE时光源(例如，LED光源202)的目标负载电流I_TRGT和突发占空比DC_BURST与目标强度L_TRGT之间的关系的曲线图的实例。曲线图1300是光源的目标负载电流I_TRGT与目标强度L_TRGT之间的关系的实例曲线图。曲线图1310是光源的突发占空比DC_BURST(例如，理想突发占空比的整数部分DC_{BURST-INTEGER})与目标强度L_TRGT之间的关系的实例曲线图。在曲线图1300和1310中，目标强度的范围可为跃迁强度L_TRAN到低端强度L_LE。

控制电路(例如，图1所示的LED驱动器100的控制电路150和/或控制图5所示的正向转换器240和电流感测电路260的控制电路150)可例如基于目标强度L_TRGT而在突发模式期间确定目标负载电流I_TRGT的量值和/或突发占空比DC_BURST。控制电路可例如经由通过通信电路180而接收的数字消息、经由从调光器开关接收的相控信号等来确定目标强度L_TRGT。目标强度L_TRGT可为恒定的，或可从一个强度水平改变(例如，衰退)到另一强度水平。控制电路可基于目标强度L_TRGT来确定突发占空比DC_BURST。在确定突发占空比DC_BURST之后，控制电路可确定可与突发模式周期T_BURST一起使用的目标负载电流I_TRGT以使得光源被驱动到目标强度L_TRGT。控制电路可通过如下方式来确定突发占空比DC_BURST和/或目标负载电流I_TRGT：实时地计算值(例如，如参照图15所述)和/或从存储器检索值(例如，经由查找表等)。

控制电路可针对一定范围的目标强度L_TRGT而应用特定突发占空比DC_BURST(即，DC_{BURST-INTEGER})。控制电路可例如根据目标负载电流I_TRGT分布，跨越特定突发占空比DC_BURST的该范围的目标强度L_TRGT而确定目标负载电流I_TRGT。目标负载电流I_TRGT分布可跨越特定突发占空比DC_BURST的该范围的目标强度L_TRGT而线性地变化。可跨越与突发占空比DC_BURST相关联的该范围的目标强度L_TRGT而施加的目标负载电流I_TRGT分布对于不同突发占空比DC_BURST来说可不同。举例来说，目标负载电流I_TRGT可从最小额定电流I_MIN调整到最小额定电流I_MIN加上电流偏移I_OS，且电流偏移I_OS的范围基于突发占空比DC_BURST可为最小电流偏移I_OS-MIN到最大电流偏移I_OS-MAX。举例来说，突发占空比DC_BURST越大，可用于目标负载电流I_TRGT分布中的电流偏移I_OS的范围越小，且反之亦然。这是因为在较小突发占空比DC_BURST值的情况下，最小额定电流I_MIN除以突发占空比DC_BURST所得的结果(即，I_MIN/DC_BURST)可较大。此外，这是因为用户对光源的强度的改变的敏感性可在较低光照水平下增大，且照明负载的强度的较细粒的调整可在下端处是期望的。

参照图13，如果控制电路确定目标强度L_TRGT落入范围1301内，那么控制电路可确定将突发占空比DC_BURST(即，DC_{BURST-INTEGER})设置为DC_MAX，且控制电路可确定根据目标负载电流I_LOAD分布1321来设置目标负载电流I_LOAD。目标负载电流I_LOAD分布1321的范围基于目标强度L_TRGT可为最小额定电流I_MIN加上最小电流偏移I_OS-MIN到最小额定电流I_MIN。如上所述，控制电路可通过如下方式来确定突发占空比DC_BURST和/或目标负载电流I_TRGT：实时地计算值和/或从存储器检索值。

如果控制电路确定目标强度L_TRGT落入范围1302内，那么控制电路可确定将突发占空比DC_BURST设置为1312(例如，其可小于DC_MAX)，且控制电路可确定根据目标负载电流I_LOAD分布1322来设置目标负载电流I_LOAD。类似地，如果控制电路确定目标强度L_TRGT落入范围1303到1307中的一者内，那么控制电路可确定将突发占空比DC_BURST设置为1313到1317中的一者，且确定分别根据目标负载电流I_LOAD分布1323到1327中的一者来设置目标负载电流I_LOAD。连续目标负载电流I_LOAD分布的最大目标电流可改变恒定量(例如，如图13所示)，或可改变变化量(例如，随着目标强度范围变小而增大)。此外，多于或少于七个的突发占空比DC_BURST(即，DC_MAX到DC_MIN)可被提供在跃迁强度L_TRAN与低端强度L_LE之间。

当LED驱动器正驱动高功率LED光源时，LED光源可穿过LED驱动器传导较大量的电流，这可在调光到低端强度L_LE(例如，约1％)时影响LED驱动器的操作。举例来说，高功率LED光源所传导的较大电流可导致负载电流I_LOAD在每一活动状态周期T_ACTIVE的开始时使最小额定电流I_MIN过冲。

图14A示出说明例如当LED驱动器正控制高功率LED光源时的负载电流I_LOAD的过冲1402的实例波形1400。过冲1402可为超过目标负载电流I_TRGT的额外电流。举例来说，在图14B中，目标负载电流I_TRGT是最小额定电流I_MIN。换句话说，过冲1402可通过在活动状态周期T_ACTIVE的开始时高于目标负载电流I_TRGT的负载电流I_LOAD的量值的上升来表征。因为LED驱动器使用开放回路控制来确定突发占空比DC_BURST(例如，且因此确定活动状态周期T_ACTIVE的长度)，所以过冲(例如，过冲1402)可导致LED驱动器将比预期多的功率递送到LED光源。继而，过冲1402可导致平均负载电流I_AVG增大而超过预期，且因此，LED驱动器的强度可大于预期(例如，大于约1％)。此外，在活动状态周期T_ACTIVE的开始时的负载电流I_LOAD的量值的急剧上升(即，过冲1402)可在LED驱动器的负载调节电路的磁性组件中(例如，在图5所示的负载调节电路240的变压器220和/或电感器L226中)导致听得到的噪声(例如，蜂鸣声)。

因此，LED驱动器的控制电路可被配置成在每一活动状态周期T_ACTIVE的开始时控制负载电流I_LOAD的上升时间。图14B示出说明在每一活动状态周期T_ACTIVE的开始时的负载电流I_LOAD的上升时间的控制的实例波形1450。控制电路150可例如基于如负载检测电路所确定的负载电流I_LOAD、基于感测电压V_SENSE、基于负载电流反馈信号V_I-LOAD等而检测负载电流I_LOAD的过冲。控制电路150可确定在每一活动状态周期T_ACTIVE的开始时控制负载电流I_LOAD的上升时间。举例来说，控制电路150可确定控制负载电流I_LOAD的上升时间以防止继续发生过冲。在一个或更多个实施例中，控制电路150可确定在操作期间的任何时间和/或出于任何原因控制负载电流I_LOAD的上升时间，例如，控制电路150可被预先配置成在每一活动状态周期T_ACTIVE的开始时控制负载电流I_LOAD的上升时间。控制电路150可确定用于控制正向转换器240的逆变器电路的驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的导通时间T_ON(例如，使用负载电流反馈信号V_I-LOAD)。控制电路150可被配置成在斜坡时间段T_RAMP上将负载电流I_LOAD从初始电流I_INIT增大(例如，坡升)到目标负载电流I_TRGT(例如，最小额定电流I_MIN或最小额定电流I_MIN加上电流偏移I_OS)，例如，如图14B所示。举例来说，斜坡时间段T_RAMP可为约200微秒。此外，初始电流I_INIT可为额定最小电流I_MIN的约40％，但范围可为零安到略小于额定最小电流I_MIN。

因为负载电流I_LOAD的量值在斜坡时间段T_RAMP期间小于最小额定电流I_MIN，所以控制电路150不在斜坡时间段T_RAMP期间响应于负载电流反馈信号V_I-LOAD而调节负载电流I_LOAD的量值。在非活动状态周期T_INACTIVE期间冻结控制回路之后，控制电路150可在控制电路调整驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的导通时间T_ON的同时将控制回路维持在冻结状态，以在斜坡时间段T_RAMP期间将负载电流I_LOAD坡升到目标负载电流I_TRGT。在斜坡时间段T_RAMP之后，控制电路在开始在调节时间段T_REG期间调节负载电流的量值之前等待达等待时间段T_WAIT(例如，约200微秒)。因此，控制回路可被冻结持续非活动状态周期T_INACTIVE、斜坡时间段T_RAMP以及等待时间段T_WAIT的持续时间，且控制回路可在调节时间段T_REG期间解冻(活动)。在突发模式的活动状态T_ACTIVE期间使负载电流I_LOAD坡升可防止负载电流I_LOAD在每一活动状态周期T_ACTIVE的开始时使最小额定电流I_MIN过冲。等待时间段T_WAIT可用于使负载电流I_LOAD稳定。在一个或更多个实施例中，等待时间段T_WAIT可被省略。

图14B可并未按比例绘制。举例来说，在一个或更多个实施例中，斜坡时间段T_RAMP可为脉冲宽度(例如，约200微秒)的约四分之一，等待时间段T_WAIT可为脉冲宽度(例如，约200微秒)的约四分之一，且调节时间段T_REG可为脉冲宽度(例如，约200微秒)的约一半。本发明不限于此，且斜坡时间段T_RAMP、等待时间段T_WAIT以及调节时间段T_REG可呈脉冲宽度的不同比例。

目标强度L_TRGT可与递送到电负载的目标功率量相关联。举例来说，虽然图2和图3所说明的实例是关于目标强度L_TRGT，但控制电路(例如，控制电路150)可被配置成调整目标负载电流I_TRGT以控制递送到电负载的目标功率量，和/或控制电路可被配置成当在突发模式中操作时响应于目标功率量而调整突发占空比DC_BURST。举例来说，控制电路可被配置成当在突发模式中操作时相对于目标功率量线性地调整突发占空比DC_BURST。此外，控制电路可被配置成当目标功率量小于跃迁功率量时在突发模式中操作。跃迁功率量可为当电负载被控制为跃迁强度L_TRAN时递送到电负载的功率。

图15A、图15B、图16、图17A、图17B和图18是用于在正常模式和突发模式中操作正向转换器的实例过程的简化流程图。图15A、图15B、图16、图17A、图17B和图18的过程可由负载控制装置的控制电路(例如，例如，图1所示的LED驱动器100的控制电路150和/或控制图5所示的正向转换器240和电流感测电路260的控制电路150)执行。

图15A是可在1510处调整目标强度L_TRGT(例如，响应于经由通信电路180接收的数字消息)时执行的实例目标强度过程1500的简化流程图。控制电路可在1512处确定是否正在突发模式中操作正向转换器(例如，目标强度L_TRGT是否介于高端强度L_HE与跃迁强度L_TRAN之间，即，L_TRAN≤L_TRGT≤L_HE)。如果控制电路在1512处确定不在突发模式中操作正向转换器(例如，而是在正常模式中操作正向转换器)，那么控制电路可在1514处将目标负载电流I_TRGT作为目标强度L_TRGT的函数来确定和设置(例如，如图2所示)。控制电路可接着在1516处将突发占空比DC_BURST设置为等于最大占空比DC_MAX(例如，约100％)(例如，如图3所示)，且控制电路可退出目标强度过程1500。

如果控制电路在1512处确定正在突发模式中操作正向转换器(例如，目标强度L_TRGT低于跃迁强度L_TRAN，即，L_TRGT<L_TRAN)，那么控制电路可在1518处将目标负载电流I_TRGT设置为最小值(例如，最小额定电流I_MIN)(例如，如图2所示)。控制电路可接着在1520处将突发占空比DC_BURST作为目标强度L_TRGT的函数来确定和设置(例如，使用如图3所示的开放回路控制)，且控制电路可退出目标强度过程1500。

图15B是可在1560处调整目标强度L_TRGT(例如，响应于经由通信电路180接收的数字消息)时执行的实例目标强度过程1550的简化流程图。控制电路可在1562处确定是否正在突发模式中操作正向转换器(例如，目标强度L_TRGT是否介于高端强度L_HE与跃迁强度L_TRAN之间，即，L_TRAN≤L_TRGT≤L_HE)。如果控制电路确定不在突发模式中操作正向转换器(例如，而是在正常模式中操作正向转换器)，那么控制电路可在1564处将目标负载电流I_TRGT作为目标强度L_TRGT的函数来确定和设置(例如，如图2所示)。控制电路可接着在1566处将突发占空比DC_BURST设置为等于最大占空比DC_MAX(例如，约100％)(例如，如图3所示)，且控制电路可退出目标强度过程1550。

如果控制电路在1562处确定正在突发模式中操作正向转换器(例如，目标强度L_TRGT低于跃迁强度L_TRAN，即，L_TRGT<L_TRAN)，那么控制电路可在1568处确定一个或更多个突发模式周期T_BURST的突发占空比DC_BURST和目标负载电流I_TRGT(例如，使用开放回路控制)。举例来说，控制电路可通过如下方式来确定突发占空比DC_BURST和/或目标负载电流I_TRGT：实时地计算值(例如，如参照图16所述)和/或从存储器检索值(例如，经由查找表等)。控制电路可确定可在将照明负载的强度调整到目标强度L_TRGT时使用的多个突发模式周期T_BURST的突发占空比DC_BURST和目标负载电流I_TRGT，例如，如参照图12B和图13所述。控制电路可接着在1570处设置多个突发模式周期T_BURST中的每一者的突发占空比DC_BURST和目标负载电流I_TRGT，例如，直到照明负载的强度等于目标强度L_TRGT为止，且控制电路可退出目标强度过程1550。

图16是实例目标负载电流I_TRGT过程1600的简化流程图。可周期性地(例如，每66微秒)执行目标负载电流I_TRGT过程1600。在一个或更多个实施例中，可在目标强度过程1550的1568期间执行目标负载电流I_TRGT过程1600。控制电路可例如使用目标负载电流I_TRGT过程1600来确定用于在每一突发模式周期T_BURST的开始时控制照明负载的突发占空比DC_BURST(例如，理想突发占空比DC_BURST-IDEAL、理想突发占空比的整数部分DC_{BURST-INTEGER}和/或理想突发占空比的分数部分DC_{BURST-FRACTIONAL})、电流偏移I_OS和目标负载电流I_TRGT。目标负载电流I_TRGT过程1600可始于1602，其中控制电路可确定目标强度L_TRGT。控制电路可例如经由通过通信电路180而接收的数字消息、经由从调光器开关接收的相控信号等来确定目标强度L_TRGT。目标强度L_TRGT可为恒定的，或可从一个强度水平改变到另一强度水平。

在确定目标强度L_TRGT之后，控制电路可在1604处确定理想突发占空比DC_BURST-IDEAL。随着在低端强度L_LE与跃迁强度L_TRAN之间调整目标强度L_TRGT，可线性地调整理想突发占空比DC_BURST-IDEAL。举例来说，控制电路可使用图3的曲线图基于目标强度L_TRGT而确定理想突发占空比DC_BURST-IDEAL。理想突发占空比DC_BURST-IDEAL可包括整数部分DC_{BURST-INTEGER}和/或分数部分DC_{BURST-FRACTIONAL}，例如，如参照图12C所述。

控制电路可在1606处确定理想突发占空比的整数部分DC_{BURST-INTEGER}。举例来说，控制电路可使用下式通过将理想突发占空比DC_BURST-IDEAL下舍入(Round-Down)到下一最近整数值来确定理想突发占空比的整数部分DC_{BURST-INTEGER}：

DC_{BURST-INTEGER}＝Round-Down(DC_BURST-IDEAL)

控制电路可在1608处确定理想突发占空比的分数部分DC_{BURST-FRACTIONAL}。举例来说，控制电路可例如使用下式通过将理想突发占空比的整数部分DC_{BURST-INTEGER}从理想突发占空比DC_BURST-IDEAL减去而确定理想突发占空比的分数部分DC_{BURST-FRACTIONAL}：

DC_{BURST-FRACTIONAL}＝DC_BURST-IDEAL-DC_{BURST-INTEGER}

如本文所述，理想突发占空比的分数部分DC_{BURST-FRACTIONAL}可通过包括逆变器循环的分数的理想突发占空比DC_BURST-IDEAL的百分比来表征。且因为控制电路可被配置成仅以整数值而不是分数量(即，DC_{BURST-FRACTIONAL})调整逆变器循环的数量，所以控制电路可确定突发模式周期T_BURST的电流偏移I_OS，以使得因电流偏移I_OS所致的负载电流I_LOAD的增大可等于分数部分DC_{BURST-FRACTIONAL}(即，导致对负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE的相同调整)。

控制电路可在1610处使用最小额定电流I_MIN而确定在具有包括一个逆变器循环的突发占空比DC_BURST-CYCLE的突发模式周期T_BURST期间产生的平均电流I_DUTY。当目标强度L_TRGT小于跃迁强度L_TRAN时，最小额定电流I_MIN可为峰值电流，例如，如图2所示。控制电路可例如根据下式而确定在具有包括一个逆变器循环的突发占空比DC_BURST-CYCLE的突发模式周期T_BURST期间产生的平均电流I_DUTY。

I_DUTY＝I_MIN/DC_BURST-CYCLE

控制电路可在1612处根据在包括一个逆变器循环的突发占空比DC_BURST-CYCLE期间产生的平均电流I_DUTY的量以及理想突发占空比的分数部分DC_{BURST-FRACTIONAL}而确定电流偏移I_OS。举例来说，控制电路可例如根据下式而将理想突发占空比的分数部分DC_{BURST-FRACTIONAL}乘以在具有包括一个逆变器循环的突发占空比DC_BURST-CYCLE的突发模式周期T_BURST期间产生的平均电流I_DUTY以确定电流偏移I_OS：

I_OS＝I_DUTY·DC_{BURST-FRACTIONAL}

在确定电流偏移I_OS之后，控制电路可在1614处将电流偏移I_OS与最小额定电流I_MIN相加以确定目标强度L_TRGT的目标电流I_TRGT，且控制电路可退出目标负载电流I_TRGT过程1600。因为控制电路可被配置成以整数值而不是分数量调整逆变器循环的数量，所以控制电路可通过使用突发占空比的整数部分DC_{BURST-INTEGER}且通过使用电流偏移I_OS代替理想突发占空比的分数部分DC_{BURST-FRACTIONAL}而在突发模式中操作。因此，控制电路可控制负载电流I_LOAD以实现目标强度，但可不能够在理想突发占空比DC_BURST-IDEAL下操作。

在一个或更多个实施例中，控制电路可确定经缩放的目标强度L_SCALED，且当在目标负载电流I_TRGT过程1600期间确定理想突发占空比DC_BURST-IDEAL时，使用经缩放的目标强度L_SCALED来代替目标强度L_TRGT。举例来说，当低端强度L_LE和/或最小突发占空比DC_MIN并非零时(例如，当低端强度L_LE大致上处于0.1％到1％的范围中时)，可确定且使用经缩放的目标强度L_SCALED。经缩放的目标强度L_SCALED可基于目标强度L_TRGT、最小突发占空比DC_MIN和最大突发占空比DC_MAX。举例来说，控制电路可使用下式来确定经缩放的目标强度L_SCALED：

在确定经缩放的目标强度L_SCALED之后，控制电路可例如在1604处基于经缩放的目标强度L_SCALED而确定理想突发占空比DC_BURST-IDEAL，且目标负载电流I_TRGT过程1600可如本文所述而进行。举例来说，控制电路可使用下式基于经缩放的目标强度L_SCALED而确定理想突发占空比DC_BURST-IDEAL：

DC_BURST＝(L_SCALED/L_TRAN)*T_BURST

图17A是例如可周期性地(例如，每66微秒)执行的实例控制回路过程1700的简化流程图。控制回路过程1700可始于1710。举例来说，控制电路可执行控制回路过程1700以响应于从接收自电流感测电路的负载电流反馈信号V_I-LOAD确定的负载电流I_LOAD的量值而调整驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的导通时间T_ON(例如，且因此调整逆变器电压V_INV的占空比DC_INV)。控制电路可在1712处确定是否正在正常模式中操作正向转换器。如果不在正常模式中操作正向转换器，那么控制电路可在1714处确定是否正在突发模式的活动状态中操作正向转换器。如果控制电路正在正常模式中或在突发模式的活动状态中操作正向转换器，那么控制电路可响应于负载电流反馈信号V_I-LOAD而调整驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的导通时间T_ON。举例来说，控制电路可在1716处确定负载电流I_LOAD的量值是否过高(例如，I_LOAD>I_TRGT)。如果负载电流I_LOAD的量值过高，那么控制电路可在1718处减小驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的导通时间T_ON。举例来说，在1718处，控制电路可将导通时间T_ON减小预定量或取决于目标负载电流I_TRGT与负载电流I_LOAD的量值之间的误差的量值的量。在减小驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的导通时间T_ON之后，控制电路可退出控制回路过程1700。

如果控制电路在1716处确定负载电流I_LOAD的量值并不过高，那么控制电路可在1720处确定负载电流I_LOAD的量值是否过低(例如，I_LOAD<I_TRGT)。如果控制电路确定负载电流I_LOAD的量值过低，那么控制电路可在1722处增大驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的导通时间T_ON。举例来说，在1722处，控制电路可将导通时间T_ON增大预定量或取决于目标负载电流I_TRGT与负载电流I_LOAD的量值之间的误差的量值的量。在增大驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的导通时间T_ON之后，控制电路可退出控制回路过程1700。如果控制电路在1716处确定负载电流I_LOAD的量值并不过高且在1720处确定并不过低，那么控制电路可退出控制回路过程1700。

如果控制电路正在突发模式的非活动状态中操作正向转换器，那么控制电路可退出控制回路过程1700而不调整驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的导通时间T_ON。因此，当在突发模式的非活动状态中时，控制电路可通过不响应于负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE调整驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的导通时间T_ON来冻结控制回路。如果负载电流I_LOAD的量值在非活动状态期间是约零安，那么控制电路可将驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的导通时间T_ON(例如，如存储器170中所存储)维持为等于来自先前活动状态的导通时间的最近值。控制电路可在下一活动状态期间将负载电流的量值控制为最小额定电流I_MIN。

图17B是例如可周期性地(例如，每66微秒)执行的实例控制回路过程1750的简化流程图。举例来说，控制回路过程1750可由控制电路执行以通过使负载电流I_LOAD坡升而在每一活动状态周期T_ACTIVE的开始时避免负载电流I_LOAD的过冲。控制回路过程1750可始于1760。控制电路可在1762处确定是否正在正常模式中操作正向转换器。如果不在正常模式中操作正向转换器，那么控制电路可在1764处确定是否正在突发模式的活动状态中操作正向转换器。如果控制电路正在1764处在突发模式的活动状态中操作正向转换器，那么控制电路可接着在1765处确定当前是否应调节负载电流(例如，是否正在如图14B所示的调节时间段T_REG中操作)。

如果控制电路正在正常模式中或在突发模式的活动状态的调节时间段T_REG中操作正向转换器，那么控制电路可响应于负载电流反馈信号V_I-LOAD而调整驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的导通时间T_ON。举例来说，控制电路可在1766处确定负载电流I_LOAD的量值是否过高(例如，I_LOAD>I_TRGT)。如果负载电流I_LOAD的量值过高，那么控制电路可在1768处减小驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的导通时间T_ON。举例来说，在1768处，控制电路可将导通时间T_ON减小预定量或取决于目标负载电流I_TRGT与负载电流I_LOAD的量值之间的误差的量值的量。在减小驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的导通时间T_ON之后，控制电路可退出控制回路过程1750。

如果控制电路在1766处确定负载电流I_LOAD的量值并不过高，那么控制电路可在1770处确定负载电流I_LOAD的量值是否过低(例如，I_LOAD<I_TRGT)。如果控制电路确定负载电流I_LOAD的量值过低，那么控制电路可在1772处增大驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的导通时间T_ON。举例来说，在1772处，控制电路可将导通时间T_ON增大预定量或取决于目标负载电流I_TRGT与负载电流I_LOAD的量值之间的误差的量值的量。在增大驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的导通时间T_ON之后，控制电路可退出控制回路过程1750。如果控制电路在1766处确定负载电流I_LOAD的量值并不过高且在1770处确定并不过低，那么控制电路可退出控制回路过程1750。

如果控制电路正在1764处在突发模式的非活动状态中操作正向转换器，那么控制电路可退出控制回路过程1750而不调整驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的导通时间T_ON。因此，当在突发模式的非活动状态中时，控制电路可通过不响应于负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE调整驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的导通时间T_ON来冻结控制回路。如果负载电流I_LOAD的量值在非活动状态期间是约零安，那么控制电路可将驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的导通时间T_ON(例如，如存储器170中所存储)维持为等于来自先前活动状态的导通时间的最近值。

如果控制电路正在1764处在突发模式的活动状态中操作正向转换器，而不是在1765处在调节时间段T_REG中操作正向转换器，那么控制电路可在1774处使用开放回路控制来调整驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的导通时间T_ON以在每一活动状态周期T_ACTIVE的开始时(例如，在如图14B所示的斜坡时间段T_RAMP期间)使负载电流I_LOAD坡升。控制电路也可在再次开始在下一调节时间段T_REG期间响应于负载电流I_LOAD的平均量值I_AVE而调整驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的导通时间T_ON之前等待达等待时间段T_WAIT。因此，当不处于突发模式的活动状态中的调节时间段T_REG中时，控制电路可将控制回路维持冻结。控制电路可在下一调节时间段T_REG期间将负载电流的量值控制为最小额定电流I_MIN。

图18是例如可周期性地执行的实例驱动信号过程1800的简化流程图。驱动信号过程1800可始于1810。驱动信号过程1800可根据正向转换器240的逆变器电压V_INV的操作周期T_OP来周期性地执行。举例来说，控制电路可执行驱动信号过程1800以使用在图17A的控制回路过程1700或图17B的控制回路过程1750期间确定的导通时间T_ON来产生驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2。控制电路可在1812处确定是否正在正常模式中操作正向转换器。如果不在正常模式中操作正向转换器，那么控制电路可在1814处确定是否正在突发模式的活动状态中操作正向转换器。如果控制电路正在正常模式中或在突发模式的活动状态中操作正向转换器，那么控制电路可在1816处确定应控制高侧FET Q210还是低侧FET Q212。如果控制电路在1816处确定应控制高侧FET Q210，那么控制电路可在1818处将第一驱动控制信号V_DRIVE1驱动为高到约供电电压V_CC持续导通时间T_ON。

控制电路可从负载电流反馈信号V_I-LOAD确定负载电流I_LOAD的量值。控制电路可在1820处确定目标强度L_TRGT是否大于或等于阈值强度L_TH。如果目标强度L_TRGT大于或等于阈值强度L_TH，那么控制电路可在1822处将信号斩波器时间T_CHOP设置为等于导通时间T_ON。如果控制电路在1820处确定目标强度L_TRGT小于阈值强度L_TH，那么控制电路可在1824处响应于目标强度L_TRGT而确定偏移时间T_OS(例如，使用图9和图10所示的关系中的一者或更多者)。控制信号可在1826处将信号斩波器时间T_CHOP设置为等于导通时间T_ON与偏移时间T_OS的总和。

接着，控制电路可在1828处将信号斩波器控制信号V_CHOP朝向电路公共端驱动为低持续信号斩波器时间T_CHOP。控制电路可在1830处对平均负载电流反馈信号V_I-LOAD进行采样。控制电路可在1832处使用采样值来计算负载电流I_LOAD的量值。举例来说，控制电路可使用下式在1832处计算负载电流I_LOAD的量值：

其中T_DELAY是因FET Q210、Q212的开启时间和关断时间所致的总延迟时间(例如，T_DELAY＝T_TURN-ON-T_TURN-OFF)，可等于约200微秒。最终，控制电路可在确定负载电流I_LOAD的量值之后，退出驱动信号过程1800。

如果控制电路在1816处确定应控制低侧FET Q212，那么控制电路可在1834处将第二驱动控制信号V_DRIVE2驱动为高到约供电电压V_CC，持续导通时间T_ON。控制电路可退出驱动信号过程1800，而控制电路不将信号斩波器控制信号V_CHOP驱动为低且不从负载电流反馈信号V_I-LOAD确定负载电流I_LOAD的量值。如果控制电路在1812处确定正在突发模式中操作正向转换器以及在1814处在非活动状态中操作正向转换器，那么控制电路可退出驱动信号过程1800而不产生驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2。

本文所述的实施例(例如，如负载控制电路所执行)中的一者或更多者可用于减小照明负载的强度和/或增大照明负载的强度。举例来说，本文所述的一个或更多个实施例可用于将照明负载的强度从开启调整到关断，从关断调整到开启，从较高强度调整到较低强度和/或从较低强度调整到较高强度。举例来说，本文本文所述的实施例(例如，如负载控制电路所执行)中的一者或更多者可用于使光源的强度从开启衰退到关断(例如，低端强度L_LE可等于0％)和/或使光源的强度从关断衰退到开启。

虽然参照LED驱动器来描述，但本文所述的一个或更多个实施例可用于其它负载控制装置。举例来说，本文所述的实施例中的一者或更多者可由各种负载控制装置执行，所述负载控制装置被配置成控制各种电负载类型，例如：用于驱动LED光源(例如，LED光引擎)的LED驱动器；包括调光器电路和白炽灯或卤素灯的旋入式照明器具；包括镇流器和紧凑型荧光灯的旋入式照明器具；包括LED驱动器和LED光源的旋入式照明器具；用于控制白炽灯、卤素灯、电子低压照明负载、磁性低压照明负载或另一类型的照明负载的强度的调光电路；用于开启和关断电负载或电器的电子开关、可控断路器或其它开关装置；用于控制一个或更多个插入式电负载(例如，咖啡壶、空间加热器等)的插入式负载控制装置、可控电插座或可控配电盘；用于控制电动机负载(例如，吊扇或排气扇)的电动机控制单元；用于控制电动卷帘或投影屏幕的驱动单元；电动内部或外部百叶窗；用于加热和/或冷却系统的恒温器；用于控制加热、通风和空调(HVAC)系统的温度控制装置；空调；压缩机；电子基板加热器控制器；可控挡板；湿度控制单元；除湿器；热水器；泳池泵；冰箱；冷冻箱；电视或计算机监视器；电力供应；音频系统或放大器；发电机；充电器，例如，电动车辆充电器；以及替代能源控制器(例如，太阳能、风能或热能控制器)。单个控制电路可在负载控制系统中耦合到多种类型的电负载和/或适于控制多种类型的电负载。

Claims

1.一种用于控制递送到电负载的功率量的负载控制装置，所述负载控制装置包括：

负载调节电路，被配置成控制穿过所述电负载传导的负载电流的量值以控制递送到所述电负载的功率量；以及

控制电路，耦合到所述负载调节电路且被配置成调整所述负载电流的平均量值，其中，所述控制电路被配置成在正常模式中操作以将所述负载电流的平均量值调节到范围从最大额定电流到最小额定电流的目标负载电流，所述控制电路被进一步配置成在突发模式中操作以将所述负载电流的平均量值调节到低于所述最小额定电流；

其中，在所述突发模式期间，所述控制电路被配置成使用控制回路在第一时间段期间将所述负载电流的峰值量值调节到所述最小额定电流，且在第二时间段期间停止调节所述负载电流，从而导致所述负载电流的平均量值低于所述最小额定电流，所述控制电路被配置成在所述第二时间段期间冻结所述控制回路。

2.根据权利要求1所述的负载控制装置，其中，所述控制电路被配置成在所述第一时间段期间在活动状态中控制所述负载调节电路，在所述活动状态中，所述控制电路将所述负载电流的峰值量值调节到所述最小额定电流，所述控制电路被进一步配置成在所述第二时间段期间在非活动状态中控制所述负载调节电路，在所述非活动状态中，所述控制电路停止调节所述负载电流。

3.根据权利要求2所述的负载控制装置，其中，所述控制电路被配置成当在所述突发模式中操作时，调整定义所述负载调节电路何时在所述活动状态中以及在所述非活动状态中操作的突发占空比，以将所述负载电流的平均量值调整到低于所述最小额定电流。

4.根据权利要求3所述的负载控制装置，其中，所述控制电路被配置成调整所述负载电流的平均量值以将递送到所述电负载的功率量控制为目标功率量。

5.根据权利要求4所述的负载控制装置，其中，所述控制电路被配置成当在所述突发模式中操作时，响应于所述目标功率量而调整所述突发占空比。

6.根据权利要求5所述的负载控制装置，其中，所述控制电路被配置成当在所述突发模式中操作时，相对于所述目标功率量而线性地调整所述突发占空比。

7.根据权利要求4所述的负载控制装置，其中，所述控制电路被配置成当所述目标功率量小于跃迁功率量时在所述突发模式中操作。

8.根据权利要求4所述的负载控制装置，进一步包括：

电流感测电路，被配置成将指示所述负载电流的量值的负载电流反馈信号提供到所述控制电路；

其中，所述控制电路被配置成在所述正常模式中响应于所述负载电流反馈信号而将所述负载电流的平均量值调节到所述目标负载电流，所述控制电路被进一步配置成在所述突发模式的所述活动状态中响应于所述负载电流反馈信号而将所述负载电流的峰值量值调节到所述最小额定电流。

9.根据权利要求3所述的负载控制装置，其中，在所述突发模式期间，所述控制电路被配置成通过调整所述突发占空比和所述目标负载电流而调节所述负载电流的平均量值。

10.根据权利要求9所述的负载控制装置，其中，在所述突发模式期间，所述控制电路被配置成在第一突发模式周期中在所述第一时间段期间将所述负载电流的峰值量值调节到所述最小额定电流，且在第二突发模式周期中在所述第一时间段期间将所述负载电流的峰值量值调节为所述最小额定电流加上电流偏移。

11.根据权利要求10所述的负载控制装置，其中，基于所述突发占空比和目标强度，所述电流偏移的范围是从最小电流偏移到最大电流偏移。

12.根据权利要求11所述的负载控制装置，其中，所述控制电路被配置成在第二突发模式周期中在所述第一时间段的开始时的斜坡时间段上将所述负载电流的量值从初始电流增大为所述最小额定电流加上所述电流偏移。

13.根据权利要求1所述的负载控制装置，其中，所述负载调节电路包括LED光源的LED驱动电路。

14.根据权利要求13所述的负载控制装置，其中，所述LED驱动电路包括正向转换器。

15.根据权利要求1所述的负载控制装置，其中，所述控制电路被配置成在所述第一时间段的开始时的斜坡时间段上将所述负载电流的量值从初始电流增大到所述最小额定电流。

16.一种用于控制LED光源的强度的LED驱动器，所述LED驱动器包括：

LED驱动电路，被配置成穿过所述LED光源传导负载电流且控制所述LED光源的强度；以及

控制电路，耦合到所述LED驱动电路以调整所述负载电流的平均量值而将所述LED光源的强度控制为目标强度，其中，所述控制电路被配置成在正常模式中操作以将所述负载电流的平均量值调节到范围从最大额定电流到最小额定电流的目标负载电流，所述控制电路被进一步配置成在突发模式中操作以将所述负载电流的平均量值调节到低于所述最小额定电流；

其中，在所述突发模式期间，所述控制电路被配置成使用控制回路在第一时间段期间在活动状态中控制所述LED驱动电路，在所述第一时间段中，所述控制电路将所述负载电流的峰值量值调节到所述最小额定电流，所述控制电路被进一步配置成在第二时间段期间在非活动状态中控制所述LED驱动电路，在所述第二时间段中，所述控制电路冻结所述控制回路以停止调节所述负载电流，以使得所述负载电流的平均量值低于所述最小额定电流。

17.根据权利要求16所述的LED驱动器，其中，所述控制电路被配置成当在所述突发模式中操作时，调整定义所述LED驱动电路何时在所述活动状态中以及在所述非活动状态中操作的突发占空比，以将所述负载电流的平均量值调整到低于所述最小额定电流。

18.根据权利要求17所述的LED驱动器，其中，所述控制电路被配置成当在所述突发模式中操作时，响应于所述目标强度而调整所述突发占空比。

19.根据权利要求18所述的LED驱动器，其中，所述控制电路被配置成当在所述突发模式中操作时，相对于所述目标强度而线性地调整所述突发占空比。

20.根据权利要求17所述的LED驱动器，进一步包括：

21.一种用于控制递送到电负载的功率量的负载控制装置，所述负载控制装置包括：

控制电路，耦合到所述负载调节电路且被配置成调整所述负载电流的平均量值，其中，所述控制电路被配置成在正常模式和突发模式中操作，其中所述突发模式包括突发模式周期的第一时间段期间的活动状态以及所述突发模式周期的第二时间段期间的非活动状态，且所述突发模式周期的所述活动状态的持续时间是基于突发占空比来确定；以及

其中，在所述正常模式期间，所述控制电路被配置成通过将所述突发占空比保持恒定且调整目标负载电流而调节所述负载电流的平均量值，并且其中，在所述突发模式期间，所述控制电路被配置成通过调整所述突发占空比和所述目标负载电流而调节所述负载电流的平均量值；以及

其中，在所述突发模式期间，所述控制电路被配置成基于所述突发占空比以及将递送到所述电负载的目标功率量，以范围从最小电流偏移到最大电流偏移的电流偏移调整所述目标负载电流。

22.根据权利要求21所述的负载控制装置，其中，在所述突发模式期间，所述控制电路被配置成通过在将所述突发占空比保持恒定的同时在连续突发模式周期期间减小所述目标负载电流，以及通过在下一突发模式周期中减小所述突发占空比且增大所述目标负载电流，来减小所述负载电流的平均量值。

23.根据权利要求21所述的负载控制装置，其中，在所述突发模式期间，所述控制电路被配置成通过在将所述突发占空比保持恒定的同时在连续突发模式周期期间增大所述目标负载电流，以及通过在下一突发模式周期中增大所述突发占空比且减小所述目标负载电流，来增大所述负载电流的平均量值。

24.根据权利要求21所述的负载控制装置，其中，在所述突发模式期间，所述控制电路被配置成基于理想突发占空比的分数部分来确定所述电流偏移。

25.根据权利要求21所述的负载控制装置，其中，在所述正常模式中，所述控制电路被配置成将所述负载电流的平均量值调节到范围从最大额定电流到最小额定电流的所述目标负载电流，并且其中，在所述突发模式中，所述控制电路被配置成将所述负载电流的平均量值控制到低于所述最小额定电流。

26.根据权利要求21所述的负载控制装置，其中，所述正常模式通过等于约100％的所述突发占空比来表征。

27.根据权利要求21所述的负载控制装置，其中，所述控制电路被配置成当在所述突发模式中操作时，响应于所述目标功率量而调整所述突发占空比。

28.根据权利要求21所述的负载控制装置，其中，所述控制电路被配置成当在所述突发模式中操作时，相对于所述目标功率量而线性地调整所述突发占空比。

29.根据权利要求21所述的负载控制装置，其中，所述控制电路被配置成在所述第二时间段期间停止调节所述负载电流。

30.根据权利要求21所述的负载控制装置，其中，所述负载调节电路包括LED光源的LED驱动电路。

31.根据权利要求21所述的负载控制装置，其中，所述控制电路被配置成当所述目标功率量小于跃迁功率量时在所述突发模式中操作。

32.根据权利要求21所述的负载控制装置，进一步包括：

其中，所述控制电路被配置成在所述正常模式中响应于所述负载电流反馈信号而将所述负载电流的平均量值调节到所述目标负载电流。

33.根据权利要求21所述的负载控制装置，其中，所述控制电路被配置成在所述第一时间段的开始时的斜坡时间段上将所述负载电流的量值从初始电流增大为最小额定电流加上所述电流偏移。

34.一种用于控制递送到电负载的功率量的负载控制装置，所述负载控制装置包括：

控制电路，耦合到所述负载调节电路且被配置成调整所述负载电流的平均量值，其中，所述控制电路被配置成在正常模式中操作以在最大额定电流与最小额定电流之间调节所述负载电流的平均量值，所述控制电路被进一步配置成在突发模式中操作以将所述负载电流的平均量值调节到低于所述最小额定电流；

其中，在所述突发模式期间，所述控制电路被配置成在第一时间段期间将所述负载电流的峰值量值调节到目标负载电流，且在第二时间段期间停止调节所述负载电流，从而导致所述负载电流的平均量值低于所述最小额定电流，所述控制电路被配置成在所述第一时间段的开始时的斜坡时间段上将所述负载电流的量值从初始电流增大到所述目标负载电流。

35.根据权利要求34所述的负载控制装置，其中，所述控制电路被配置成使用控制回路在所述第一时间段的至少一部分期间将所述负载电流的峰值量值调节到所述目标负载电流，其中，所述控制电路被配置成在所述第二时间段期间冻结所述控制回路。

36.根据权利要求35所述的负载控制装置，其中，所述控制电路被配置成在所述控制电路在所述斜坡时间段上将所述负载电流的量值从所述初始电流增大到所述目标负载电流的同时将所述控制回路维持冻结。

37.根据权利要求36所述的负载控制装置，其中，所述控制电路被配置成在所述第一时间段期间在所述斜坡时间段之后开始调节所述负载电流的峰值量值以将所述负载电流的峰值量值维持在所述目标负载电流。

38.根据权利要求37所述的负载控制装置，其中，所述控制电路被配置成在所述第一时间段期间的所述斜坡时间段之后开始调节所述负载电流的峰值量值以将所述负载电流的峰值量值维持在所述目标负载电流之前，在所述斜坡时间段之后等待一等待时间段。

39.根据权利要求34所述的负载控制装置，其中，所述目标负载电流包括所述最小额定电流与所述最小额定电流加上电流偏移中的一者。

40.根据权利要求39所述的负载控制装置，其中，基于突发占空比和将递送到所述电负载的目标功率量，所述电流偏移的范围是从最小电流偏移到最大电流偏移。