CN105812019B - 一种零陷波带宽自适应自泄漏信号抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及自适应信号处理和通信电磁兼容技术领域，尤其涉及一种零陷波带宽自适应自泄漏信号抑制系统及方法，包括耦合器一、移相器、可调衰减器、相关器、控制器、合成器、耦合器二以及耦合器三，本发明可用以解决收发共用天线连续波体制雷达通信系统内部的自泄漏干扰问题，并可减小高隔离度环形器和双工器的设计难度和成本，在发射功率不很大的场合甚至可以取代环形器和双工器。本发明系统也可应用于提高双天线连续波雷达收发系统的隔离度，还可推广应用于干扰信号与有用信号频率极邻近时有用信号的提取。

Description

一种零陷波带宽自适应自泄漏信号抑制方法

技术领域

本发明涉及自适应信号处理和通信电磁兼容技术领域，适合于连续波雷达通信系统，尤其涉及一种适用于如单天线连续波雷达自泄漏信号与回波信号频率极其邻近时自泄漏信号的抑制方面的零陷波带宽自适应自泄漏信号抑制方法。

背景技术

目前雷达主要分脉冲体制雷达和连续波体制雷达。其中脉冲体制雷达采用收发开关，使雷达发射和接收从时间上分开，即发射时不接收，接收时不发射，可以有效避免雷达收发系统之间的相互干扰，但由于分时工作，存在侦测的盲时区。连续波体制雷达采用连续发连续收的方式，不存在盲时区，峰值功率等于平均功率，便于固态化设计。但这种连续收发方式使发射通道对接收通道的干扰不能像脉冲体制雷达可通过收发开关分时工作加以避免，形成了连续波体制雷达的致命弱点—泄漏干扰问题。在连续波雷达近距离探测时，由于发射功率不大，收发系统的相互干扰问题影响不大，但增大作用距离而大功率发射时，发射通道对接收通道的泄漏干扰较大，而回波信号微弱，彼此的电平差可达100dB。如此大的收发电平差将导致回波信号被泄漏信号完全淹没，由于泄漏功率较大，还将导致接收机灵敏度降低，接收机前端饱和甚至损坏。为抑制发射通道对接收通道的泄漏干扰，对单天线系统可增加环形器和双工器的隔离度，对双天线系统可增加天线的隔离度。但目前环形器和双工器的隔离度一般在30～40dB左右，双天线系统的隔离度约有60dB，而在空间受限应用场合受空间布置的限制，双天线隔离度将更低。这些被动式的泄漏干扰抑制方法对干扰的隔离度有限，无法满足实际要求，而主动式的自适应泄漏干扰抑制技术可以进一步提高干扰的隔离度，满足实际应用场合对干扰的抑制要求，对解决连续波体制雷达收发系统间的泄漏干扰，提高雷达的发射功率、作用距离和整体性能具有重要意义。自适应泄漏干扰抑制系统可以看成是一个自适应陷波器，该陷波器的中心频率能自适应跟踪发射泄漏信号的中心频率，从而对泄漏信号产生抑制作用。这种自适应陷波器在如生物医学、信号检测和处理等领域有广泛的应用。但目前对自适应陷波器较少考虑其对有用信号的作用，特别是干扰信号和有用信号频率邻近时，自适应陷波器对有用信号的衰减和解决方法。如雷达系统是根据多普勒效应原理工作的，其发射信号与回波信号的频差不大，具体视移动物体的运动速度而定，对于慢速移动的物体可能只有几十Hz，而对于快速移动的物体，一般在几百Hz，这就意味着自适应陷波器的陷波带宽要很窄才不会对微弱有用信号产生大的衰减，从而保证接收机对有用信号的有效接收。目前自适应陷波器的陷波带宽的调节比较困难，减小陷波带宽将使其收敛速度降低，从而影响其对干扰信号的跟踪抑制效果。本发明将提供一种零带宽自适应陷波器及其实现方法，可使自适应陷波器的陷波带宽限制的干扰信号的单频点，从而有效抑制与有用信号极邻近的干扰信号，还可推广应用于通信系统中减小收发频差，提高频带利用率方面。

发明内容

本发明主要是解决现有技术所存在的用于抑制连续波体制雷达自泄漏干扰抑制的自适应陷波器陷波带宽相对发射信号与回波信号频差较宽，对回波信号产生衰减，影响回波信号的接收，并且减小陷波带宽将导致自适应陷波器收敛速度降低，从而使自适应陷波器无法快速跟踪发射泄漏信号而导致对发射泄漏信号的抑制不佳的技术问题；提供了一种零陷波带宽自适应自泄漏信号抑制系统及方法。

本发明的上述技术问题主要是通过下述技术方案得以解决的：

一种零陷波带宽自适应自泄漏信号抑制方法，其特征在于，基于一种零陷波带宽自适应自泄漏信号抑制系统，包括

耦合器1、移相器、可调衰减器、相关器、控制器、合成器、耦合器2、耦合器3构成；

耦合器1，从发射通道提取发射信号用于自适应自泄漏信号抑制；

移相器，将发射提取信号90度移相，产生两正交信号，并送入可调衰减器和相关器，用于幅值调整和相关运算处理；

可调衰减器，两个可调衰减器用于调整移相器输出的两路正交发射提取信号的幅值，并将调整后的信号送入合成器，用以抵消泄漏至接收通道的发射信号；可调衰减器在大功率应用时采用高精度可控步进衰减器，在其他情况采用双极性电调衰减器；

合成器，用于合成经可调衰减器调整后的发射提取信号，送入耦合器2，用于抑制接收通道中的发射泄漏信号；

耦合器2，将合成器送出的合成信号耦合至接收通道，与泄漏至接收通道的发射信号相抵消；

耦合器3，提取接收通道发射泄漏信号抑制后的剩余信号，并将该信号送入相关器和控制器，用于相关器的相关运算和控制器的功率检测和判决；

相关器，用于发射提取信号和抑制剩余信号的相关运算，并将运算的相关值送入控制器，用于控制器根据功率检测、判决后对其进行锁定和释放的控制；相关器由乘法器、积分器和有源低通滤波器构成；乘法器可由MC1954L或AD834或AD835芯片构成；积分器可由OP77芯片构成；

控制器，根据抑制剩余信号的功率检测和判决，对相关器运算得到的相关值进行锁定和释放的控制，并将控制结果用于控制电调衰减器对发射提取信号幅值进行衰减；控制器的功率检测可由AD8362系列芯片构成，算法控制可由C6000系列高速DSP构成；

抑制方法基于以下定义：

接收通道接收到的发射泄漏信号为

S(t)＝scos(ω₀t-γ) (1)

其中，s是泄漏信号幅值；ω₀为泄漏信号角频率；γ是泄漏信号相位；

由耦合器1提取的发射信号经过移相器后的输出正交信号为

其中，g是幅值；ω₀为泄漏信号角频率；α是初相位；

正交信号加权合成输出并由耦合器2耦合至接收通道的信号可表示为

A(t)＝W₁G_I(t)+W₂G_Q(t) (3)

其中W₁和W₂分别表示加权值；经过耦合器3的输出剩余信号为

E(t)＝W₁gcos(ω₀t-α)+W₂gsin(ω₀t-α)-scos(ω₀t-γ) (4)

相关器由乘法器、积分器和有源低通滤波器构成，乘法器实现发射提取信号与抑制剩余信号的相乘运算，有源低通滤波器实现乘法器输出信号的滤波和放大，提取相关值；考虑乘法运算和有源低通运算后的系统的幅频特性为

其中，τ为低通的时间常数，k为系统的等效增益；

具体包括：

步骤1，由耦合器1提取小部分发射信号，送入移相器；

步骤2，移相器对耦合器1输出的发射提取信号90度移相，输出两路正交信号，分别送入I可调衰减器、I相关器和Q可调衰减器、Q相关器；

步骤3，I、Q可调衰减器对两路输入信号进行幅值调整，并由合成器实现两路信号的合成，再送入耦合器2；

步骤4，耦合器2将合成器送入的信号耦合至接收通道，与接收通道的发射泄漏信号相抵消；

步骤5，耦合器3提取抵消后的剩余信号，并送入I、Q相关器和控制器；

步骤6，I、Q相关器对来自耦合器3的抵消剩余信号和移相器的两路发射提取信号进行相关运算；

步骤7，控制器对来自耦合器3的抵消剩余信号进行功率检测，与抵消预设值进行比较，并对来自I、Q相关器的相关值进行锁定和释放的控制；当检测功率小于预设值，锁定相关值，当检测功率大于预设值，释放相关值，由自泄漏信号抑制系统自适应调整相关值，直到检测功率小于预设值，再次锁定相关值；

步骤8，控制器输出的相关值控制可调衰减器的衰减量，实现对其输入发射提取信号的幅值调整。

因此，本发明具有如下优点：本发明中耦合器实现发射信号和抑制剩余信号的提取以及合成信号耦合至接收通道；移相器实现发射提取信号的90度移相；可调衰减器实现发射提取信号的四象限幅值调整；乘法器、低通滤波器构成相关器，用于获取发射提取信号和抵消剩余信号的相关值；合成器用于将电调衰减器调整过的发射提取信号合成；控制器用于抑制剩余信号的实时功率检测和判决，根据判决结果对相关器送来的相关值进行锁定和释放，并将相关值的调整结果用于控制电调衰减器对发射提取信号的衰减量。以上方案可解决收发共用天线连续波体制雷达发射信号自泄漏干扰的抑制。

附图说明

图1为本实用新型的实例原理示意图。

图2为本实用新型的实例示意图。

图3是幅频特性示意图。

图4是采用控制器后的幅频特性示意图。

具体实施方式

下面通过实施例，并结合附图，对本发明的技术方案作进一步具体的说明。

实施例：

本发明涉及的方法具体步骤如下:

第一步，由耦合器1提取小部分发射信号，送入移相器。

第二步，移相器对耦合器1输出的发射提取信号90度移相，输出两路正交信号，分别送入I可调衰减器、I相关器和Q可调衰减器、Q相关器。

第三步，I、Q可调衰减器对两路输入信号进行幅值调整，并由合成器实现两路信号的合成，再送入耦合器2器。

第四步，耦合器2将合成器送入的信号耦合至接收通道，与接收通道的发射泄漏信号相抵消。

第五步，耦合器3提取抵消后的剩余信号，并送入I、Q相关器和控制器。

第六步，I、Q相关器对来自耦合器3的抵消剩余信号和移相器的两路发射提取信号进行相关运算。

第七步，控制器对来自耦合器3的抵消剩余信号进行功率检测，与抵消预设值进行比较，并对来自I、Q相关器的相关值进行锁定和释放的控制。当检测功率小于预设值，锁定相关值，当检测功率大于预设值，释放权值，由自泄漏信号抑制系统自适应调整权值，直到检测功率小于预设值，再次锁定权值。

第七步，控制器输出的相关值控制可调衰减器的衰减量，实现对其输入发射提取信号的幅值调整。

经过以上步骤，系统构成一个受控负反馈系统，通过可调衰减器对两路发射提取信号的幅值调整，实现合成器输出信号的幅相调整，得到尽可能与接收通道发射泄漏信号等幅反相的信号，实现该泄漏信号的抑制。通过控制器对抑制剩余信号的功率检测、判决和对权值锁定、释放的自适应控制，实现自泄漏信号抑制系统的零陷波带宽。

本发明基本原理如下：假设接收通道接收到的发射泄漏信号为

S(t)＝scos(ω₀t-γ) (1)

其中，s是泄漏信号幅值；ω0为泄漏信号角频率；γ是泄漏信号相位。

由耦合器1提取的发射信号经过移相器后的输出正交信号为

其中，g是幅值；ω0为角频率；α是初相位。

正交信号加权合成输出并由耦合器2耦合至接收通道的信号可表示为

A(t)＝W₁G_I(t)＝+W₂G_Q(t) (3)

其中W1和W2分别表示加权值(可调衰减器的调整量)。经过耦合器3的输出剩余信号为

E(t)＝W₁gcos(ω₀t-α)+W₂gsin(ω₀t-α)-scos(ω₀t-γ) (4)

相关器由乘法器和有源低通滤波器构成，乘法器实现发射提取信号与抑制剩余信号的相乘运算，有源低通滤波器实现乘法器输出信号的滤波和放大，提取相关值。考虑乘法运算和有源低通运算后的系统的幅频特性为

其中，τ为低通的时间常数，k为系统的等效增益。幅频特性如图3所示，可见存在一定的陷波带宽。

当采用控制器对抑制剩余信号进行检查、判决和锁定后的自适应陷波器幅频特性如图4所示。此时，自适应陷波器的陷波只存在于发射信号频点，具有零陷波带宽。

实现本发明自适应陷波器的技术方案为：一种零陷波带宽自适应陷波器，它由耦合器1、移相器、可调衰减器、相关器、控制器、合成器、耦合器2、耦合器3构成。

耦合器1，从发射通道提取发射信号用于自适应自泄漏信号抑制。

移相器，将发射提取信号90度移相，产生两正交信号，并送入可调衰减器和相关器，用于幅值调整和相关运算处理。

可调衰减器，两个可调衰减器用于调整移相器输出的两路正交发射提取信号的幅值，并将调整后的信号送入合成器，用以抵消泄漏至接收通道的发射信号。可调衰减器采用双极性电调衰减器，在大功率应用时也可以采用高精度可控步进衰减器。

合成器，用于合成经电调衰减器调整后的发射提取信号，送入耦合器2，用于抑制接收通道中的发射泄漏信号。

耦合器2，将合成器送出的合成信号耦合至接收通道，与泄漏至接收通道的发射信号相抵消；

耦合器3，提取接收通道发射泄漏信号抑制后的剩余信号，并将该信号送入相关器和控制器，用于相关器的相关运算和控制器的功率检测和判决；

相关器，用于发射提取信号和抑制剩余信号的相关运算，并将运算的相关值送入控制器，用于控制器根据功率检测、判决后对其进行锁定和释放的控制。相关器由模拟乘法器、积分器组成。模拟乘法器可由MC1954L、AD834、AD835等芯片构成。积分器可由OP77等芯片构成。

控制器，根据抑制剩余信号的功率检测和判决，对相关器运算得到的相关值进行锁定和释放的控制，并将控制结果用于控制电调衰减器对发射提取信号幅值进行衰减。控制器的功率检测可由AD8362系列芯片构成，算法控制可由C6000系列高速DSP构成。

本发明系统可用以解决收发共用天线连续波体制雷达通信系统内部的自泄漏干扰问题，并可减小高隔离度环形器和双工器的设计难度和成本，在发射功率不很大的场合甚至可以取代环形器和双工器。本发明系统也可应用于提高双天线连续波雷达收发系统的隔离度，还可推广应用于干扰信号与有用信号频率极邻近时有用信号的提取。

本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。

Claims (1)

1.一种零陷波带宽自适应自泄漏信号抑制方法，其特征在于，基于一种零陷波带宽自适应自泄漏信号抑制系统，包括

耦合器1、移相器、可调衰减器、相关器、控制器、合成器、耦合器2、耦合器3构成；

耦合器1，从发射通道提取发射信号用于自适应自泄漏信号抑制；

移相器，将发射提取信号90度移相，产生两正交信号，并送入可调衰减器和相关器，用于幅值调整和相关运算处理；

可调衰减器，两个可调衰减器用于调整移相器输出的两路正交发射提取信号的幅值，并将调整后的信号送入合成器，用以抵消泄漏至接收通道的发射信号；可调衰减器在大功率应用时采用高精度可控步进衰减器，在其他情况采用双极性电调衰减器；

合成器，用于合成经可调衰减器调整后的发射提取信号，送入耦合器2，用于抑制接收通道中的发射泄漏信号；

耦合器2，将合成器送出的合成信号耦合至接收通道，与泄漏至接收通道的发射信号相抵消；

耦合器3，提取接收通道发射泄漏信号抑制后的剩余信号，并将该信号送入相关器和控制器，用于相关器的相关运算和控制器的功率检测和判决；

相关器，用于发射提取信号和抑制剩余信号的相关运算，并将运算的相关值送入控制器，用于控制器根据功率检测、判决后对其进行锁定和释放的控制；相关器由乘法器、积分器和有源低通滤波器构成；乘法器可由MC1954L或AD834或AD835芯片构成；积分器可由OP77芯片构成；

控制器，根据抑制剩余信号的功率检测和判决，对相关器运算得到的相关值进行锁定和释放的控制，并将控制结果用于控制电调衰减器对发射提取信号幅值进行衰减；控制器的功率检测可由AD8362系列芯片构成，算法控制可由C6000系列高速DSP构成；

抑制方法基于以下定义：

接收通道接收到的发射泄漏信号为

S(t)＝scos(ω₀t-γ) (1)

其中，s是泄漏信号幅值；ω₀为泄漏信号角频率；γ是泄漏信号相位；

由耦合器1提取的发射信号经过移相器后的输出正交信号为

其中，g是幅值；ω₀为泄漏信号角频率；α是初相位；

正交信号加权合成输出并由耦合器2耦合至接收通道的信号可表示为

A(t)＝W₁G_I(t)+W₂G_Q(t) (3)

其中W₁和W₂分别表示加权值；经过耦合器3的输出剩余信号为

E(t)＝W₁gcos(ω₀t-α)+W₂gsin(ω₀t-α)-scos(ω₀t-γ) (4)

相关器由乘法器、积分器和有源低通滤波器构成，乘法器实现发射提取信号与抑制剩余信号的相乘运算，有源低通滤波器实现乘法器输出信号的滤波和放大，提取相关值；考虑乘法运算和有源低通运算后的系统的幅频特性为

其中，τ为低通的时间常数，k为系统的等效增益；

具体包括：

步骤1，由耦合器1提取小部分发射信号，送入移相器；

步骤2，移相器对耦合器1输出的发射提取信号90度移相，输出两路正交信号，分别送入I可调衰减器、I相关器和Q可调衰减器、Q相关器；

步骤3，I、Q可调衰减器对两路输入信号进行幅值调整，并由合成器实现两路信号的合成，再送入耦合器2；

步骤4，耦合器2将合成器送入的信号耦合至接收通道，与接收通道的发射泄漏信号相抵消；

步骤5，耦合器3提取抵消后的剩余信号，并送入I、Q相关器和控制器；

步骤6，I、Q相关器对来自耦合器3的抵消剩余信号和移相器的两路发射提取信号进行相关运算；

步骤7，控制器对来自耦合器3的抵消剩余信号进行功率检测，与抵消预设值进行比较，并对来自I、Q相关器的相关值进行锁定和释放的控制；当检测功率小于预设值，锁定相关值，当检测功率大于预设值，释放相关值，由自泄漏信号抑制系统自适应调整相关值，直到检测功率小于预设值，再次锁定相关值；

步骤8，控制器输出的相关值控制可调衰减器的衰减量，实现对其输入发射提取信号的幅值调整。