CN105720364A - 一种具有高选择性和低交叉极化的双极化滤波天线 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种具有高选择性和低交叉极化的双极化滤波天线，包括位于底部的金属反射地板、位于中间的馈电贴片、位于顶部的寄生贴片以及第一、第二介质基板，所述第一介质基板的上表面印刷寄生贴片，所述馈电贴片印刷在第二介质基板的上表面，还包括两段正交耦合的馈电线，所述两段馈电线印刷在第二介质基板的下表面。本发明的馈电结构可以在天线的通带低频段产生一个零点，同时所设计的寄生贴片在通带高频段产生一个零点，两个零点为天线提供了很好的带通滤波和频率选择性效果。

Description

一种具有高选择性和低交叉极化的双极化滤波天线

技术领域

本发明涉及无线移动通信领域，具体涉及一种具有高选择性和低交叉极化的双极化滤波天线。

背景技术

随着移动通信的发展，在2G/3G/4G这样的多频多制式的通信系统中，多频天线的研究设计以及应用成为必然。另外，双极化是基站天线系统中的重要性能要求。因此多频双极化天线阵列将拥有大量的需求。在双频阵列设计当中，通常是将不同频段的两列阵列分别放置来实现双频性能，这样设计的话，两个频段之间的耦合是一个重要的问题，特别是当两个工作频段比较接近的时候，耦合影响会更大。尽管增加两个子阵列之间的间距可以解决耦合度的问题，但是这样的话整个阵列的尺寸会变得很大。如果子阵列的方向图具有一定的带外抑制效果的话，两个子阵列之间的互耦将会大大减少，也就是说具有滤波特性的天线阵元设计具有重要的意义。

最近，有很多关于滤波天线的工作被展开。在这些滤波天线的设计当中，最常用的一种方法是将天线与滤波电路直接级联。这种方法是将滤波器的最后一节谐振器用天线辐射体代替，这样的话需要额外的阻抗变换器或者优化谐振器与天线之间的阻抗特性来实现匹配。有很多性能很好的这类滤波天线被提出来，但是这种多谐振器的方式会带来更大尺寸和一定的插入损耗。为了减小这类滤波天线的尺寸，有些学者用缺陷地的方法和在辐射体下方加入谐振器形成3D结构的方法来实现小型化。另外也有学者融合滤波功分器和差分滤波电路在天线的馈电网络中来实现阵列小型化。

在以上的滤波天线设计中，天线的滤波性能都是通过将滤波电路融合到天线的馈电网络中得到的，因此，由额外的滤波电路带来的插入损耗不可避免，这将直接影响天线的增益和辐射效率。为了解决这个问题，一种印刷的定向环形滤波天线通过加载一个环形微带线实现了滤波性能，另一种寄生贴片滤波天线通过插入三个短路探针和一个U型缝隙而得到良好的滤波性能。由于没有额外的滤波电路，这两种天线的增益性能没有受到影响。但是这两种滤波天线都是单极化的，并且它们的结构无法扩展为一个双极化的滤波天线。

发明内容

为了克服现有技术存在的缺点与不足，本发明提供一种具有高选择性和低交叉极化的双极化滤波天线。

本天线无需外加损耗电路就实现了带通滤波特性，通带边缘陡峭，边带抑制明显，具有良好的频率选择性，在通带内有良好的平坦增益，并且该天线可以实现双极化，具有良好的极化隔离度和交叉极化比，满足基站天线的基本要求。

本发明如下技术方案：

一种具有高选择性和低交叉极化的双极化滤波天线，包括位于底部的金属反射地板、位于中间的馈电贴片、位于顶部的寄生贴片以及第一、第二介质基板，所述第一介质基板的上表面印刷寄生贴片，所述馈电贴片印刷在第二介质基板的上表面，还包括两段正交耦合的馈电线，所述两段馈电线印刷在第二介质基板的下表面。

所述两段正交耦合的馈电线具体为第一馈电线及第二馈电线，所述两段馈电线均为H型。

所述第二馈电线为H型，其H型的两条竖线印刷在第二介质基板的下表面，所述H型的中间横线印刷在第二介质基板的上表面，且与H型的两条竖线连接。

所述第一、第二馈电线由SMA接头的内芯直接馈电。

所述第一及第二馈电线的等效长度为增益曲线上低频辐射零点对应波长的二分之一。

还包括环形缝隙，所述环形缝隙嵌入在馈电贴片内，并关于馈电贴片中心点对称，所述第二馈电线的中间横线位于环形缝隙内。

所述第二介质基板与金属反射地板距离为1mm。

所述第一及第二馈电线均为阶跃阻抗线的形式。

第一馈电线和第二馈电线在天线的通带低频部分实现一个辐射零点，寄生贴片在天线的通带高频部分实现另一个辐射零点。

本发明的有益效果：

(1)无需额外的滤波电路，天线自身集成滤波特性和辐射特性，解决了传统级联型的滤波天线带来的插入损耗与额外尺寸的问题；

(2)天线通带内增益高，定向辐射性能好，方向图稳定，天线通带外边缘陡峭，带外抑制效果明显，具有良好的频率选择特性；

(3)天线中使用的新型H型馈电线馈电方式解决了滤波天线中单极化的问题，成功实现了双极化，并且在保证体积小和辐射性能良好的情况下实现了高的极化隔离度和低的交叉极化；

(4)天线具有带通滤波特性：通带高频和低频的辐射零点都可以通过分别调节寄生贴片和H型馈电线的尺寸来控制；

(5)整个天线被设计成对称结构，以及两段H型馈电线距离地板的间距只有1mm，使天线能够实现很低的交叉极化；

(6)馈电贴片和两段H型馈电线分别印刷在第二介质板的上下面，大大减少了天线的尺寸和加工难度。

附图说明

图1是本发明实施例中一种具有高选择性和低交叉极化的双极化滤波天线的结构示意图；

图2(a)是图1中实施例的侧视图；

图2(b)是图1中寄生贴片的俯视图；

图2(c)是图1中馈电贴片的俯视图；

图2(d)是图1中馈电网络的俯视图；

图3是本发明实施例的增益仿真示意图；

图4是本发明实施例的等效二端口网络；

图5是本发明实施例等效电路在三种不同的长度L_m1下的传输系数仿真结果图；

图6(a)是本发明实施例中直接馈电的天线结构图；

图6(b)是本发明实施例中耦合馈电的天线结构图；

图7是本发明实施例在图6(a)及图6(b)两种不同馈电结构下的增益结果对比图；

图8是本发明实施例在有无寄生贴片情况下的增益仿真结果对比图；

图9(a)是本发明实施例中第一端口的反射系数S₁₁和增益曲线图；

图9(b)是本发明实施例中第二端口的反射系数S₁₁和增益曲线图；

图10是本发明实施例中两个端口之间的隔离度；

图11(a)及图11(b)分别是本发明实施例中第一端口在2.49GHz频点下的E面及H面仿真与测试辐射方向图；

图11(c)及图11(d)分别是本发明实施例中第一端口在2.69GHz频点下的E面及H面的仿真与测试辐射方向图；

图12(a)及图12(b)是本发明实施例中第二端口在2.49GHz频点下的E面及H面的仿真与测试辐射方向图；

图12(c)及图12(d)是本发明实施例中第二端口在2.69GHz频点下的E面及H面的仿真与测试辐射方向图；

图13(a)是本发明实施例中馈电线与地板之间的距离h2在不同参数值时的反射系数对比图；

图13(b)是本发明实施例中馈电线与地板之间的距离h2在不同参数值时的增益曲线对比图；

图13(c)是本发明实施例中馈电线与地板之间的距离h2在不同参数值时的端口隔离度对比图；

图14(a)是本发明实施例中第一H型馈电线中间部分线宽w2在不同参数值时的反射系数对比图；

图14(b)是本发明实施例中第一H型馈电线中间部分线宽w2在不同参数值时的增益曲线对比图；

图14(c)是本发明实施例中第一H型馈电线中间部分线宽w2在不同参数值时的隔离度对比图；

图15(a)是本发明实施例中环形缝隙宽度s在不同参数值时的反射系数对比图；

图15(b)是本发明实施例中环形缝隙宽度s在不同参数值时的增益曲线对比图；

图16是本发明实施例中在不同带宽下的反射系数和隔离度对比图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图，对本发明作进一步地详细说明，但本发明的实施方式不限于此。

实施例

图1及图2(a)-图2(d)所示，一种具有高选择性和低交叉极化的双极化滤波天线，无需外加的滤波电路，具有带通滤波响应，包括底部的金属反射地板1，中间的馈电贴片2，顶部的寄生贴片3以及两条正交的H型馈电线4、5。所述寄生贴片边长为P₁，所述馈电贴片的边长为P₂，所述第一介质基板9的上表面印刷寄生贴片，所述馈电贴片印刷在第二介质基板10的上表面，第一和第二介质板的介电常数均是2.65，厚度均是1mm，边长都用L表示。第一和第二介质板之间有一个高度为h₁的空气层，这样设计可以增加天线的带宽和增益性能。

底部的金属反射地板1与两条正交的H型馈电线有一点空气间隙。

所述两条正交耦合的H型馈电线分别为第一馈电线4及第二馈电线5，H型馈电线是一个立体结构，所述第二馈电线5为H型，所述H型馈电线的两条竖线印刷在第二介质基板的下表面，所述H型馈电线的中间横线印刷在第二介质基板的上表面，且与H型的两条竖线通过金属化过孔连接，这样使得两条正交耦合的馈电线不会交叉连接在一起，位于中间位置的馈电贴片的中间部分嵌入一个环形缝隙6，所述环形缝隙的宽度为s，并关于馈电贴片中心点对称，所述第二馈电线5的中间横线位于环形缝隙内，这种设计方法可以减少空气桥的使用，使得天线的加工更加容易，并且使得两个端口之间的隔离度得到提升，两个端口分别为第一端口及第二端口，其高低阻抗线分别用w₁、w₂及w₃、w₄表示。

为了得到更好的阻抗匹配，这种H型馈电线被设计成阶跃阻抗线的形式，第一、第二馈电线由SMA接头的内芯7、8直接馈电，形成天线的双极化效应，两个馈电点距离中心位置分别是L₄和L₅。

所述金属反射地板的边长为G。

本实施例中的各个参数的具体值如表1所示

表1

天线的参数值

参数	h1	h2	G	P1	P2	L	w
								值(mm)	7	1	120	40	42.5	60	10.6
参数	d1	s	w1	w2	w3	w4	L1
								值(mm)	10.6	2.3	7	0.2	0.5	10	2
参数	L2	L3	L4	L5	d	t
								值(mm)	16	18	4.5	6	5	1

本发明主要包括两条正交的H型馈电线，一块馈电贴片和一块寄生贴片。两条正交的H型馈电线耦合到贴片上形成天线的双极化响应。本发明的H型馈电线可以在通带低频段产生一个很好的滚降特性，而寄生贴片则可以在通带的高频段提供一个辐射零点。这样，该天线的两个正交极化均能通过两个辐射零点的引入实现很好的带通滤波响应。

进一步的，在馈电贴片上方加一个寄生贴片，可以在通带的高频部分产生一个滤波零点，并且可以增加天线的带宽和辐射增益，通过调节贴片天线的大小可以控制高频零点的位置，零点越靠近通带，增益曲线的选择性越好，越远离通带则增益曲线的带外抑制性能越好。

进一步的，适当的控制通带高频以及低频部分的增益零点，则可以在增益曲线上实现良好的带通滤波响应。

进一步的，将两条H型馈电线正交放置，可以实现贴片天线的双极化性能，特别的，将第二馈电线5设计呈立体结构，使得两段H型馈电线不会交叉连接在一起，可以实现两个极化的独立调节与控制，并且得到很好的极化隔离度。

进一步的，两条H型馈电线被设计成阶跃阻抗线的形式，可以更好的实现天线的阻抗匹配。

进一步的，两条H型馈电线分别由两个SMA接头的内芯7、8直接馈电，馈电点的位置分别距离两段H型馈电线的中心一段距离，通过调节这个距离可以改变天线的阻抗匹配性能。

进一步的，两条H型馈电线和馈电贴片均印刷在第二介质板的上下面，大大减少了天线的尺寸和加工难度。

进一步的，整个天线被设计成对称结构，以及两段H型馈电线距离地板的间距只有1mm，使天线能够得到很好的交叉极化比。

为了解释本应用的原理和效果，下面详细介绍了该双极化滤波天线具体实施例的工作原理，也给出了仿真和测量的结果。

参阅图3，本发明双极化滤波天线具体实施例在两个极化方向上均具有很好的带通滤波特性。其中，通带低频段的辐射零点是由H型馈电线产生的，而通带高频段的辐射零点是由寄生贴片的引入而得到的。两个辐射零点的工作机理将在下面详细解释。

首先，基于滤波电路理论来研究具体实施例具有带通滤波响应的工作机理。本发明双极化滤波天线具体实施例的结构类似于一个滤波器，图4给出了相对应的电路结构。图4中可以看出，这个对应的电路结构包括一个馈电线，两个谐振器和一个辐射电阻。其中馈电线由一个窄的高阻抗线和两段靠近开路端的低阻抗线组成，一个输入端口连接在高阻抗线上并将其分为两段，长度分别为L_m1和L_m2。两个谐振器和一个辐射电阻用来代替本发明双极化滤波天线具体实施例中的两个贴片。为了研究该电路结构的传输性能，将辐射电阻用一个输出端口来代替，这样该电路结构就相当于一个二阶带通滤波器。图5展示了该二端口电路的传输系数仿真结果，从中可以看出该曲线展现了一个带通滤波响应效果，并且有一个传输零点在通带低频处产生，进一步提升了带外抑制性能。

为了研究这个通带低频处的传输零点，我们通过电路的阻抗特性来进行分析研究。图4中，Y_i表示输入端口左边馈电线的输入感抗，由于传输零点在通带之外，所以在传输零点这个频点上馈电线与谐振器之间的耦合非常弱，几乎可以忽略不计，这样的话Y₁可以用以下的式子来计算：

$Y_1=\frac{Z_{c1}+Z_{c2}{\mathrm{cot\θ}}_3{\mathrm{tan\θ}}_1}{Z_{c1}(-{\mathrm{jZ}}_{c2}{\mathrm{cot\θ}}_3+{\mathrm{jZ}}_{c1}{\mathrm{tan\θ}}_1)}---\left(1\right)$

式中θ＝βL表示馈电线的电长度。同样的，输入端口右边的输入感抗Y₂可以这样表示：

$Y_2=\frac{Z_{c1}+Z_{c2}{\mathrm{cot\θ}}_3{\mathrm{tan\θ}}_2}{Z_{c1}(-{\mathrm{jZ}}_{c2}{\mathrm{cot\θ}}_3+{\mathrm{jZ}}_{c1}{\mathrm{tan\θ}}_2)}---\left(2\right)$

这样，馈电线整体的输入感抗Y_in可以表示为：

Y_in＝Y₁+Y₂(3)

当Y_in为无穷大时，输入端口的反射系数为1，这意味着信号被馈电网络完全反射回来，这样就会有一个传输零点f_TZ产生。根据式子(1)-(3)，传输零点f_TZ与馈电线的长度直接相关，因此可以通过调节馈电线的长度来控制传输零点的位置。相应的仿真结果已经在图5中验证，馈电线L_m1的长度越长则传输零点的频点越低。通过以上的分析可以推断本发明双极化滤波天线具体实施例通带低频的辐射零点是由精心设计的H型馈电线产生的。为了更进一步的验证这一结论，用馈电线耦合馈电和用探针直接给贴片馈电的两种天线结构被设计对比。图6(a)及图6(b)展示了用馈电线耦合馈电和用探针直接馈电的两种结构对比图，图7则展示了这两种结构的仿真增益曲线图，图中可以看出用馈电线耦合馈电时，在增益曲线1.9GHz处产生了一个辐射零点，而用直接馈电的方法时，通带低频处就没有辐射零点了。并且，图7中也可以看出通过改变馈电线的长度，可以调节通带低频辐射零点的频率，这与图5中对应的电路结构所展示的滤波响应曲线一样。值得一提的是，利用该H型馈电线产生辐射零点的方法对于通带内的增益特性没有任何影响。

本发明双极化滤波天线具体实施例中，通带高频处的滤波零点也通过对比两种天线结构的仿真结果来进行研究分析。图8展示了具有寄生贴片的双极化滤波天线和没有寄生贴片只有一个贴片辐射时的双极化滤波天线的增益曲线仿真对比图。图8的结果图中可以看到加载寄生贴片之后增益的通带带宽得到展宽，增益得到提升，并且增益曲线高频段有一个辐射零点，可以大大提高天线在高频段的滤波作用。

为了进一步说明天线的工作机理，本发明基于高频电磁软件HFSS对具体实施例1中的重要参数进行了仿真分析。

首先对馈电线与地板之间的高度h₂进行了仿真分析。图13(a)-图13(c)展示了三种不同高度h₂＝1，2，3mm时，具体实施例的反射系数，隔离度和增益性能。由于馈电线与地板之间的高度h₂对天线的输入阻抗有很大的影响，所以图13(a)中可以看出，在不同的高度h₂情况下，通带内的反射系数变化很大，并且通带外的反射系数也会有一定的变化，这将导致增益曲线的带外抑制效果发生影响，正如图13(b)的增益曲线图所示。图13(c)中，具体实施例的极化隔离度也随着高度h₂的变化而变化，h₂越小则极化隔离度越好，这是因为当高度h₂越高时，探针就会引起更大交叉极化辐射，交叉极化的能量辐射到另一个端口导致两个端口的隔离度变差。

然后，基于第一H型馈电线的影响在图14(a)-图14(c)中被分析，这里主要讨论H型馈电线高阻抗线的宽度w₂的影响。图14(a)中可以看到，宽度w₂对双极化滤波天线具体实施例的反射系数影响较大，这也是因为H型馈电线的尺寸直接影响馈电线与贴片之间的耦合强度，对输入阻抗有很大的影响。同时，由于不同宽度w₂对带内的阻抗影响较大，所以通带内的增益性能也会受到很大的影响，如图14(b)所示。图14(b)中也可以看到，不同的宽度w₂会导致通带低频段的辐射零点发生偏移，这正与等式(1)-(3)所表述相符合。图14(c)中，更窄的馈电线宽度w₂会导致更好的隔离度，这是因为第一H型馈电线宽度越窄则与第二H型馈电线的耦合区域越小，耦合强度也越小，这样两个极化之间的隔离度就会越好。由于加工精度限制，本发明双极化滤波天线具体实施例将w₂的宽度设定为0.2mm。

基于第一H型馈电线的其他尺寸参数的影响也被分析讨论，它们的变化也与等式(1)-(3)一致，所以仿真结果图没有被放在这里。并且，基于第二H型馈电线的参数也被仿真分析，由于两个馈电线的表现形式一致，故第二H型馈电线的仿真分析图也没有给出。当然，除了表I中给出的具体参数值以外，基于此原理的其他参数值也可以被计算出来用于本发明双极化滤波天线的设计。

馈电贴片与第二H型馈电线之间的环形缝隙在不同宽度s时的反射系数仿真结果如图15(a)-图15(b)所示。图中可以看到，不同的宽度s对两个极化的反射系数都有很大的影响，宽度s在小于2.5mm时，s越宽则两个极化的匹配性能越好，但当s大于2.5mm时，两个极化的匹配性能就会比变差。仿真分析发现当环形缝隙宽度s为2.3mm时为，两个极化的匹配带宽正好可以覆盖LTE(2.49-2.69GHz)通信频段。基于不同环形缝隙的宽度s，对天线的其他性能也进行了仿真分析，发现它的改变对两个极化之间的隔离度和天线的滤波特性几乎没有影响。

从滤波器设计角度来说，带宽可控是一个非常重要的性能指标。因为无线通信系统中通常需要不同的带宽，比如，3GWCDMA系统的工作频段时1.92-2.17GHz，LTE系统的工作频段时2.49-2.69GHz。因此，本发明双极化滤波天线的带宽可控也是很有必要的。为了验证本发明双极化滤波天线具体实施例的带宽可控性能，不同的参数值被优化调节去实现不同的带宽。图16展示了本发明双极化滤波天线具体实施例在不同带宽下的反射系数和隔离度仿真曲线。图16中可以看到在反射系数小于-15dB的条件下，该天线的带宽可最宽可以达到20％，并且通带内的隔离度大于33dB。因此，本发明双极化滤波天线具体实施例可用于不同的通信系统。

基于以上的天线工作原理以及参数值的分析讨论，本发明双极化滤波天线具体实施例的设计步骤可以被归纳为以下四步。假定设计的工作频段的中心频率以及对应的波长为f₀和λ₀。1)首先，初步设定馈电贴片、寄生贴片以及天线的整体高度为P₁＝0.4λ₀，P₂＝0.4λ₀，和h＝0.1λ₀。然后用一块边长为G＝λ₀的金属板作为天线的地板。

2)用等式(1)-(3)计算出对应两个极化的H型馈电线的初始尺寸，然后仿真优化H型馈电线的尺寸实现更好的阻抗匹配和滤波性能。

3)在馈电贴片上插入一个环形缝隙来将第二H型馈电线和馈电贴片分开。

4)最后，优化所设计的每个参数值实现想要的频段和相应的滤波特性。

为了验证上述设计步骤和工作原理，本发明针对LTE(2.49-2.69GHz)频段设计了一款双极化滤波天线，并且进行了加工测试。其中，仿真结果是通过高频电磁软件ANSYSHFSS得到的，反射系数的测试结果是通过AgilentN5230A网络分析仪得到的，而方向图的天线的增益曲线时由SatimoStartlab测试系统得到的。

图9(a)及图9(b)是本发明双极化滤波天线具体实施例的仿真和测试的反射系数与增益曲线结果图。其中，图9(a)是实施例在第一端口仿真和测试的反射系数与增益曲线，从图中可以看到，在S₁₁小于-15dB的情况下，端口1测试的阻抗带宽可以达到12.2％(2.46-2.78GHz)，仿真的阻抗带宽是10.1％(2.44-2.70GHz)，这个小的差别是因为加工和实验的容错率导致的。从反射系数曲线上可以看到有两个谐振模式，他们分别是由馈电贴片和寄生贴片产生的。图9(a)中第一端口的增益曲线表现出一个很好的带通响应效果，通带内的平均增益约为9dBi，低频段的带外抑制效果可以达到40dB，这样的抑制效果可以避免本实施例所设计的LTE频段与2G和3G通信系统的干扰。并且，由H型馈电线和寄生贴片产生的两个辐射零点也在增益曲线上体现出来了，这两个辐射零点大大提高了本发明双极化滤波天线的频率选择性。图9(b)是实施例在第二端口仿真和测试的反射系数与增益曲线，与第一端口的结果类似，第二端口在S₁₁小于-15dB的情况下，测试的阻抗带宽为8.2％(2.49-2.70GHz)，通带内的平均增益为9dBi。

图10是本发明双极化滤波天线具体实施例的极化隔离度S₂₁的仿真和测试结果，可以看到整个通带内，两个端口的隔离度都可以达到35dB，这样的隔离度可以满足多数的通信系统。图11(a)-图11(d)是第一端口在2.49GHz和2.69GHz的仿真和测试方向图。从图11(a)-图11(d)可以看出本发明双极化滤波天线具体实施例在整个频段内的方向图都很稳定。由于整个天线的结构对称设计，并且馈电线离地板的高度很小，天线的交叉极化低于-29dB。该天线测试的前后比可以达到18dB。图12(a)-图12(d)是本发明双极化滤波天线具体实施例的第二端口在2.49GHz和2.69GHz的仿真和测试方向图，其表现出来的效果与第一端口基本一致。

总之，本发明双极化滤波天线针对当前的实际应用设计出了很好的滤波效果和很低的交叉极化比。天线的工作机理在滤波器理论基础上被深入的研究，通过H型馈电线和寄生贴片的设计可以在天线的通带两侧各实现一个辐射零点。这两个辐射零点提供了一个很好的频率选择性和高达40dB的带外抑制效果。由于整个天线没有额外的滤波电路所引入的插入损耗，天线的辐射性能和辐射效率都很好，其中通带内的平均增益可以达到9dBi左右，交叉极化比可以达到29dB，两个端口之间的极化隔离度可以达到35dB。值得一提的是，该发明具体实施例所提出的应用于LTE频段的双极化滤波天线在DCS/WCDMA频段实现了一个很高的抑制，因此该实施例可以用来消除2G/3G/4G系统中多频天线阵列的不同频阵子之间的互耦影响。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种具有高选择性和低交叉极化的双极化滤波天线，包括位于底部的金属反射地板、位于中间的馈电贴片、位于顶部的寄生贴片以及第一、第二介质基板，所述第一介质基板的上表面印刷寄生贴片，所述馈电贴片印刷在第二介质基板的上表面，其特征在于，还包括两条正交耦合的馈电线，所述两条正交耦合的馈电线印刷在第二介质基板的下表面。

2.根据权利要求1所述的双极化滤波天线，其特征在于，所述两条正交耦合的馈电线具体为第一馈电线及第二馈电线，所述两条馈电线均为H型。

3.根据权利要求2所述的双极化滤波天线，其特征在于，所述第二馈电线为H型，其H型的两条竖线印刷在第二介质基板的下表面，所述H型的中间横线印刷在第二介质基板的上表面，且与H型的两条竖线连接。

4.根据权利要求2所述的双极化滤波天线，其特征在于，所述第一、第二馈电线由SMA接头的内芯直接馈电。

5.根据权利要求2所述的双极化滤波天线，其特征在于，所述第一及第二馈电线的等效长度为增益曲线上低频辐射零点对应波长的二分之一。

6.根据权利要求1所述的双极化滤波天线，其特征在于，还包括环形缝隙，所述环形缝隙嵌入在馈电贴片内，并关于馈电贴片中心点对称，所述第二馈电线的中间横线位于环形缝隙内。

7.根据权利要求1所述的双极化滤波天线，其特征在于，所述第二介质基板与金属反射地板距离为1mm。

8.根据权利要求1所述的双极化滤波天线，其特征在于，第一及第二馈电线均为阶跃阻抗线的形式。

9.根据权利要求1所述的双极化滤波天线，其特征在于，第一馈电线和第二馈电线在天线的通带低频部分实现一个辐射零点，寄生贴片在天线的通带高频部分实现另一个辐射零点。