CN105790269A - 通过双馈风机定子侧变流器抑制次同步谐振的方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了通过双馈风机定子侧变流器抑制次同步谐振的方法及装置。所述方法包括确定双馈风机转子的转速信号和次同步谐振频率；根据电磁转矩变化量与转速变化量的关系式的幅频特性和相频特性确定附加控制器，其中，所述附加控制器包括带通滤波模块和移相模块；通过使所述转速信号乘以附加控制器的传递函数得到附加控制信号；将所述附加控制信号注入定子侧变流器，使所述附加控制信号与所述定子侧变流器的原输出信号叠加，以生成抑制次同步谐振的附加转矩，其中所述附加转矩与转速变化量的相位差的取值范围为90度至270度。本发明达到了抑制双馈风机串补输电系统中发生的次同步谐振的效果。

Description

通过双馈风机定子侧变流器抑制次同步谐振的方法及装置

技术领域

本发明涉及电力系统控制技术领域，尤其涉及通过双馈风机定子侧变流器抑制次同步谐振的方法及装置。

背景技术

串联电容补偿可显著提高线路输送能力和暂态稳定性，在远距离风电外送中得以应用，但同时也存在诱发次同步谐振(SubSynchrousResonance，英文简称为SSR)的风险。

风电场SSR问题得到了学术界和工业界的广泛关注。大量研究表明相比于其他类型的机组，双馈风力发电机组更容易引起SSR问题。SSR不稳定是由于双馈风力发电机组、电力电子变流器控制系统和串补输电线路之间的相互作用造成的。现有的方案是在输电线路中加入可控的晶闸管阀，由串联电容器组和晶闸管阀控制的电感并联构成可控串补装置。通过控制晶闸管阀中晶闸管的导通或关断来实现对可控串补装置总阻抗的平滑控制，进而有效地抑制系统的次同步谐振。然而，通过该方式必然要增加可控串补装置，需要在现有的线路上相应的增加硬件设备，增加了现有线路改进的复杂度和设备成本。

发明内容

本发明提供一种通过双馈风机定子侧变流器抑制次同步谐振的方法及装置，以提供一种通过改变双馈风机定子侧变流器控制策略以抑制次同步谐振的方式。

第一方面，本发明实施例提供了通过双馈风机定子侧变流器抑制次同步谐振的方法，包括：确定双馈风机转子的转速信号和次同步谐振频率；根据电磁转矩变化量与转速变化量的关系式的幅频特性和相频特性确定附加控制器，其中，所述附加控制器包括带通滤波模块和移相模块；通过使所述转速信号乘以附加控制器的传递函数得到附加控制信号；将所述附加控制信号注入定子侧变流器，使所述附加控制信号与所述定子侧变流器的原输出信号叠加，以生成抑制次同步谐振的附加转矩，其中所述附加转矩与转速变化量的相位差的取值范围为90度至270度。

第二方面，本发明实施例还提供了通过双馈风机定子侧变流器抑制次同步谐振的装置，该装置包括：信号确定单元，用于确定双馈风机转子的转速信号和次同步谐振频率；附加控制器确定单元，用于根据电磁转矩变化量与转速变化量的关系式的幅频特性和相频特性确定附加控制器，其中，所述附加控制器包括带通滤波模块和移相模块；附加控制信号确定单元，用于通过使所述转速信号乘以附加控制器的传递函数得到附加控制信号；附加转矩确定单元，用于将所述附加控制信号注入定子侧变流器，使所述附加控制信号与所述定子侧变流器的原输出信号叠加，以生成抑制次同步谐振的附加转矩，其中所述附加转矩与转速变化量的相位差的取值范围为90度至270度。

本发明通过确定双馈风机转子的转速信号和次同步谐振频率；根据电磁转矩变化量与转速变化量的关系式的幅频特性和相频特性确定附加控制器；通过使所述转速信号乘以附加控制器的传递函数得到附加控制信号。将附加控制信号注入定子侧变流器，使附加控制信号与定子侧变流器的原输出信号叠加，以生成抑制次同步谐振的附加转矩，其中附加转矩与转速变化量的相位差的取值范围为90度至270度。本发明解决现有次同步谐振抑制方式中需要改进硬件设备，增加施工复杂度及设备成本的问题，通过改变双馈风机自身定子侧变流器的控制策略，实现了抑制双馈风机串补输电系统中发生的次同步谐振的目的。

附图说明

图1a是本发明实施例一中的通过双馈风机定子侧变流器抑制次同步谐振的方法流程图；

图1b是本发明实施例一中的双馈风机串补输电系统示意图；

图1c是本发明实施例一中的双馈风机定子侧变流器控制策略图；

图1d是本发明实施例一中的附加转矩抑制次同步谐振的原理图；

图2是本发明实施例二中的另一种双馈风机定子侧变流器控制策略图；

图3是本发明实施例三中的通过双馈风机定子侧变流器抑制次同步谐振的装置的结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，而非对本发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与本发明相关的部分而非全部结构。

实施例一

根据双馈变流器的控制策略以及硬件组成，可以选择在转子侧变流器中附加阻尼控制策略，还可以选择在定子侧变流器中附加阻尼控制策略。例如，可以根据不同厂家生产的双馈变流器的硬件组成或控制策略不同，确定是在转子侧变流器中附加阻尼控制策略，还是在定子侧变流器中附加阻尼控制策略。

图1a为本发明实施例一提供的通过双馈风机定子侧变流器抑制次同步谐振的方法流程图。本实施例可适用于在双馈风机定子侧变流器中增加附加控制器，实现抑制次同步谐振的情况。该方法可以由通过双馈风机定子侧变流器抑制次同步谐振的装置来执行，该装置被配置于风力发电机的定子侧变流器中。所述双馈风机定子侧变流器的控制方法具体包括如下步骤：

步骤110、确定双馈风机转子的转速信号和次同步谐振频率。

双馈风机串补输电系统如图1b所示，其中，e_r，e_s为分别为转子和定子的感应电动势，u_cr，u_cg分别为转子侧变流器和定子侧变流器的输出电压，R_r，R_s为异步电机转子和定子绕组的电阻，R_cr和L_cr为转子侧变流器(RSC，RotorSideConvertor)连接电抗的等效电阻和电感，R_cg和L_cg为定子侧变流器(GSC，GridSideConvertor)连接电抗的等效电阻和电感，T_g为等效升压变压器，R_g、L_g和C_g分别为串补输电系统的等效电阻、电感和电容。

本发明中，可以通过速度传感器检测双馈风机转子的转速，但是，并不限于通过速度传感器的方式检测双馈风机转子的转速。

将双馈风机以及与其相连的串补输电系统的谐振频率称为次同步谐振频率。由于串补输电系统的串补度已知，本发明可以根据串补输电系统的串补度、等效电感、等效电容和等效电阻计算次同步谐振频率。可选的，还可以通过分析故障录波器记录的波形得到此同步谐振频率。

步骤120、根据电磁转矩变化量与转速变化量的关系式的幅频特性和相频特性确定附加控制器。

由于，风力发电机中异步电机的电磁转矩的关系式为：

T_e＝-n_pL_m(i_sqi_rd-i_sdi_rq)⑴

其中，n_p为极对数，i_sd，i_sq，i_rd，i_rq分别为定子d轴电流、定子q轴电流、转子d轴电流以及转子q轴电流，L_m为定转子之间的互感。将上式线性化，可以得到：

ΔT_e＝-n_pL_m(i_sq0Δi_rd-i_sd0Δi_rq)-n_pL_m(i_rd0Δi_sq-i_rq0Δi_sd)＝ΔT_es+ΔT_er⑵

其中，i_sd0，i_sq0，i_rd0，i_rq0分别为稳态时dq轴定子电流以及稳态时dq轴转子电流；Δi_rd，Δi_rq，Δi_sd，Δi_sq分别为dq轴转子电流变化量以及dq轴定子电流变化量。

又因为，可以通过异步电机的磁链方程，楞次定律及拉氏变换确定转速变化量对应的定子dq轴的感应电动势的变化量及转子dq轴的感应电动势的变化量。

根据所述定子感应电动势的变化量、定子及定子变流器电路方程、定子变流器控制策略方程和双馈风机输出的机端电流方程，确定定子电流变化量。

根据所述转子感应电动势变化量、转子及转子变流器电路方程和转子变流器控制策略方程，确定转子电流变化量。

将所述转子稳态电流(稳态时dq轴转子电流)、定子稳态电流(稳态时dq轴定子电流)、转子电流变化量(dq轴转子电流变化量)和定子电流变化量(dq轴定子电流变化量)带入线性化后的电磁转矩公式，确定电磁转矩变化量与转速变化量的关系式。

为了便于确定转速信号变化量对应的电磁转矩变化量，做如下假设：

忽略定子侧变流器的控制策略中外环的比例和积分系数，以及内环的积分系数。并且，当转子侧变流器控制策略有效时，忽略输出电流中开关频率的分量，其输出电流中仅含工频基波分量，对于外围电路来说可以等效为一个基波电流源。此时，转子侧变流器的等效阻抗可认为是无穷大。因此，在研究转速变化导致的转子电流变化时可以忽略转子侧变流器。在上述假设下，定子感应电动势变化量只会产生定子电流变化量，而不会产生转子电流变化量，定转子电流变化量是解耦的，定转子电磁转矩变化量也是解耦的。

由异步电机的磁链方程，楞次定律及拉氏变换可以得到定子dq轴的感应电动势变化量为：

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\ΔE}}_{sd}\left(s\right)\\ {\mathrm{\ΔE}}_{sq}\left(s\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}-L_m{i}_{rq0}-\frac{{\mathrm{\ω}}_s{L}_m{i}_{rd0}}{s}\\ L_m{i}_{rd0}-\frac{{\mathrm{\ω}}_s{L}_m{i}_{rq0}}{s}\end{array}\right]{\mathrm{\Δ\ω}}_r\left(s\right)---\left(3\right)$

其中，ω_s为定子角频率，Δω_r为次同步谐振的作用下转子扰动引起的转速变化量，ΔE_sd和ΔE_sq为定子dq轴感应电动势变化量。

由双馈风机中定子部分及定子侧变流器部分的电路，可以得到它们在abc坐标下的方程，然后再进行dq变换，并进行拉氏变换后可得这两部分的电路方程为：

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\ΔU}}_{sd}\left(s\right)\\ {\mathrm{\ΔU}}_{sq}\left(s\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\ΔE}}_{sd}\left(s\right)\\ {\mathrm{\ΔE}}_{sq}\left(s\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{R}_s& 0\\ 0& R_s\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\ΔI}}_{sd}\left(s\right)\\ {\mathrm{\ΔI}}_{sq}\left(s\right)\end{array}\right]---\left(4\right)$

其中，R_s为定子绕组的电阻，ΔI_sd和ΔI_sq分别为定子dq轴电流变化量，ΔU_sd和ΔU_sq分别为定子dq轴机端电压变化量。

在上述假设的基础上，可以将定子侧变流器的闭环控制策略简化为图1d所示。d轴和q轴分别采用双闭环控制策略，d轴控制目标是维持变流器直流母线电压恒定，q轴控制目标是保证定子侧变流器(GSC)输出无功等于整机输出无功参考值减去定子无功参考值。假定定子侧变流器输出电压等于参考电压，转子侧变流器与定子侧变流器之间的电容电压不变，可得定子侧变流器输出电压的变化量为：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ΔU}}_{cgd}\left(s\right)=-(K_{picg}+\frac{K_{iicg}}{s}){\mathrm{\ΔI}}_{cgd}\left(s\right)\\ {\mathrm{\ΔU}}_{cgq}\left(s\right)=-(K_{picg}+\frac{K_{iicg}}{s})(K_{pQcg}+\frac{K_{iQcg}}{s}){\mathrm{\ΔQ}}_{cg}\left(s\right)\\ -(K_{picg}+\frac{K_{iicg}}{s}){\mathrm{\ΔI}}_{cgq}\left(s\right)\end{array}\right.---\left(5\right)$

其中，ΔU_cgd和ΔU_cgq分别为定子侧变流器dq轴输出电压的变化量，K_picg和K_pQcg为内环比例系数和外环比例系数，K_iicg和K_iQcg为内环积分系数和外环积分系数，ΔI_cgd和ΔI_cgq分别为定子侧变流器dq轴电流的变化量，ΔQ_cg为双馈风机输出端无功变化量。

以及，

其中，ΔI_dfigd和ΔΔI_dfigq分别为双馈风机输出端dq轴电流变化量。

将定子电路方程、定子侧变流器方程及定子侧变流器控制策略方程合并，分别消去中间变量后，将(3)，(4)，(5)，(6)式联立，可以解得定子电流的变化量的表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ΔI}}_{sd}\left(s\right)=G_{isd}\left(s\right){\mathrm{\Δ\ω}}_r\left(s\right)\\ {\mathrm{\ΔI}}_{sq}\left(s\right)=G_{isq}\left(s\right){\mathrm{\Δ\ω}}_r\left(s\right)\end{array}\right.---\left(7\right)$

其中，G_isd和G_isq为传递函数。

另外，由异步电机的磁链方程，楞次定律及拉氏变换可以得到转子dq轴的感应电动势变化量为：

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\ΔE}}_{rd}\left(s\right)\\ {\mathrm{\ΔE}}_{rq}\left(s\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\frac{L_m{i}_{sq0}s+({\mathrm{\ω}}_s-{\mathrm{\ω}}_r)L_m{i}_{sd0}}{s}\\ \frac{-L_m{i}_{sd0}s+({\mathrm{\ω}}_s-{\mathrm{\ω}}_r)L_m{i}_{sq0}}{s}\end{array}\right]{\mathrm{\Δ\ω}}_r\left(s\right)---\left(8\right)$

其中，L_m为定转子之间的互感，i_sd0，i_sq0分别为稳态时dq轴定子电流；ω_s为定子角频率，ω_r为转子角频率，ΔE_rd和ΔE_rq为转子dq轴感应电动势变化量。

由转子及转子侧变流器部分的主电路，可以得到它们在abc坐标下的方程，然后再进行dq变换，并进行拉氏变换后可得

$\begin{array}{c}\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{sL}}_{cr}+R_{rcr}& -({\mathrm{\ω}}_s-{\mathrm{\ω}}_r)L_{cr}\\ ({\mathrm{\ω}}_s-{\mathrm{\ω}}_r)L_{cr}& {\mathrm{sL}}_{cr}+R_{rcr}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\ΔI}}_{rd}\left(s\right)\\ {\mathrm{\ΔI}}_{rq}\left(s\right)\end{array}\right]\\ =\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\ΔE}}_{rd}\left(s\right)\\ {\mathrm{\ΔE}}_{rq}\left(s\right)\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\ΔU}}_{crd}\left(s\right)\\ {\mathrm{\ΔU}}_{crq}\left(s\right)\end{array}\right]\end{array}---\left(9\right)$

其中，ΔU_crd和ΔU_crq为双馈风机转子侧变流器dq轴输出电压变化量，ΔI_rd和ΔI_rq为转子dq轴电流变化量。

由于控制器外环的时间常数远大于内环的时间常数，所以忽略外环，并且假定转子侧变流器输出电压等于参考电压，基于该假定可得转子转速变化时，转子侧变流器输出电压的变化量为：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ΔU}}_{crd}\left(s\right)=\frac{K_{pir}{K}_{p\mathrm{\ω}}{s}^2+(K_{iir}{K}_{p\mathrm{\ω}}+K_{i\mathrm{\ω}}{K}_{pir})s+K_{iir}{K}_{i\mathrm{\ω}}}{s^2}{\mathrm{\Δ\ω}}_r\left(s\right)\\ -\frac{{\mathrm{sK}}_{pir}+K_{iir}}{s}{\mathrm{\ΔI}}_{rd}\left(s\right)\\ {\mathrm{\ΔU}}_{crq}\left(s\right)=-(K_{pir}+\frac{K_{iir}}{s}){\mathrm{\ΔI}}_{rq}\left(s\right)\end{array}\right.---\left(10\right)$

其中，ΔU_crd和ΔU_crq分别为转子侧变流器dq轴输出电压的变化量，K_pir和K_pω为内环比例系数和外环比例系数，K_iir和K_iω为内环积分系数和外环积分系数，ΔI_rd和ΔI_rq分别为转子侧变流器dq轴电流的变化量。

联立(8)，(9)和(10)式，可以解得转子电流变化量：

$\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ΔI}}_{rd}\left(s\right)=G_{ird}\left(s\right){\mathrm{\Δ\ω}}_r\left(s\right)\\ {\mathrm{\ΔI}}_{rq}\left(s\right)=G_{irq}\left(s\right){\mathrm{\Δ\ω}}_r\left(s\right)\end{array}---\left(11\right)$

再将(7)式和(11)代入(2)式，可以将ΔT_e与Δω_r的关系式表示成：

其中，|G_Te(jΩ)|表示电磁转矩变化量与转速变化量关系式的幅频特性，表示定子电磁转矩变化量与转速变化量关系式的相频特性。

分析幅值增益|G_Te|可知，在工频处的幅值增益最大。但是，该频率并不是我们所关心的次同步谐振频率，因此，需要在附加控制器中加入带通滤波模块。根据所述次同步谐振频率确定所述带通滤波模块的传递函数的特征角频率，以通过所述带通滤波模块增强所述幅值增益|G_Te|在所述次同步谐振频率下的大小。带通滤波模块的引入，使得|G_Te|在次同步振荡频率处的增益远大于在其它频率处的增益。

为了达到生成的附加转矩与转速变化量的相位差在90度至270度的范围内的要求，根据所述相频特性确定移相模块的传递函数，以通过所述移相模块调整由所述带通滤波模块的传递函数乘以移相模块的传递函数得到附加控制器的传递函数。

步骤130、通过使所述转速信号乘以附加控制器的传递函数得到附加控制信号。

将所述转速信号输入所述附加控制器，由于所述附加控制器的传递函数包括带通滤波模块的传递函数乘以移相模块的传递函数。通过使所述转速信号乘以所述带通滤波模块的传递函数，以增强所述关系式在次同步谐振频率处的幅值增益。再通过使所述带通滤波模块处理后的信号乘以所述移相模块的传递函数，得到附加控制信号。

步骤140、将所述附加控制信号注入定子侧变流器，使所述附加控制信号与所述定子侧变流器的原输出信号叠加，以生成抑制次同步谐振的附加转矩，其中所述附加转矩与转速变化量的相位差的取值范围为90度至270度。

改变定子侧变流器的控制策略，在内环d轴电流环上增加附加控制器，将所述附加控制信号通过所述附加控制器的附加控制通道注入定子侧变流器内环d轴电流环，使所述附加控制信号叠加到原定子侧变流器内环d轴电流环的输出信号的变化量。最终，在双馈风机中生成抑制次同步谐振的附加转矩。例如，根据上述假设可以忽略定子侧变流器的控制策略中外环的比例和积分系数，以及内环的积分系数，可以将定子侧变流器的闭环控制策略简化为图1c所示的控制策略。在定子侧变流器的内环d轴电流环中增加一条附加控制通道，该附加控制通道以转子转速ω_r为反馈量，以G_SSD(s)为传递函数执行附加阻尼控制，并得到附加电压信号G_SSD(s)ω_r，则转速变化量Δω_r对应的附加电压信号为G_SSD(s)Δω_r将所述附加电压信号注入定子侧变流器的内环d轴电流环中，使所述附加电压信号叠加到所述定子侧变流器的原输出电压信号得到定子侧变流器输出电压变化量，即定子侧输出电压变化量Δu′_cgdref＝Δu_cgdref+G_SSD(s)Δω_r。根据转速变化对应的定子感应电动势的变化量、定子及定子变流器电路方程、所述定子侧变流器输出电压变化量和双馈风机输出的机端电流方程，确定定子电流变化量。根据转速变化对应的转子感应电动势变化量、转子及转子变流器电路方程和转子变流器控制策略方程，确定转子电流变化量。根据转子稳态电流、转子电流变化量、定子稳态电流和定子电流变化量确定附加转矩。

其中，附加控制信号在双馈风机上产生的附加转矩与所述转速变化量的相位差在90度至270度之间。例如，如图1d所示，可假定转速变化量Δω_r的初相位为0，则Δω_r在向量图上的位置与x轴正向重合。对于角频率为Ω的转速变化量。若ΔT_e在x轴上的投影与Δω_r的方向相同，即当G_Te位于第一或第四象限，G_Te的实部G_Tex大于零时，则ΔT_e的作用会导致Δω_r的幅值增大，因而起负阻尼的作用，并且G_Te越大，负阻尼越大。反之，若ΔT_e在x轴上的投影与Δω_r的方向相反，当向量G_Te位于第二或第三象限，G_Te的实部G_Tex小于零时，则ΔT_e的作用是使得Δω_r的幅值减小，因而起正阻尼的作用，并且投影越大，正阻尼越大。

本实施例的技术方案，通过确定双馈风机转子的转速信号和次同步谐振频率；根据电磁转矩变化量与转速变化量的关系式的幅频特性和相频特性确定附加控制器；通过使所述转速信号乘以附加控制器的传递函数得到附加控制信号；将附加控制信号注入定子侧变流器，使附加控制信号与定子侧变流器的原输出信号叠加，以生成抑制次同步谐振的附加转矩，其中附加转矩与转速变化量的相位差的取值范围为90度至270度。本实施例的技术方案解决现有次同步谐振抑制方式中需要改进硬件设备，增加施工复杂度及设备成本的问题，实现通过改变风力发电机自身定子侧变流器的控制策略，对次同步谐振起到正阻尼作用，达到了抑制双馈风机串补输电系统中次同步谐振的效果。

实施例二

图2是本发明实施例二中的另一种双馈风机定子侧变流器控制策略图。本实施例的技术方案在上述实施例的基础上，附加控制器优选可以包括带通滤波模块和移相模块。

带通滤波模块：根据所述次同步谐振频率确定对应的带通滤波器，通过所述带通滤波器从所述转速信号中提取所述次同步谐振频率对应的次同步分量。

其中，所述带通滤波模块为二阶次同步带通滤波器，所述带通滤波器的传递函数为：

$G_{BP}\left(s\right)=\frac{s/{\mathrm{\ω}}_c}{{(s/{\mathrm{\ω}}_c)}^2+2\mathrm{\ξ}s/{\mathrm{\ω}}_c+1}$

其中，ω_c为带通滤波器的特征角频率，ω_c＝2πf_ssr，f_ssr为次同步谐振频率；ξ为带通滤波器的阻尼比，ξ的取值范围为0.3～0.8。将带通滤波器的特征频率设为2πf_ssr，以尽可能的增大在次同步谐振频率附近的增益。

在定子侧变流器中增加一条附加控制通道，且附加控制通道中引入带通滤波环节后，存在G_SSD(s)＝G_BP(s)的关系式，分析此时的电磁转矩变化量和转速增量的关系式的相频响应和幅频响应得知，经带通滤波模块处理所述转速信号得到的控制信号，在次同步振荡频率处的增益远大于在其它频率处的增益。可以通过将所述控制信号叠加到定子侧变流器的原输出信号，最终在双馈风机中生成附加转矩。此时，可能存在附加转矩与转速变化量的相位差仍位于第一、四象限的情况，所述附加转矩未能抑制双馈风机串补输电系统中的次同步谐振。为解决上述问题，在本发明的附加控制通道还引入了移相模块。

移相模块：通过使所述带通滤波器处理后的控制信号乘以所述移相模块的传递函数，得到附加控制信号，最终达到调整附加转矩的相位，使所述附加转矩与所述转速变化量的相位差满足设定条件。其中，设定条件为：使所述附加转矩与所述转速变化量的相位差在90度至270度之间，且在相位差为180度时正阻尼作用最大。例如，若假设转速变化量的相位为0度，则使所述带通滤波器处理后的控制信号乘以所述移相模块的传递函数，使附加转矩在次同步谐振频率下的相位为180度。此时，所述移相控制器的传递函数为一阶传递函数：

$G_{PS}\left(s\right)=K\frac{1-T_{PS}s}{1+T_{PS}s}$

其中，K为增益，T_PS为时间常数。

如图2所示，双馈风机定子侧变流器中附加控制器后的控制策略为：确定定子侧变流器输出的参考电压变化量——对定子变流器中电容电压u_dc与参考电压u_dcref的偏差量进行比例积分运算，得到参考电流。对定子d轴电流分量i_cgd与所述参考电流的偏差量进行比例积分运算，得到定子侧变流器输出的参考电压u_cgdref。由于转速信号中包括Δω_r的转速变化量，与转速变化量对应的定子侧变流器输出的参考电压变化量为Δu_cgdref。计算所述参考电压变化量Δu_cgdref与附加电压u_SSD(即G_SSD(s)Δω_r)之和Δu′_cgdref，将Δu′_cgdref输出至励磁电压调节器。然后在定子绕组中产生与电压Δu′_cgdref对应的附加电流。根据定子稳态电流、转子稳态电流，转速变化导致的转子电流变化量和附加电流，确定在双馈风机中产生的附加转矩，所述附加转矩在x轴方向的投影与转速变化量反向，对次同步谐振起正阻尼作用，从而抑制次同步谐振。

实施例三

图3是本发明实施例三中的通过双馈风机定子侧变流器抑制次同步谐振的装置的结构示意图。所述双馈风机定子侧变流器的控制装置包括：

信号确定单元310，用于确定双馈风机转子的转速信号和次同步谐振频率；

附加控制器确定单元320，用于根据电磁转矩变化量与转速变化量的关系式的幅频特性和相频特性确定附加控制器，其中，所述附加控制器包括带通滤波模块和移相模块；

附加控制信号确定单元330，用于通过使所述转速信号乘以附加控制器的传递函数得到附加控制信号；

附加转矩确定单元340，用于将所述附加控制信号注入定子侧变流器，使所述附加控制信号与所述定子侧变流器的原输出信号叠加，以生成抑制次同步谐振的附加转矩，其中所述附加转矩与转速变化量的相位差的取值范围为90度至270度。

本实施例的技术方案，通过信号确定单元310确定双馈风机转子的转速信号和次同步谐振频率。通过附加控制器确定单元320根据电磁转矩变化量与转速变化量的关系式的幅频特性和相频特性确定附加控制器。然后，通过附加控制信号确定单元330使所述转速信号乘以附加控制器的传递函数得到附加控制信号。通过附加转矩确定单元340将附加控制信号注入定子侧变流器，使附加控制信号与定子侧变流器的原输出信号叠加，以生成抑制次同步谐振的附加转矩，其中附加转矩与转速变化量的相位差的取值范围为90度至270度。本实施例的技术方案解决现有次同步谐振抑制方式中需要改进硬件设备，增加施工复杂度及设备成本的问题，实现通过改变风力发电机自身定子侧变流器的控制策略，对次同步谐振起到正阻尼作用，达到了抑制双馈风机串补输电系统中次同步谐振的效果。

进一步的，所述附加控制器确定单元320具体用于：

根据所述次同步谐振频率确定所述带通滤波模块的传递函数的特征角频率，以通过所述带通滤波模块增强所述关系式在所述次同步谐振频率下的幅值增益。

其中，所述带通滤波模块为二阶次同步带通滤波器，所述二阶次同步带通滤波器的传递函数为：

$G_{BP}\left(s\right)=\frac{s/{\mathrm{\ω}}_c}{{(s/{\mathrm{\ω}}_c)}^2+2\mathrm{\ξ}s/{\mathrm{\ω}}_c+1}$

其中，ω_c为带通滤波器的特征角频率，ω_c＝2πf_ssr，f_ssr为次同步谐振频率；ξ为带通滤波器的阻尼比，ξ的取值范围为0.3～0.8。

根据所述相频特性确定移相模块的传递函数，以通过所述移相模块调整所述关系式的相位增益，使生成的附加转矩与转速变化量的相位差在90度至270度的范围内。

进一步的，所述附加控制信号确定单元330具体用于：

通过使所述转速信号乘以所述带通滤波模块的传递函数，以增强在所述次同步谐振频率下的所述关系式的幅值增益；通过使所述带通滤波模块处理后的信号乘以所述移相模块的传递函数，得到附加控制信号。

进一步的，所述附加转矩确定单元340具体用于：

将所述附加控制信号注入定子侧变流器的内环d轴电流环中，使所述附加控制信号叠加到所述定子侧变流器的原输出信号变化量得到定子侧变流器输出电压变化量。

根据转速变化对应的定子感应电动势的变化量、定子及定子变流器电路方程、所述定子侧变流器输出电压变化量和双馈风机输出的机端电流方程，确定定子电流变化量。

根据转速变化对应的转子感应电动势变化量、转子及转子变流器电路方程和转子变流器控制策略方程，确定转子电流变化量。

根据转子稳态电流、转子电流变化量、定子稳态电流和定子电流变化量确定附加转矩。

上述通过双馈风机定子侧变流器抑制次同步谐振的装置可执行本发明任意实施例所提供的通过双馈风机定子侧变流器抑制次同步谐振的方法，具备执行方法相应的功能模块和有益效果。

注意，上述仅为本发明的较佳实施例及所运用技术原理。本领域技术人员会理解，本发明不限于这里所述的特定实施例，对本领域技术人员来说能够进行各种明显的变化、重新调整和替代而不会脱离本发明的保护范围。因此，虽然通过以上实施例对本发明进行了较为详细的说明，但是本发明不仅仅限于以上实施例，在不脱离本发明构思的情况下，还可以包括更多其他等效实施例，而本发明的范围由所附的权利要求范围决定。

Claims (10)

1.通过双馈风机定子侧变流器抑制次同步谐振的方法，其特征在于，包括：

确定双馈风机转子的转速信号和次同步谐振频率；

根据电磁转矩变化量与转速变化量的关系式的幅频特性和相频特性确定附加控制器，其中，所述附加控制器包括带通滤波模块和移相模块；

通过使所述转速信号乘以附加控制器的传递函数得到附加控制信号；

将所述附加控制信号注入定子侧变流器，使所述附加控制信号与所述定子侧变流器的原输出信号叠加，以生成抑制次同步谐振的附加转矩，其中所述附加转矩与转速变化量的相位差的取值范围为90度至270度。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在根据电磁转矩变化量与转速变化量的关系式的幅频特性和相频特性确定附加控制器之前，还包括：

确定所述转速变化量对应的定子感应电动势的变化量及转子感应电动势的变化量；

根据所述定子感应电动势的变化量、定子及定子变流器电路方程、定子变流器控制策略方程和双馈风机输出的机端电流方程，确定定子电流变化量；

根据所述转子感应电动势变化量、转子及转子变流器电路方程和转子变流器控制策略方程，确定转子电流变化量；

将所述转子稳态电流、定子稳态电流、转子电流变化量和定子电流变化量带入电磁转矩公式，确定电磁转矩变化量与转速变化量的关系式。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，根据电磁转矩变化量与转速变化量的关系式的幅频特性和相频特性确定附加控制器，包括：

根据所述次同步谐振频率确定所述带通滤波模块的传递函数的特征角频率，以通过所述带通滤波模块增强所述关系式在所述次同步谐振频率下的幅值增益；

根据所述相频特性确定移相模块的传递函数，以通过所述移相模块调整所述关系式的相位增益，使生成的附加转矩与转速变化量的相位差在90度至270度的范围内。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，通过使所述转速信号乘以附加控制器的传递函数得到附加控制信号，包括：

通过使所述转速信号乘以所述带通滤波模块的传递函数，以增强在所述次同步谐振频率下的所述关系式的幅值增益；

通过使所述带通滤波模块处理后的信号乘以所述移相模块的传递函数，得到附加控制信号。

5.根据权利要求3或4所述的方法，其特征在于，所述带通滤波模块为二阶次同步带通滤波器，所述二阶次同步带通滤波器的传递函数为：

$G_{BP}\left(s\right)=\frac{s/{\mathrm{\ω}}_c}{{(s/{\mathrm{\ω}}_c)}^2+2\mathrm{\ξ}s/{\mathrm{\ω}}_c+1}$

其中，ω_c为带通滤波器的特征角频率，ω_c＝2πf_ssr，f_ssr为次同步谐振频率；

ξ为带通滤波器的阻尼比，ξ的取值范围为0.3～0.8。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，将所述附加控制信号注入定子侧变流器，使所述附加控制信号与所述定子侧变流器的原输出信号叠加，以生成抑制次同步谐振的附加转矩，包括：

将所述附加控制信号注入定子侧变流器的内环d轴电流环中，使所述附加控制信号叠加到所述定子侧变流器的原输出信号变化量得到定子侧变流器输出电压变化量；

根据转速变化对应的定子感应电动势的变化量、定子及定子变流器电路方程、所述定子侧变流器输出电压变化量和双馈风机输出的机端电流方程，确定定子电流变化量；

根据转速变化对应的转子感应电动势变化量、转子及转子变流器电路方程和转子变流器控制策略方程，确定转子电流变化量；

根据转子稳态电流、转子电流变化量、定子稳态电流和定子电流变化量确定附加转矩。

7.通过双馈风机定子侧变流器抑制次同步谐振的装置，其特征在于，包括：

信号确定单元，用于确定双馈风机转子的转速信号和次同步谐振频率；

附加控制器确定单元，用于根据电磁转矩变化量与转速变化量的关系式的幅频特性和相频特性确定附加控制器，其中，所述附加控制器包括带通滤波模块和移相模块；

附加控制信号确定单元，用于通过使所述转速信号乘以附加控制器的传递函数得到附加控制信号；

附加转矩确定单元，用于将所述附加控制信号注入定子侧变流器，使所述附加控制信号与所述定子侧变流器的原输出信号叠加，以生成抑制次同步谐振的附加转矩，其中所述附加转矩与转速变化量的相位差的取值范围为90度至270度。

8.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述附加控制器确定单元具体用于：

根据所述次同步谐振频率确定所述带通滤波模块的传递函数的特征角频率，以通过所述带通滤波模块增强所述关系式在所述次同步谐振频率下的幅值增益；

根据所述相频特性确定移相模块的传递函数，以通过所述移相模块调整所述关系式的相位增益，使生成的附加转矩与转速变化量的相位差在90度至270度的范围内。

9.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，所述附加控制信号确定单元具体用于：

通过使所述转速信号乘以所述带通滤波模块的传递函数，以增强在所述次同步谐振频率下的所述关系式的幅值增益；

通过使所述带通滤波模块处理后的信号乘以所述移相模块的传递函数，得到附加控制信号。

10.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述附加转矩确定单元具体用于：

将所述附加控制信号注入定子侧变流器的内环d轴电流环中，使所述附加控制信号叠加到所述定子侧变流器的原输出信号变化量得到定子侧变流器输出电压变化量；

根据转速变化对应的定子感应电动势的变化量、定子及定子变流器电路方程、所述定子侧变流器输出电压变化量和双馈风机输出的机端电流方程，确定定子电流变化量；

根据转速变化对应的转子感应电动势变化量、转子及转子变流器电路方程和转子变流器控制策略方程，确定转子电流变化量；

根据转子稳态电流、转子电流变化量、定子稳态电流和定子电流变化量确定附加转矩。