CN105787210B - 氮化镓高电子迁移率晶体管小信号电路模型参数提取方法 - Google Patents

氮化镓高电子迁移率晶体管小信号电路模型参数提取方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开一种氮化镓高电子迁移率晶体管小信号电路模型参数提取方法，主要解决现有技术提取寄生电感会由于正向大栅压对器件造成损伤、提取寄生电容时需要人工调谐和优化参数不符合物理结构的问题。其技术方案是基于传统提取寄生电容的基础，在低频冷偏截止态等效电路中引入寄生电感，利用线性回归方法同时提取出寄生总电容和寄生电感，结合实际物理结构优化搜索出寄生电容，并结合未偏置时测试的散射参数和正常工作时的散射参数，分别提取出寄生电阻和本征参数。本发明在测试过程中对器件没有损伤，且不需要人工调谐，提取参数效率较高，适用频段宽。本发明得到的模型参数不仅能直接用于建立器件的小信号等效电路模型，也能用于小信号电路设计。

Description

氮化镓高电子迁移率晶体管小信号电路模型参数提取方法
技术领域
本发明属于微电子技术领域，特别涉及GaN HEMT晶体管模型参数提取方法，可用于射频集成电路设计。
技术背景
AlGaN/GaN高电子迁移率晶体管HEMT由于其具有高功率，高电流密度，高电子饱和速度以及高击穿电场等特点日益成为当今射频微波电路设计的焦点。随着集成电路小型化不断加剧，集成度不断提高，人们对于单片微波集成电路MMIC设计的热情度逐渐高涨。准确的器件模型对于MMIC电路的设计与评估有着至关重要的作用。在整个建模过程中，晶体管的小信号模型是大信号模型的基础，因此小信号模型的建立是器件建模中的关键环节。
小信号模型参数的提取决定着器件模型的准确度，而对于不同小信号模型的拓扑结构有着不同的模型参数。通常情况下，器件模型参数分为两类，分别是由于外围用于测试所设计结构带来的寄生参数以及晶体管内部的本征参数。外围寄生参数都是线性元件，不受外界偏置电压的影响。内部本征参数一般都是非线性元件，会随着外界偏置电压变化。
直接去嵌提参法和优化搜索提参法是目前国际上两种常用的模型提取方法。直接去嵌提参法是采用Dambrine等人提出的“Cold-FET”技术[G.Dambrine,A.Cappy,F.Heilodore,and E.Playez,“A new method for determining the FET small-signalequivalent circuit,”IEEE Trans.Microw.Theory Tech.,vol.36,no.7,pp.1151-1159,Jul.1988]提取与偏置无关的外围寄生参数，然后去嵌掉外围寄生元件，利用器件工作偏置条件下的散射参数提取本征元件参数值。Brady等人发表的论文[R.G.Brady,C.H.Oxley,T.J.Brazil,“An improved small-signal parameter-extraction algorithm for GaNHEMT devices,”IEEE Trans.Microw.Theory Techn.,vol.56,no.7,pp.1535-1544,Jul.2008]和Goya等人发表的论文[U.Goyal,M.Mishra,“Improved parameter extractiontechnique for GaN HEMT’s small signal model,”in Conf.Dec.2014.IEEEInt.Conf.Emerging Electronics,pp.41-44]分别利用此方法提取了18个元件和16个元件小信号等效电路模型参数。优化搜索提参法是指利用搜索算法先给模型参数确定一个合理的初始值，然后对这个初始值进行优化得到最优的结果，例如Jardnal等人利用遗传算法对18个元件小信号等效电路模型参数进行优化提取[A.Jarndal,“Genetic algorithm basedextraction method for distributed small-signal model of GaN HEMTs,”inConf.Jun.2010.IEEE Int.Conf.Semiconductor Electronics,pp.41-44]。
上述直接去嵌提参法在提取外围寄生电容时，利用器件夹断状态下，冷偏时即源漏电压为0时，测量得到的散射参数在较低频段内进行提取，忽略了高频时的影响，而对于提取过程中的本征电容需要使用经验估计值或根据器件物理结构假设计算粗略值，然后进行手动调谐优化。因此，这种提取方法会造成提取外围PAD电容的不准确性，从而会使得后续提取寄生电感以及电阻的产生误差，且手动调谐比较麻烦不适用大批量器件的建模。在提取寄生电感时，需要重新测出另一组散射参数进行提取工作，此时器件需工作在正向大栅压条件下，也会对器件造成一定的损伤。
上述优化搜索提参法不需要对器件物理结构进行假设，参数的准确性较高，但是提取参数需要采用冗长复杂的迭代算法并且该过程的准确性很依赖于合适初始值选取，最终提取的数值没有什么物理意义不符合器件的实际物理结构。
发明内容
本发明的目的在于针对上述已有技术的不足，提出一种氮化镓高电子迁移率晶体管小信号电路模型参数提取方法，以在量测过程中减少对器件造成的损伤，避免人工手动调谐，并使提取的参数符合器件的实际物理结构。
为实现上述目的，本发明的技术方案包括如下：
(1)提取寄生电容和寄生电感：
(1a)量测被建模器件的夹断冷偏态散射参数S1，并将其转换为夹断冷偏态阻抗参数Z3，分别拟合出阻抗参数Z3中输入阻抗、转移阻抗以及输出阻抗和角频率乘积的虚部与角频率平方的3条直线关系，得到夹断冷偏态下直线的斜率值分别为K1、K2、K3，截距的绝对值分别为α，β，γ；
(1b)对传统低频时夹断冷偏态电路模型的导纳参数Y1进行求逆变换得到其阻抗参数Z1，在其阻抗参数Z1中引入栅极串联电感Lg、源极串联电感Ls、漏极串联电感Ld，得到引入各寄生电感后的阻抗参数Z2，在其两端同时乘以角频率ω，再取虚部得到三个线性方程组：
式<1>中，Im表示取虚部，ω为角频率，Z211代表引入寄生电感后的输入阻抗，M＝Cgso×Cdso+Cgd×Cgso+Cgd×Cdso，Cdso为漏-源分支总电容，Cdso＝Cpd+Cds，Cpd为漏极电极电容，Cds为漏源电容，Cgd为栅漏电容，Cgso为栅-源分支总电容，Cgso＝Cpg+Cgs，Cgs为栅源电容，Cpg为栅极电极电容，Z212代表引入寄生电感后输入开路时的转移阻抗，Z221代表引入寄生电感后输出开路时的转移阻抗，Z222代表引入寄生电感后的输出阻抗；
(1c)将式<1>与测量数据得到的拟合直线进行线性回归处理，即由拟合直线的斜率计算出寄生电感值，由拟合直线的截距得到寄生电容值，其中寄生电感包括栅极串联电感Lg、源极串联电感Ls和漏极串联电感Ld，寄生电容包括漏极电极电容Cpd和栅极电极电容Cpg；
(2)提取寄生电阻：
(2a)量测被建模器件的无偏置态散射参数S2，并将其转换为无偏置态导纳参数Y2剥离掉寄生电容后，得到剥离寄生电容后的导纳参数Y3；将该导纳参数Y3再转换为无偏置态剥离寄生电容后的阻抗参数Z4，并分别拟合出该阻抗参数Z4中输入阻抗、转移阻抗以及输出阻抗的三个实部和角频率平方的乘积与角频率平方的3条直线关系，得到未加偏置态下直线的斜率值分别为K4、K5、K6；
(2b)对未加偏置态下并剥离寄生电容后的等效电路模型的阻抗参数Z5取实部，并等式两端同时乘以角频率的平方得到如下直线方程组：
式<2>中，Re代表取实部，Z511是未加偏置态剥离寄生电容后的输入阻抗，Rs为源极电阻，Rch为沟道电阻，Rg为栅极电阻，Z512是未加偏置态剥离寄生电容后输入开路时的转移阻抗，Z522是未加偏置态剥离寄生电容后的输出阻抗，Rd为漏极电阻；
(2c)拟合出步骤(1a)中夹断冷偏态阻抗参数Z3中转移阻抗的实部和角频率平方的乘积与角频率平方的1条直线关系，得到夹断冷偏态下直线斜率值为K7；对夹断冷偏态等效电路模型的阻抗参数Z6取实部，并在等式两端同时乘以角频率的平方得到直线方程ω2Re(Z612)＝ω2Rs，Z612是夹断冷偏态输入开路时的转移阻抗；
(2d)将步骤(2b)和步骤(2c)线性方程组与测量数据得到的拟合直线进行线性回归处理，即由该拟合直线的斜率值计算得到寄生电阻值，其中寄生电阻包括栅极电阻Rg、漏极电阻Rd和源极电阻Rs；
(3)提取本征参数：
(3a)量测被建模器件正常工作时的散射参数S3，利用去嵌入技术，剥离寄生元件，得到本征网络导纳参数Y6的表达式如下：
式<3>中，Y611为本征网络的输入导纳，j为虚部单位，Ri为栅源电阻，Rgd为栅漏电阻，Y612为本征网络输入短路时的转移导纳，gm为跨导，t为延迟因子，Y621为本征网络输出短路时的转移导纳，Y622为本征网络的输出导纳，Rds为源漏电阻。
(3c)对式<3>进行变换，得到本征参数表达式，对其进行求解获得本征参数值，即栅源电容Cgs、漏源电容Cds、栅漏电容Cgd、栅源电阻Ri、栅漏电阻Rgd、源漏电阻Rds、跨导gm以及延迟因子t。
本发明的有益效果是：
1)本发明利用一组散射参数同时提取出寄生电容和寄生电感，减少了由于忽略高频所带来的误差，且该组散射参数是在器件夹断冷偏态测得，对器件没有损伤。
2)本发明结合了直接去嵌提参方法以及优化搜索提参方法的优点，无需人工调谐，从而提高了提参效率，并且使得最终所得到的结果符合器件物理结构。
3)本发明的参数提取方法适用频带宽，且在0.1GHz-30GHz的频带范围内具有良好的精度；
4)本发明得到的模型参数不仅能直接用于建立器件的小信号等效电路模型，也能用于小信号电路设计，为大信号模型打下了基础。
附图说明
图1为现有的GaN HEMT器件结构示意图；
图2为图1的16个元件小信号模型等效电路拓扑结构；
图3为本发明提取GaN HEMT器件参数的实现流程图；
图4为本发明在传统低频夹断冷偏模型中引入寄生电感后的等效电路拓扑结构图；
图5为GaN HEMT器件偏置在夹断冷偏态下的等效电路拓扑结构图；
图6为GaN HEMT器件在未加偏置状态下并剥离寄生电容后的电路拓扑结构图；
图7为利用本发明建立的小信号等效电路模型的仿真散射参数与器件实测散射参数的对比图；
图8为利用本发明建立的小信号等效电路模型的误差函数曲线。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的原理和特征进行描述，所举实例只用于解释本发明，并非用于限定本发明的范围。
参照图1，现有的GaN HEMT器件自下而上包括2英寸4H-SiC衬底、100nm厚的AlN成核层、1.6um厚的GaN缓冲层、1nm的AlN插入层、20nm未掺杂的AlGaN势垒层、60nm的SiN钝化层、Ti/Al/Ni/Au欧姆源电极和欧姆漏电极以及Ni/Au/Ni肖特基栅，器件的栅宽为10x125um，栅长为0.4um，栅-栅、栅-源、栅-漏之间的间距分别是40um、0.7um和2.8um。
图1所示器件结构的小信号等效电路图如图2所示，其中包括16个电路元件，分为两大类，分别是外围寄生元件和内部本征元件。外围寄生元件包括漏极电极电容Cpd，栅极电极电容Cpg，栅极串联电感Lg，源极串联电感Ls，漏极串联电感Ld，栅极电阻Rg，漏极电阻Rd，源极电阻Rs；内部本征元件包括栅源电容Cgs，栅漏电容Cgd，源漏电容Cds，源漏电阻Rds，栅源电阻Ri，栅漏电阻Rgd以及跨导gm和延迟因子t，Vgs指的是栅源之间的电压。
本发明所述的方法就是对以上GaN HEMT器件的参数进行确定。
参照图3，本发明提取GaN HEMT器件参数包括有四步：
第一步，提取寄生电容和寄生电感；第二步，提取寄生电阻；第三步，提取本征参数；第四步，小信号模型参数优化。具体步骤如下：
步骤1.提取电容和寄生电感。
1a)实测器件的夹断冷偏态散射参数S1：
将GaN HEMT器件裸片放在微波探针台上，使用GSG微波探针给器件施加偏置，使其偏置在栅-源电压Vgs＝-6V，漏-源电压Vds＝0V；
将GaN HEMT器件的源端接地，栅端接1端口，漏端接2端口，测试频段设为0.1GHz-30GHz，用矢量网络分析仪量测出此时器件在夹断冷偏态下的二端口散射参数S1如下：
其中，S111为夹断冷偏态时的输入反射系数，S112为夹断冷偏态时的回波损耗，S121为夹断冷偏态时的插入损耗，S122为夹断冷偏态时的输出反射系数；
1b)将得到的冷偏态散射参数S1转换为夹断冷偏态阻抗参数Z3，分别拟合出阻抗参数Z3中输入阻抗、转移阻抗以及输出阻抗和角频率乘积的虚部与角频率平方的3条直线关系，得到夹断冷偏态下三条直线的斜率值分别为K1＝5.26687x10-11、K2＝2.72672x10-12、K3＝8.07236x10-11，三条直线的截距的绝对值分别为α＝1.52535×1012，β＝8.11921×1011，γ＝2.52491×1012；
1c)由传统低频时夹断冷偏态等效电路图，得到传统低频时夹断冷偏态模型导纳矩阵形式为：
其中，j为虚部单位，ω为角频率，Cgso为栅-源分支总电容，Cgso＝Cpg+Cgs，Cgs为栅源电容，Cpg为栅极电极电容，Cgd为栅漏电容，Cdso为漏-源分支总电容，Cdso＝Cpd+Cds，Cpd为漏极电极电容，Cds为漏源电容；
1d)将导纳矩阵[Y1]进行求逆变换，转化为如下阻抗矩阵[Z1]：
其中，[]-1表示求逆过程，M＝Cgso×Cdso+Cgd×Cgso+Cgd×Cdso；
1e)在传统低频夹断冷偏模型中引入寄生电感，得到如图4所示的等效电路模型，该模型引入各寄生电感后的阻抗矩阵[Z2]如下：
其中，Lg为栅极串联电感，Ls为源极串联电感，Ld为漏极串联电感；
1f)由阻抗矩阵[Z2]得到引入各寄生电感后的阻抗参数Z2为：
其中，Z211代表引入寄生电感后的输入阻抗，Z212代表引入寄生电感后输入开路时的转移阻抗，Z221代表引入寄生电感后输出开路时的转移阻抗，Z222代表引入寄生电感后的输出阻抗；
1g)将1f)中所得的阻抗参数Z2表达式两端同时乘以角频率ω，然后取虚部，得到如下三个线性方程组：
式<4>中，Im表示取虚部；
1h)根据式<4>得到1b)中夹断冷偏态3条拟合直线的斜率K1，K2，K3分别与寄生电感的关系为：
1i)计算式<5>得到寄生电感，即栅极串联电感Lg，源极串联电感Ls，漏极串联电感Ld；
1j)根据式<4>得到1b)中夹断冷偏态3条拟合直线截距的绝对值α，β，γ分别为：
整理式<6>得到
1k)计算式<7>得到栅-源分支总电容Cgso，栅漏电容Cgd，漏-源分支总电容Cdso；
1l)以栅极电极电容Cpg和漏极电极电容Cpd作为扫描变量进行离散采样扫描，且以栅-源分支总电容和漏-源分支总电容分别作为栅极电极电容和漏极电极电容采样上限，根据实际器件物理结构，对扫描设定如下终止条件：Cpg≈Cpd；Cpg＜＜Cgs；Cpd＜＜Cds；Cgs＞＞Cds，并判断电容值的大小关系，若电容的数值满足以上终止条件，得到寄生电容，即栅极电极电容Cpg，漏极电极电容Cpd；否则，对寄生电容重新进行采样扫描。
步骤2.提取寄生电阻。
2a)将GaN HEMT器件裸片放在微波探针台上，将矢量网络分析仪的1端口接栅端，2端口接漏端，源端接地，测试频段设为0.1GHz-30GHz，量测出GaN HEMT器件在没有施加偏置时二端口网络的实测散射参数S2：
其中，S211为未加偏置时的输入反射系数，S212为未加偏置时的回波损耗，S221为未加偏置时的插入损耗，S222为未加偏置时的输出反射系数；
2b)将未施加偏置态散射参数S2转换为无偏置态导纳参数Y2并剥离掉寄生电容后，得到剥离寄生电容后的导纳参数Y3；再将该导纳参数Y3转换为无偏置态剥离寄生电容后的阻抗参数Z4，并分别拟合出该阻抗参数Z4中输入阻抗、转移阻抗以及输出阻抗的三个实部和角频率平方的乘积与角频率平方的3条直线关系，得到未加偏置态下这三条直线的斜率值分别为K4＝2.7669、K5＝1.8457、K6＝4.4237；
2c)对GaN HEMT器件在未加偏置状态下剥离寄生电容，得到如图6所示的等效电路模型，对该等效电路模型的阻抗参数Z5取实部得到如下等式：
其中，Re代表取实部，Z511是未加偏置态剥离寄生电容后的输入阻抗，Rs为源极电阻，Rch为沟道电阻，Rg为栅极电阻，Z512是未加偏置态剥离寄生电容后输入开路时的转移阻抗，Z522是未加偏置态剥离寄生电容后的输出阻抗，Rd为漏极电阻；
在等式两端同时乘以角频率的平方，得到如下直线方程组：
2d)拟合出1b)中夹断冷偏态阻抗参数Z3中转移阻抗的实部和角频率平方的乘积与角频率平方的1条直线关系，得到夹断冷偏态下直线斜率值为K7＝0.8457；
2e)对图5所示的GaN HEMT器件偏置在夹断冷偏态的等效电路，取其的阻抗参数Z6，对该阻抗参数Z6取实部得到等式Re(Z612)＝Rs，并在该等式两端同时乘以角频率的平方得到直线方程ω2Re(Z612)＝ω2Rs，其中Z612是夹断冷偏态输入开路时的转移阻抗；
2f)根据式<8>得到2b)中未加偏置态剥离寄生电容后3条拟合直线斜率与寄生电阻的关系，并联立2e)中直线方程得到的夹断冷偏态1条拟合直线斜率与寄生电阻关系，得到以下方程组：
2g)计算式<9>得到栅极电阻Rg，源极电阻Rs和漏极电阻Rd。
步骤3.提取本征参数。
3a)将GaN HEMT器件裸片放在微波探针台上，使用GSG微波探针给器件施加偏置，使其偏置在栅-源电压Vgs＝-2V，漏-源电压Vds＝30V，测试频段设为0.1GHz-30GHz，将矢量网络分析仪的1端口接栅端，2端口接漏端，源端接地，量测出GaN HEMT器件在正常工作时二端口实测散射参数S3：
其中，S311为工作偏置下的输入反射系数，S312为工作偏置下的回波损耗，S321为工作偏置下的插入损耗，S322为工作偏置下的输出反射系数；
3b)利用去嵌入技术，剥离寄生元件：
3b-1)将器件正常工作时的散射参数S3转换为正常工作时的阻抗参数Z7，剥离掉寄生电感的影响，得到正常工作时剥离寄生电感后的阻抗参数Z8；
3b-2)将正常工作时剥离寄生电感后的阻抗参数Z8转换为正常工作时剥离寄生电感后的导纳参数Y4，剥离掉寄生电容的影响，得到正常工作时剥离寄生电容和电感后的导纳参数Y5；
3b-3)将正常工作时剥离寄生电容和电感后的导纳参数Y5转换为正常工作时剥离寄生电容和电感后的阻抗参数Z9，剥离掉寄生电阻的影响，得到本征网络的阻抗参数Z10；
3b-4)将得到的本征网络阻抗参数Z10转换成如下本征网络导纳参数Y6：
式<10>中，Y611为本征网络的输入导纳，j为虚部单位，Ri为栅源电阻，Rgd为栅漏电阻，Y612为本征网络输入短路时的转移导纳，gm为跨导，t为延迟因子，Y621为本征网络输出短路时的转移导纳，Y622为本征网络的输出导纳，Rds为源漏电阻；
3c)对式<10>变换获得本征参数表达式如下：
式<11>中，arctan表示反正切函数，||表示取模运算；
3d)对式<11>分别进行求解，得到本征参数，即源漏电阻Rds，栅漏电阻Rgd，栅源电阻Ri，漏源电容Cds，栅漏电容Cgd，栅源电容Cgs，跨导gm，延迟因子t。
综上所述，获得的图2等效电路模型参数初值如表1所示。
表1 小信号等效电路模型参数初值
步骤4.小信号模型参数优化。
4a)将获得的小信号等效电路模型参数初值代入到图2所示的模型中进行散射参数仿真，频率范围设为0.1GHz-30GHz，得到仿真散射参数如下：
其中，S411代表模型栅端输入反射系数，S412代表模型的回波损耗，S421代表模型的插入损耗，S422代表模型漏端输出反射系数。
4b)对已提取的模型参数进行优化，构建如下优化函数K：
其中，max表示取最大值，εsij表示仿真与测量得到的散射参数之间的平均误差：
i,j＝1,2；n＝1,2,...,N，N代表频点数，()表示求和；
4c)随机对提取的模型参数按照上述优化函数进行100次随机优化，再进行100次梯度优化，得到氮化镓高电子迁移率晶体管小信号等效电路模型最终参数值，如表2所示。
表2 小信号等效电路模型参数最终值
本发明的效果通过以下仿真进一步说明：
仿真1，将小信号等效电路模型的仿真散射参数S5与器件实测散射参数S3进行对比。
把最终模型参数代入到图2所示的模型中进行散射参数仿真，得到仿真散射参数S5如下：
其中，S511代表模型最终栅端输入反射系数，S512代表模型最终的回波损耗，S521代表模型最终的插入损耗，S522代表模型最终漏端输出反射系数；
将仿真得到的散射参数S5与实测散射参数S3进行比较，即用本发明建立的小信号等效电路模型的仿真散射参数S5与器件实测散射参数S3进行对比，结果如图7所示，图7中实线和圆圈分别为实测与仿真数据，其中图7(a)是在频率范围0.1GHz-30GHz内，模型仿真与器件实测的输入反射系数对比图，图7(b)是在频率范围0.1GHz-30GHz内，模型仿真与器件实测的回波损耗对比图，图7(c)是在频率范围0.1GHz-30GHz内，模型仿真与器件实测的插入损耗对比图，图7(d)是在频率范围0.1GHz-30GHz内，模型仿真与器件实测的输出反射系数对比图.
由图7可见，仿真散射参数S5与实测散射参数S3在测试频段0.1GHz-30GHz能够很好的吻合。
仿真2，小信号等效电路模型误差函数仿真。
定义ErrS11为栅端输入反射系数误差函数，ErrS12为器件回波损耗误差函数，ErrS21为器件插入损耗误差函数，ErrS22为漏端输出反射误差函数：
ErrS11＝|(S311-S511)|/|S311|
ErrS12＝|(S312-S512)|/|S312|
ErrS21＝|(S321-S521)|/|S321|
ErrS22＝|(S322-S522)|/|S322|
由于器件的性能主要取决于输入反射系数，插入损耗以及输出反射系数这三个变量，因此ErrS11、ErrS21、ErrS22均需小于0.5；回波损耗对器件的性能影响较小，因此ErrS12小于1.0即可。对利用本发明得到的小信号等效电路模型进行误差函数仿真，结果如图8所示，其中图8(a)是栅端输入反射系数误差函数ErrS11仿真曲线，图8(b)是器件回波损耗误差函数ErrS12仿真曲线，图8(c)是器件插入损耗误差函数ErrS21仿真曲线，图8(d)是漏端输出反射误差函数ErrS22仿真曲线，由图8可见，该模型能够满足该误差函数要求。
综上，本发明提供的一种氮化镓高电子迁移率晶体管小信号模型等效电路模型参数提取方法，利用器件在夹断态量测得到的散射参数，经过矩阵变化，利用线性回归的方法，同时提取出寄生电容和寄生电感，并且结合器件未加偏置时测得的散射参数提取出寄生电阻值。相比于传统小信号模型参数提取方法，避免了提取寄生电感时在栅极施加正向高压对栅极肖特基二极管的损害，并且利用一组散射参数同时提出寄生电感和寄生电容，使得模型的准确度得到了提高。
上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其效果，而并非用于限制本发明。凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种氮化镓高电子迁移率晶体管小信号电路模型参数提取方法，包括寄生电容和寄生电感、寄生电阻和本征参数的提取，其特征在于：
(1)提取寄生电容和寄生电感：
(1a)量测被建模器件的夹断冷偏态散射参数S1，并将其转换为夹断冷偏态阻抗参数Z3，分别拟合出阻抗参数Z3中输入阻抗、转移阻抗以及输出阻抗和角频率乘积的虚部与角频率平方的3条直线关系，得到夹断冷偏态下直线的斜率值分别为K1、K2、K3，截距的绝对值分别为α，β，γ；
(1b)对传统低频时夹断冷偏态电路模型的导纳参数Y1进行求逆变换得到其阻抗参数Z1，在其阻抗参数Z1中引入栅极串联电感Lg、源极串联电感Ls、漏极串联电感Ld，得到引入各寄生电感后的阻抗参数Z2，在其两端同时乘以角频率ω，再取虚部得到三个线性方程组：
式<1>中，Im表示取虚部，ω为角频率，Z211代表引入寄生电感后的输入阻抗，M＝Cgso×Cdso+Cgd×Cgso+Cgd×Cdso，Cdso为漏-源分支总电容，Cdso＝Cpd+Cds，Cpd为漏极电极电容，Cds为漏源电容，Cgd为栅漏电容，Cgso为栅-源分支总电容，Cgso＝Cpg+Cgs，Cgs为栅源电容，Cpg为栅极电极电容，Z212代表引入寄生电感后输入开路时的转移阻抗，Z221代表引入寄生电感后输出开路时的转移阻抗，Z222代表引入寄生电感后的输出阻抗；
(1c)将式<1>与测量数据得到的拟合直线进行线性回归处理，即由拟合直线的斜率计算出寄生电感值，由拟合直线的截距得到寄生电容值，其中寄生电感包括栅极串联电感Lg、源极串联电感Ls和漏极串联电感Ld，寄生电容包括漏极电极电容Cpd和栅极电极电容Cpg；
(2)提取寄生电阻：
(2a)量测被建模器件的无偏置态散射参数S2，并将其转换为无偏置态导纳参数Y2剥离掉寄生电容后，得到剥离寄生电容后的导纳参数Y3；将该导纳参数Y3再转换为无偏置态剥离寄生电容后的阻抗参数Z4，并分别拟合出该阻抗参数Z4中输入阻抗、转移阻抗以及输出阻抗的三个实部和角频率平方的乘积与角频率平方的3条直线关系，得到未加偏置态下直线的斜率值分别为K4、K5、K6；
(2b)对未加偏置态下并剥离寄生电容后的等效电路模型的阻抗参数Z5取实部，并在等式两端同时乘以角频率的平方得到如下直线方程组：
式<2>中，Re代表取实部，Z511是未加偏置态剥离寄生电容后的输入阻抗，Rs为源极电阻，Rch为沟道电阻，Rg为栅极电阻，Z512是未加偏置态剥离寄生电容后输入开路时的转移阻抗，Z522是未加偏置态剥离寄生电容后的输出阻抗，Rd为漏极电阻；
(2c)拟合出步骤(1a)中夹断冷偏态阻抗参数Z3中转移阻抗的实部和角频率平方的乘积与角频率平方的1条直线关系，得到夹断冷偏态下直线斜率值为K7；对夹断冷偏态等效电路模型的阻抗参数Z6取实部，并在等式两端同时乘以角频率的平方得到直线方程ω2Re(Z612)＝ω2Rs，Z612是夹断冷偏态输入开路时的转移阻抗；
(2d)将步骤(2b)和步骤(2c)线性方程组与测量数据得到的拟合直线进行线性回归处理，即由该拟合直线的斜率值计算得到寄生电阻值，其中寄生电阻包括栅极电阻Rg、漏极电阻Rd和源极电阻Rs；
(3)提取本征参数：
(3a)量测被建模器件正常工作时的散射参数S3，利用去嵌入技术，剥离寄生元件，得到本征网络导纳参数Y6的表达式如下：
式<3>中，Y611为本征网络的输入导纳，j为虚部单位，Ri为栅源电阻，Rgd为栅漏电阻，Y612为本征网络输入短路时的转移导纳，gm为跨导，t为延迟因子，Y621为本征网络输出短路时的转移导纳，Y622为本征网络的输出导纳，Rds为源漏电阻；
(3b )对式<3>进行变换，得到本征参数表达式如下：
式<8>中，arctan表示反正切函数，||表示取模运算；
(3c )对式<8>分别进行求解，得到本征参数，即源漏电阻Rds，栅漏电阻Rgd，栅源电阻Ri，漏源电容Cds，栅漏电容Cgd，栅源电容Cgs，跨导gm，延迟因子t。
2.根据权利要求1所述的提取方法，其中步骤(1b)中对传统低频时夹断冷偏态电路模型的导纳参数Y1进行求逆变换得到其阻抗参数Z1，在其阻抗参数Z1中引入栅极串联电感Lg、源极串联电感Ls、漏极串联电感Ld，得到引入各寄生电感后的阻抗参数Z2，按如下步骤进行：
(1b1)由传统低频时夹断冷偏态等效电路图，得到传统低频时夹断冷偏态模型导纳矩阵形式为：
j为虚部单位；
(1b2)将导纳矩阵进行求逆变换转化为如下阻抗矩阵[Z1]：
[]-1表示求逆过程；
(1b3)将寄生电感加到传统低频时夹断冷偏态电路模型的阻抗矩阵[Z1]中，得到引入各寄生电感后的阻抗矩阵[Z2]如下：
(1b4)由阻抗矩阵[Z2]得到引入各寄生电感后的阻抗参数Z2为：
3.根据权利要求1所述的提取方法，其中步骤(1c)中由拟合直线的斜率计算出寄生电感，按如下步骤进行：
(1c1)根据步骤(1b)中的式<1>得到步骤(1a)中夹断冷偏态3条拟合直线的斜率K1，K2，K3分别与寄生电感的关系为：
(1c2)计算式<4>得到寄生电感，即栅极串联电感Lg，源极串联电感Ls，漏极串联电感Ld，其中K1、K2、K3的数值是由对步骤(1a)中测量数据得到的3条拟合直线测量而获得的已知数。
4.根据权利要求1所述的提取方法，其中步骤(1c)中由拟合直线的截距得到寄生电容，按如下步骤进行：
(1c3)根据步骤(1b)中的式<1>得到步骤(1a)中夹断冷偏态3条拟合直线截距的绝对值α，β，γ分别为：
整理式<5>得到
(1c4)计算式<6>得到栅-源分支总电容Cgso，栅漏电容Cgd，漏-源分支总电容Cdso，其中式<6>中α，β，γ是由对步骤(1a)中测量数据得到3条拟合直线测量而获得的已知数；
(1c5)以栅极电极电容Cpg和漏极电极电容Cpd作为扫描变量进行离散采样扫描，且以栅-源分支总电容和漏-源分支总电容分别作为栅极电极电容和漏极电极电容采样上限，根据实际器件物理结构，对扫描设定如下终止条件：Cpg≈Cpd；Cpg＜＜Cgs；Cpd＜＜Cds；Cgs＞＞Cds，并判断电容值的大小关系，若电容的数值满足以上终止条件，得到寄生电容，即栅极电极电容Cpg，漏极电极电容Cpd；否则，对寄生电容重新进行采样扫描。
5.根据权利要求1所述的提取方法，其中步骤(2d)中由拟合直线的斜率值计算得到寄生电阻值，按如下步骤进行：
(2d1)根据步骤(2b)中式<2>得到步骤(2a)中未加偏置态剥离寄生电容后3条拟合直线斜率与寄生电阻的关系，并联立步骤(2c)中的方程得到的夹断冷偏态1条拟合直线斜率与寄生电阻关系，得到以下方程组：
(2d2)计算式<7>得到栅极电阻Rg，源极电阻Rs和漏极电阻Rd，其中式<7>中K4、K5、K6是由对步骤(2a)中测量数据得到的3条拟合直线量测而获得的已知数，K7是由对步骤(1a)中测量数据得到的1条拟合直线量测而获得的已知数。
6.根据权利要求1所述的提取方法，其中步骤(3a)中利用去嵌入技术，剥离寄生元件，得到本征网络导纳参数Y6，按如下步骤进行：
(3a1)量测被建模器件正常工作时的散射参数S3，将其转换为正常工作时的阻抗参数Z7，剥离掉寄生电感的影响，得到正常工作时剥离寄生电感后的阻抗参数Z8；
(3a2)将正常工作时剥离寄生电感后的阻抗参数Z8转换为正常工作时剥离寄生电感后的导纳参数Y4，剥离掉寄生电容的影响，得到正常工作时剥离寄生电容和电感后的导纳参数Y5；
(3a3)将正常工作时剥离寄生电容和电感后的导纳参数Y5转换为正常工作时剥离寄生电容和电感后的阻抗参数Z9，剥离掉寄生电阻的影响，得到本征网络的阻抗参数Z10；
(3a4)将得到的本征网络阻抗参数Z10转换成本征网络导纳参数Y6。
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Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106202835A (zh) * 2016-08-16 2016-12-07 南京展芯通讯科技有限公司 包含沟道高级寄生元件的场效应晶体管小信号等效电路模型
CN107180769B (zh) * 2017-05-27 2019-08-13 西安电子科技大学 基于电容结构的氟注入工艺稳定性测试方法
CN107332538A (zh) * 2017-06-27 2017-11-07 中国科学院微电子研究所 一种数字移相器
CN107918708A (zh) * 2017-11-15 2018-04-17 成都海威华芯科技有限公司 一种GaN HEMT器件寄生参数的提取方法
CN110008488B (zh) * 2018-11-23 2023-02-10 杭州电子科技大学 一种提取晶体管的通用型热阻和热容特性的方法
CN110717242B (zh) * 2019-08-27 2021-11-02 西安电子科技大学 一种InP HEMT器件噪声等效电路模型建立方法
CN112084627B (zh) * 2020-08-07 2022-09-30 合肥国轩高科动力能源有限公司 一种定性表征电解液浸润性的方法
CN114386347A (zh) * 2020-10-19 2022-04-22 苏州华太电子技术有限公司 一种场效应晶体管的建模方法
CN112257367A (zh) * 2020-11-11 2021-01-22 天津大学 基于混合缩放规则的晶体管小信号可缩放模型建模方法
CN113193871B (zh) * 2021-04-27 2023-09-19 西安电子科技大学 一种基于缓冲架构下的采样网络建模电路
CN116362180B (zh) * 2022-12-13 2023-10-13 南京理工大学 一种GaN HEMT大信号模型参数一体化提取方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102542077A (zh) * 2010-12-15 2012-07-04 中国科学院微电子研究所 AlGaN/GaN HEMT小信号模型的参数提取方法
CN103077290A (zh) * 2013-01-24 2013-05-01 西安电子科技大学 InP HBT小信号模型的参数提取方法
CN105138730A (zh) * 2015-07-27 2015-12-09 电子科技大学 氮化镓高电子迁移率晶体管小信号模型参数提取方法
CN105184032A (zh) * 2015-11-04 2015-12-23 河南科技大学 一种改进的hbt小信号等效电路模型建立方法

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2005062745A2 (en) * 2003-10-10 2005-07-14 The Regents Of The University Of California GaN/AlGaN/GaN DISPERSION-FREE HIGH ELECTRON MOBILITY TRANSISTORS

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102542077A (zh) * 2010-12-15 2012-07-04 中国科学院微电子研究所 AlGaN/GaN HEMT小信号模型的参数提取方法
CN103077290A (zh) * 2013-01-24 2013-05-01 西安电子科技大学 InP HBT小信号模型的参数提取方法
CN105138730A (zh) * 2015-07-27 2015-12-09 电子科技大学 氮化镓高电子迁移率晶体管小信号模型参数提取方法
CN105184032A (zh) * 2015-11-04 2015-12-23 河南科技大学 一种改进的hbt小信号等效电路模型建立方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
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VLSI集成电路参数成品率及优化研究进展;郝跃等;《电子学报》;20031231;第31卷(第12A期);第1971-1974页

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