CN105814769B - 用于平衡功率电池组元件负载的装置 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及用于平衡包括串联连接的多个元件的储存装置的充电的装置(3)，所述装置包括：直流/交流转换器(320)，所述直接/交流转换器包括逆变器和连接到所述逆变器的输出的串联谐振电路(340)；多个交流/直流转换器(301、302、303)，其每个包括输入和连接到各个储存元件中的一个储存元件的输出并选择性地对其输出供电；变压器(310)，其初级绕组(311)连接到串联谐振电路(340)并且其次级绕组(312)具有连接到相应的交流/直流转换器的输入的输出；控制电路(5)，其被配置为用于当被供电的输出的数量小于或等于阈值时控制所述直流/交流转换器(320)为电流源，并且还被配置为用于当被供电的输出的数量大于所述阈值时控制所述直流/交流转换器(320)处于恒定功率。

Description

用于平衡功率电池组元件负载的装置
本发明涉及一种用于包括电化学蓄电池的功率电池组的充电平衡装置。
高功率直流电压电气系统正经历显著的发展。实际上，许多运输系统包括直流电压供电装置。
特别地，内燃/电动混合型车辆或电动车辆包括高功率电池组。该类型的电池组被用于借助于逆变器来驱动交流电动机。该类型的电动机所需的电压水平达到数百伏，通常大约为400伏。该类型的电池组还包括较大的容量，以便改善车辆在电动模式下的续航能力。
为了获得高功率和大容量，串联地布置多组蓄电池。级数(蓄电池组的数量)和每级中并联的蓄电池的数量根据对期望的电池组的电压、电流和容量而变化。多个蓄电池的组合被称作蓄电池组。用于这种类型的车辆的电化学蓄电池一般是锂离子蓄电池，这是因为其能以有限的重量和体积储存大量能量的能力。磷酸铁锂LiFePO4电池组的技术由于牺牲些许能量储存密度实现较高的内在安全性水平而经历显著的发展。电化学蓄电池通常具有大约以下量级的标称电压：
对于磷酸铁锂LiFePO4技术而言为3.3V，
对于基于氧化钴的锂离子技术而言为4.2V。
本发明还可以应用于超级电容器。
蓄电池的充电或放电分别导致其端子处电压的升高或下降。当蓄电池达到由其电化学过程限定的电压水平时，蓄电池被视为被充电或放电。在使用多个蓄电池级的电路中，流过各级的电流相同。各级的充电或放电水平因此取决于蓄电池的内在特征。由于不同蓄电池之间的制造、老化、组装和工作温度的差异，使得在充电或放电期间出现各级之间的电压差。
对于锂离子技术蓄电池，过高或过低的电压(称为阈值电压)会损坏或破坏该蓄电池。例如，基于氧化钴的锂离子蓄电池的过充电会导致其热失控和起火。对于基于磷酸铁的锂离子蓄电池，过充电导致电解质的分解，该分解缩短其使用寿命或使其损坏。导致电压低于例如2V的过放电主要在负极集电器由铜制成时导致该负极集电器的氧化，从而损坏蓄电池。因此，出于安全性和可靠性的原因，需要在蓄电池充电和放电时监控每个蓄电池级的端子处的电压。因此通常与每级并联地布置有监控装置，并该监控装置执行上述功能。
监控装置的功能在于监控每个蓄电池级的充电(或残余电荷)和放电的状态，并将信息传递给控制电路，以在一个级达到其阈值电压时停止电池组的充电或放电。然而，在具有串联布置的多个蓄电池级的电池组上，如果在充电最多的级达到其阈值电压时停止充电，则其他级可能还没有完全充电。相反地，如果在放电最多的级达到其阈值电压时停止放电，则其他级可能还没有完全放电。因此没有利用到每个蓄电池级的容量，这表现出在带有具有严格的续航能力限制的车载电池组的运输类应用中的主要问题。电池组的有用容量实际上由于电池组在各级还没有完全放电时被中断放电而减小。间接地，有用kWh的成本随着组件的质量和体积增大而增加。为了解决该问题，监控装置通常与充电平衡装置相结合。
平衡装置的功能在于通过使串联布置的蓄电池级达到相同的充电和/或放电状态来优化电池组的充电并因此优化其续航能力。存在两种类型的平衡装置，即能量耗散式平衡装置或者能量传递式平衡装置。
对于能量耗散式平衡系统，通过对已经达到阈值电压的一个或更多个级的充电电流的全部或部分进行分流并通过在电阻器中耗散能量，使得各级端子处的电压相同。替代地，通过使达到高阈值的一个或更多个级放电来使得各级端子处的电压相同。
然而，该类型的能量耗散式平衡系统的主要缺陷在于消耗比给电池组充电所需的更多的能量。实际上，必须使多个蓄电池放电或分流多个蓄电池的充电电流，以使得最后的略微较少充电的蓄电池完成其充电。耗散的能量因此可能比仍要进行的充电能量高。此外，蓄电池以热量来耗散多余的能量，这与集成于车载运输类型的应用的限制条件不相符，并在温度升高时导致蓄电池的使用寿命大大缩短。
对于其部分而言，能量传递式平衡系统在各蓄电池级之间或与辅助能量网交换能量。平衡时间是平衡效率的重要因素。因此，可以期望相对较大的充电功率。
能量传递可以是从电池组到各级或从各级到电池组单向进行的，或者是从电池组到各级并从各级到电池组或从一个级到相邻级双向进行的。
文献WO2011095608描述了一个用于电池组的充电平衡装置的示例。在该示例中，充电平衡装置包括具有多个输出的单向转换器。该转换器包括用于其每个输出的专用充电装置。每个级由此能够在平衡时独立地被充电。该转换器还包括电压发生器，该电压发生器在其输入上接收辅助电池电压，并将其输出电压施加到每个专用充电装置。该电压发生器特别地包括具有四个开关的全桥，其电压被施加在变压器的初级侧。将变压器的次级侧连接以将其电压施加到每个充电装置的输入。一个级的平衡电流主要受其充电装置的部件的尺寸的限制。
然而，该类型的充电平衡装置具有缺陷。特别地，该装置具有略微受限的充电功率，并因此当在各级之间存在大幅失衡时是不适合的。实际上，施加到变压器的初级侧的电功率分布在多个充电装置上。
此外，每个级的充电状态的获得要求精确地测量由每个充电装置施加的充电能量并要求测量变压器次级侧的电流和电压。这些测量给平衡装置带来额外的成本，这与大多数应用不相符。
文献US20010115436描述了用于电池组的充电平衡装置的另一示例。各个级的充电或放电在这里以序列的方式实施。充电平衡装置包括隔离的双向转换器。该双向转换器包括晶体管矩阵，以使得充电电压和电流仅同时被选择性地施加到仅一个级上。转换器还包括变压器，该变压器的初级侧由辅助电池供电，次级侧连接到晶体管矩阵的输入。
该类型的充电平衡装置也具有缺陷。对于相对均匀的失衡，由于相对小的充电功率和待平衡的级数，平衡时间相当长。如果转换器被设置尺寸以提供更高的充电电流，热损失则变得过大。该装置具有高成本，并尤其在各级的电压相对低时具有相当小的电气效率(或要求成本更高昂的部件)。
本发明旨在解决这些缺陷中的一个或更多个。本发明由此涉及一种如所附权利要求所限定的电能储存装置的充电平衡装置。
本发明的其他特征和优点将在以下参照附图对本发明所做的示例性且绝非限制性的描述中变得显而易见，在这些附图中：
-图1示出了包括实施本发明的充电平衡装置的供电系统的一个示例的示意图；
-图2示出了能够进行充电平衡的供电系统的一个蓄电池级的示例；
-图3示意性示出了充电平衡装置；
-图4是该充电平衡装置的直流/交流(DC/AC)转换器的示例的电气图；
-图5是该充电平衡装置的直流/交流(AC/DC)转换器的示例的电气图；
-图6是比较由不同充电平衡装置提供的功率随着同时被充电的储存元件的数量变化的图；
-图7是用于AC/DC转换器的同步整流的整流器电路的一个变型的电气图；
-图8是连接到具有中点的次级侧的整流器电路的第一变型的电气图；
-图9是连接到具有中点的次级侧的整流器电路的第二变型的电气图；
-图10是连接到具有中点的次级侧的整流器电路的第三变型的电气图；
-图11是具有继电选择的整流器电路的另一变型的电气图；
-图12是示出AC/DC转换器的一侧上的电感器的电气图。
图1示意性示出了供电系统1的一个示例。在一方面，供电系统1包括以串联连接的功率电池组2的形式的电能储存系统。每个电池组2包括多个在其端子之间串联连接的级。特别地，图1中示出的电池组2包括串联连接的级201、202和203。电能储存系统的正极端子与负极端子之间(在串联连接的所有电池组2的端子处)的电压通常从100V至750V，例如约为400V。电能储存系统例如用于通过连接到逆变器的端子来给电气负载(例如混合或电动车辆的电动机)(未示出)供电，并有利地与该车辆的金属车身隔离。如图2所示，每个电池组2可以包括在多个支路中并联连接和/或在多个级中串联连接的多个电化学蓄电池211。
另一方面，供电系统1包括用于每个电池组2的能量传递式充电平衡装置3。所详细描述的充电平衡装置3包括被配置为用于与电池组2的每个级的端子连接的连接接口。充电平衡装置3还包括被配置为用于例如通过辅助网络4(例如车载电气网络)连接到直流电压源的连接接口390，该辅助网的电压通常被调节到接近12V的值。通常通过使用连接到该机载网络4的辅助电池组、超级电容器或电容器，该被调节的电压可以例如在包括在10.5V至14V之间的范围中变化。网络4的该被调节的电压小于电池组2端子处的电压(例如至少小五倍)。辅助负载通常连接到辅助网络4。
平衡装置3包括多个交流/直流转换器，这些转换器的每个的输出都连接到相应的级。在该示例中，转换器301至303相应的输出被分别地连接到级201至203的端子。转换器301至303有利地用于确保电池组2的级201至203的平衡(并由此优化该大功率电池组2的充电)。
更准确地说，在参照图3示出的示例中，充电平衡装置3包括：
-变压器310；
-直流/交流转换器320，其输入连接到机载网络4，并且其输出连接到变压器310的初级侧311；
-交流/直流转换器301至303，其输出用于分别连接到级201至203，并且其输入连接到变压器310的次级侧的相应的输出312；
-在下文中详细描述的控制电路。
由于变压器310的使用，转换器301至303与机载网络4并且与直流/交流转换器320绝缘。变压器310的次级侧包括独立并专用于各个转换器301至303的次级绕组。由此，转换器301至303彼此绝缘。变压器310还允许以本身已知的方式对施加到转换器301至303中的每一个的输出的电压水平进行适配。
充电平衡装置3的功能尤其在于在机载网络4和电池组2的多个(甚至较大数量的)级之间传递能量。由此，变压器310实现初级侧311与较大数量的、专用于各个交流/直流转换器(并因此专用于各个级)的次级绕组之间的变压器。
图4是充电平衡装置3的直流/交流转换器320的一个示例的电气图。辅助网络4连接到直流/交流转换器320的输入，以对其施加电压并为其提供电流。转换器320包括逆变器330。逆变器330在这里具有本身已知的桥式斩波器结构。逆变器330包括晶体管类型的斩波器部件。晶体管被控制电路350控制以将由网络4提供的直流电压转换成在逆变器330的输出上施加的交流电压。控制电路350本身被控制电路5控制。
谐振电路340连接到逆变器330的输出，即该逆变器330的桥臂的输出处。串联谐振电路340在这里包括电容器341、电感器342、电感器343。串联谐振电路340与变压器310的初级侧311串联连接。
确定谐振电路340的尺寸的一个示例可以如下：
-预先限定待传递给变压器310的次级侧的功率值，例如值Pout＝48W；
-为交流/直流转换器320确定最小输入电压Emin，例如对于其电压被调节到11至13V之间的12V网络4，Emin＝11V；
-假设直流/交流转换器320的效率为85％；
-设定与所用的控制电路技术和半导体类型相关的最小工作频率fr为220kHz；
-选择使转换器320在高于谐振频率f0的频率下工作，其中f0被选择为具有例如200kHz的值；
-确定适用于电容器341的过压因子。该标准根据该电容器341的技术和工作频率变化。对于COG类型的陶瓷电容器，该过压因子具有大约为1、例如1.075的值；
-设定级的端子处的最大输出电压Voutmat＝4V。
为电感器342和343的组合所计算的总电感2879nH和电容器341的220nF的电容值因此允许获得例如所期望的谐振频率f0。
可以选择初级侧311与次级侧312的每个输出之间的简单变压系数，使得m*Emin>Voutmax。然而，越远离系数m*Emin＝Voutmax的关系，转换效率就降低得越多。一种折中可以导致选择m＝0.5。
逆变器330与串联谐振电路340和控制电路5的组合允许选择性地使直流/交流转换器320工作：
-在一个工作模式中，其中功率源或交流源根据被供电的输出的数量而处于分级水平，称之为分级水平工作模式；
-在另一工作模式中，使得该直流/交流转换器320以独立于被供电的输出的数量而以恒定功率工作，称之为恒定水平工作模式。
在作为分级水平功率源的工作模式中，容易控制施加到变压器310的初级侧的功率和电流，并因此容易控制传输到级的功率。
控制电路5根据以下准则在分级水平工作模式与恒定水平工作模式之间切换：
-如果必须同时给其相应的输出供电的交流/直流转换器300的数量act小于或等于阈值nt，则控制电路5这样地使转换器320工作，以调节其输出功率Pcc(或以调节其输出电流Icc)。转换器320的功率设定值Pcc因此等于Pcc＝act*Pinc，其中Pinc为常数。Pinc例如是转换器320为了使单个转换器300在级200上接收标称充电功率而必须提供的单位功率(假设转换器300的变压系数为1并且效率为100％，由转换器320提供给变压器310的初级侧的功率等于提供给被选择的级的功率之和)。替代地，转换器320的电流设定值Icc因此等于Icc＝act*lun(还是假设转换器300的变压系数为1并且效率为100％)，其中lun是转换器320为了使单个转换器300在级200上施加标称充电电流而必须传输的电流；
-如果必须同时给其相应的输出供电的交流/直流转换器300的数量act大于阈值nt，则控制电路5使得转换器320在具有恒定水平功率类型的调节的情况下独立于转换器的数量act工作。被同时充电的级200的充电电流因此小于其标称充电电流。
阈值nt可以例如由以下方式来确定。假设Pout为转换器320能够提供给变压器310的初级侧的最大功率，并且Pinc为要施加到初级侧上的功率，单个转换器300在其输出上将其最大功率施加到初级侧上(简化地假设转换器300效率为100％)。工作模式因此根据以下法则来确定：
-如果act*Pinc≤Pout，则控制电路5使得转换器320以分级水平模式工作，向初级侧提供功率Pcc＝act*Pinc；
-如果act*Pinc>Pout，则控制电路5使得转换器320以恒定水平模式工作。阈值nt因此是满足关系式act*Pinc≤Pout的act的最大数值。
还可以根据以下初级侧规则来确定的工作模式：
-如果act*Psec≤Ppr(其中Ppr为转换器320能够提供给变压器310的次级侧的最大功率，Psec为每个转换器300能够施加到其输出上的最大功率)，则控制电路5使得转换器320以分级水平模式工作，提供被施加到所选择的各个级的总功率Pch，Pch＝act*Pun(其中Pun为常数，其对应于期望施加到所选择的级的功率)。如果Pun＝Psec，向变压器的次级侧提供等于act*Psec的功率；
-如果act*Psec>Ppr，控制电路5使得转换器320以恒定水平模式工作。阈值nt因此是满足关系式act*Psec≤Ppr的act的最大数值。
由此，根据本发明，转换器320的冷却能够保持针对相对小的功率确定尺寸，同时受益于电池组2的优化的充电平衡时间。同样地，能够使得变压器310的尺寸适合该相对小的功率。通过使用具有相对小的功率的转换器320，能够避免由具有更高功率的转换器会引发的热损失。转换器320的工作具有优化的能量效率，这是因为该转换器在对应于恒定水平工作模式的主要时期期间以其标称功率工作。在每个时刻，所传输的能量被优化，因此显著地缩短平衡时间。
有利地，串联谐振器340的尺寸是足够小的，以获得有限的成本。特别地，串联电路340的电感器342被确定尺寸以限制施加到变压器310的初级侧上的功率Pout，以使得Pout<n*Pinc，其中n为电池组的级数。对于给定工作频率和电压，能够容易地确定允许对能够被施加到变压器的初级侧的功率Pout进行限制的电感器342的特征(例如其电感值)。
这样地实现次级电路的尺寸，以使得每个次级电路(特别是整流电路)能够支持由其次级绕组针对转换器300的输出上的功率Psec施加的功率。由此，全波整流电路360中的整流二极管的规格至少等于在功率Psec被施加到对应级时流过次级电路的电流。
图5是充电平衡装置3的交流/直流转换器300的一个示例的电气图。转换器300包括输入，所述输入连接到变压器310的次级侧312的输出或者相应的绕组。在这里，转换器300的输入作为桥连接在整流电路360的四个整流元件374之间。整流元件374在这里是二极管。开关373连接在整流电路360与转换器300的输出之间。开关373在这里包括MOSFET类型的晶体管。该晶体管373借助于未详细描述的控制电路由控制电路5控制。开关373允许选择性地中断对转换器300的输出的供电。开关373由此允许选择性地控制与该输出相连接的级200的充电。在各个示例中描述的所有整流电路360是全波类型的。将在下文中结合电感器尺寸详细描述这些全波整流器的优点。
图6的线图允许突出显示符合本发明的平衡装置3相对于根据现有技术设计的其他充电平衡装置的充电平衡性能。虚线曲线对应于与文献WO2011095608的教导相对应的充电平衡装置。点线曲线对应于文献US20010115436的教导。实线曲线对应于根据本发明的一个实施的充电平衡装置3。
在该线图中，横轴对应于充电平衡过程中的交流/直流转换器的数量act。纵轴对应于总充电功率或由每个充电平衡装置提供的总充电电流的倍数。
对于不同的充电平衡装置，假定这些充电平衡装置中的每个都能够在输出处提供48W的功率。
对于由虚线表示的充电平衡装置，每个输出转换器都被确定尺寸以在4V下提供1A的最大充电电流。充电功率因此与正在充电的级数Act成正比。
对于由点线表示的充电平衡装置，观察到对于期望平衡其充电的小数量的级，平均充电功率(这是因为不同级的充电是按序列的)是高的。平均充电功率因此主要受输出转换器的尺寸限制。一旦期望平衡其充电的级数增大，平均充电功率快速地下降。
对于根据本发明的平衡装置3，假定交流/直流转换器被确定尺寸以每个都提供其级的、直至4A的充电电流。对于该线图的左侧部分，该左侧部分对应于直流/交流转换器的分级水平工作模式，充电功率与正同时充电的级数成正比。正同时充电的级因此受益于相对高的充电电流，以进行快速的平衡阶段(该工作模式进一步对应于充电平衡的开始)。对于该线图的右侧部分，该右侧部分对应于直流/交流转换器的恒定水平工作模式(该工作模式进一步对应于充电平衡的结束)，充电功率是恒定并优化的。该充电平衡阶段也是快速的，这是因为利用了由直流/交流转换器提供的所有功率。
每个交流/直流转换器300都包括连接在其输入与其整流器电路360之间的至少一个电感器。在图5中示出的示例中，转换器300包括连接在转换器300的输入与整流器电路360之间的两个电感元件371和372。使用该电感器，以具有相对于连接寄生电感的高数值。下文中将详细地描述电感器尺寸确定的规则。
当多个转换器300同时给其相应的级200供电时，在变压器311的初级侧中流过的电流按照这些转换器的线阻抗成比例地分布在次级侧的绕组中。借助于所述电感器，能够使由各个交流/直流转换器300同时提供的电流相同。
图7是充电平衡装置3的交流/直流转换器300的变型的电气图。转换器300包括连接到变压器310的次级侧312的各个绕组的输入。在这里，变压器300的输入作为桥连接在整流器电路360的四个整流元件375之间。整流元件375在这里是基于MOSFET类型的晶体管的开关。整流器电路360是同步整流式的，所述整流晶体管的切换由控制电路5和未示出的控制电路控制。
开关373连接在整流器电路360与转换器300的输出之间。开关373由控制电路5控制，以选择性地中断对转换器300的输出的供电。开关373由此允许选择性地控制连接到该输出上的级200的充电。转换器300还包括连接在其输入与其整流器电路360之间的电感器(未示出)。
图8是整流器电路360的另一变型的电气图。整流器电路360连接到变压器310中点处的次级绕组313。整流器电路360的整流元件376在这里为二极管。每个二极管连接在一方面的次级绕组313的各个端子与另一方面的交流/直流转换器300的输出端子之间。交流/直流转换器300的另一输出端子通过开关373连接到绕组313的中点。
图9是交流/直流转换器300的整流器电路360的另一变型的电气图。整流器电路360连接到变压器310的中点处的次级绕组313。整流器电路360在这里是同步类型的。整流器电路360的整流元件377在这里包括例如基于串联安装的MOSFET类型的晶体管的双向开关。每个开关377连接在一方面的次级绕组313的相应的端子与另一方面的交流/直流转换器300的输出端子之间。交流/直流转换器300的另一输出端子连接到绕组313的中点。开关377的打开可以被控制以选择性地中断对交流/直流转换器300的输出的供电，并由此省去专用于该功能的开关。
图10是图8所示的交流/直流转换器300的变型的电气图。该转换器与图8所示的转换器的不同之处在于使用MOSFET类型的开关379来代替二极管376。
图11是交流/直流转换器300的另一变型的电气图。在该示例中，通过由控制电路5控制的继电器378来选择性地中断对转换器300的输出的供电。继电器378由此被配置为用于选择性地打开与位于整流器电路360上游处的、转换器300的输入的连接。
此外，为了避免被同时充电的各个级200之间的充电电流差异，期望这些级200具有相同的电压。因此，控制电路5可以通过以下方式来控制各级的充电。
控制电路5被配置为用于按规则间隔确定哪些级具有最低电压。控制电路5由此控制仅已经被确定为具有最低电压的级的充电。在本发明范围中，该策略允许在明显比其他级放电更多的级上施加高的充电电流。平衡由此始于对电池组2的整体容量最具限制性的蓄电池的优化充电。由此，即使充电平衡时间受限，该工作模式也允许受益于优化的平衡效率。此外，因此仅同时对具有相同电压水平的级充电。由此能够受益于在正充电的级之间的电流的均匀分布。
控制电路5按规则的间隔确定每个级200的充电状态。该充电状态可以通过测量电压或基于对在充电平衡时储存在每个级200中的能量的量的知悉外推来确定。控制电路5可以例如通过知悉在给定时期期间同时充电的级数(以及因此的工作模式)来确定充电能量。该充电状态的确定得利于前述控制策略，这是因为正充电的级具有相同的电压并同时接收相等的充电能量。
如上文所详细描述地，使不同的交流/直流转换器300具有相同的线阻抗是有利的。该线阻抗的均匀化对于电池组2而言是难以获得的。实际上，在实际中不能获得各个级与变压器310之间的相同的连接距离。因此，这些距离差别导致线阻抗之间的差异。类似地，次级侧312的各个输出会具有泄露电感，这些泄露电感具有差异。
图12是详细示出交流/直流转换器300侧的电感值的电气图。Lt表示该变压器的次级侧312的输出的泄露电感。La表示由整流器电路360与该变压器的次级侧312的第一输出端子的第一连接引发的电感，并且Lr表示由整流器电路360与该变压器的次级侧312的第二输出端子的第二连接引发的电感。
用Lti指示具有索引i的交流/直流转换器的次级绕组中的泄露电感并用Lai和Lri指示由整流器电路360i与该输出之间的导体元件引发的连接电感，针对每个交流/直流转换器确定这些导体元件的尺寸，以满足以下关系式：
Lti+Lai+Lri＝K，其中K为常数。
可以通过预先测量各个值Lti并通过合适的电感连接件或组件对值Lai和Lri进行适配来满足该关系式。
可以例如考虑在同一印刷电路上集合各个交流/直流转换器与次级侧312的输出之间的连接件。在该设计时，由此根据印刷电路的连接轨道的长度来适配其宽度，以获得满足所述关系式的值Lai和Lri。值Lai和Lri可以包括在上文中详细描述的电感元件371和372的电感值。
期望连接到每个次级侧元件的次级电路都是最简单、最紧凑并成本最低的。次级电路指的是连接在级与其相应的次级绕组之间的所有组件和导体。
为了避免需要给次级电路确定的尺寸过大，期望最小化这些各个次级电路之间的差异。实际上，如果电气性能(被传输到级的电流、在寄生元件中的过电压等)根据电路而变化，就必须对在次级绕组上提供的电流或功率设置余量，以免超出次级电路的部件所能接受的最大电流或电压。这些差异通常是由次级电路之间的技术差异和寄生接线电感(相对多变并有时不好控制)造成的。
为了限制次级电路(其中包括变压器的次级绕组)的过大尺寸，期望在次级绕组中具有变化尽可能最小的电流，以确保次级电路中的导通的拟连续性。由此，通过使用全波整流器，获得带有更小的电流峰值的期望平均电流。该选择与本领域技术人员所期望的传统尺寸相反：为了仅为级提供几伏的幅值，并且在较大数量的次级电路的情况下，一般优选诸如每个输出带有单个绕组和带有单个二极管的例如Flyback的结构，以整体地限制在二极管中的电压降的损失并限制所用部件的数量。这样的对于每个输出带有单个绕组和二极管的Flyback类型的转换器与在次级电路中的电流的建立相矛盾，并干扰该电流的幅值。相反地，根据本发明的全波整流器的使用允许优化串联谐振电路340侧的电感器与电容器之间的能量传递。
在四个整流元件并且在这四个整流元件之间桥式连接有变压器次级侧的情况中，与中点处整流的情况相反地，次级侧的泄露电感完全集成到串联谐振电路340的谐振电感。在中点处整流的情况中，次级侧的寄生电感的存在必定意味着使用切换辅助电路，其目的在于限制过电压、改善电路的电磁兼容性并且最终减小由变压器中的寄生振荡引发的损失。由于这些切换辅助电路是由额外切换造成的损失的原因，频率上升因此比用具有四个整流元件的变型更为困难。
可以要么在整体充电阶段期间或在整体放电阶段期间实施通过对各个级进行充电的充电平衡。
尽管没有示出，但是供电系统1有利地包括用于测量和监控蓄电池级端子处的电压的装置。

Claims (10)

1.一种电能储存装置(2)的充电平衡装置(3)，电能储存装置包含串联连接的多个电能储存元件，其特征在于，所述充电平衡装置包括：
-直流/交流转换器(320)，其包括：
逆变器(330)，其包括用于连接到直流电压源(4)的输入；
串联谐振电路(340)，其连接到所述逆变器的输出；
-多个交流/直流转换器，其中的每一个交流/直流转换器包括输入和连接到所述电能储存元件中的相应的一个电能储存元件的输出，每个交流/直流转换器选择性地对其输出供电并且包括全波整流器电路，并且所述交流/直流转换器通过第一和第二导电连接件连接到变压器的次级侧的相应的输出，对于具有索引i的交流/直流转换器，所述第一和第二导电连接件具有相应的电感Lai和Lri，所述变压器的次级侧(312)针对其连接到所述具有索引i的交流/直流转换器的输出的泄漏电感具有值Lti，对于索引i的每个值，值Lti、Lai和Lri满足以下关系式：Lti+Lai+Lri＝K，其中K为常数；
-变压器(310)，其初级侧(311)连接到串联谐振电路(340)，并且其次级侧(312)具有次级绕组和连接到相应的次级绕组的端子的输出，这些输出中的每一个连接到相应的交流/直流转换器的输入；
-控制电路(5)，其被配置为控制每个交流/直流转换器以选择性地对其输出供电，并且被配置为控制所述直流/交流转换器(320)使得当由所述交流/直流转换器所供电的输出的数量act小于或等于阈值时所述直流/交流转换器(320)以功率Pcc＝act*Pinc向所述变压器的初级侧供电，其中Pinc为常数，并且被配置为控制所述直流/交流转换器(320)，使得当由所述交流/直流转换器所供电的输出的数量act大于所述阈值时所述直流/交流转换器(320)提供相同的恒定功率Pout。
2.根据权利要求1所述的充电平衡装置(3)，其中，所述串联谐振电路(340)包括串联连接的电容器(341)和电感器(342)。
3.根据权利要求1所述的充电平衡装置(3)，其中，所述交流/直流转换器中的每一个包括在所述导电连接件中的一个中、连接在该交流/直流转换器的输入和其全波整流器电路之间的电感器。
4.根据权利要求1所述的充电平衡装置(3)，其中，所述控制电路(5)被配置为确定哪个电能储存元件具有最低的电压，并且被配置为仅在已经确定了连接到所述交流/直流转换器的一个输出的电能储存元件具有最低的电压时，控制由该交流/直流转换器对该输出的供电。
5.根据权利要求3或4所述的充电平衡装置(3)，其中，一方面当所述直流/交流转换器(320)被控制在恒定功率下时以及另一方面当该直流/交流转换器(320)被控制作为电流源时，所述控制电路(5)基于连接到每个电能储存元件的输出的供电时间来确定所述电能储存元件中的每一个的充电状态。
6.根据前述权利要求1至4中任一项所述的充电平衡装置(3)，其中，所述全波整流器电路包括四个整流元件，并且其中，所述变压器(310)的次级侧(312)的输出作为桥连接在所述四个整流元件之间。
7.根据权利要求6所述的充电平衡装置(3)，其中，对于所述交流/直流转换器中的每一个，所述变压器的次级侧(312)包括次级绕组，并且其中，所述交流/直流转换器中的每一个中的全波整流器电路包括一方面连接到交流/直流转换器的电能储存元件的端子、另一方面连接到该交流/直流转换器的次级绕组的相应端子的第一和第二整流元件(376)，所述次级绕组的中点连接到该交流/直流转换器的电能储存元件的另一端子。
8.根据前述权利要求1至4中任一项所述的充电平衡装置(3)，其中，所述交流/直流转换器中的每一个包括由所述控制电路(5)控制的开关(373)，以便选择性地将该交流/直流转换器的输出连接到其相应的电能储存元件。
9.根据权利要求6所述的充电平衡装置(3)，其中，所述交流/直流转换器中的每一个包括继电器，所述继电器和所述整流元件由所述控制电路控制，所述继电器选择性地将所述变压器的次级侧(312)连接到所述整流元件。
10.根据前述权利要求1至4中任一项所述的充电平衡装置，其中，针对低于所述电能储存装置的所述端子上的电压的输入电压来确定所述逆变器(330)的尺寸。
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