CN105680919A - 可补偿iq非平衡效应的交叉式mimo系统预失真方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种可补偿IQ非平衡效应的交叉式MIMO系统预失真方法，可在线性化多支路MIMO系统功率放大器的同时，还能补偿串扰效应和IQ非平衡效应。本发明步骤为：1)输入两路基带信号受到串扰效应干扰后得到串扰干扰信号；2)功率放大器对串扰干扰信号进行处理；3)功率放大器输出信号受到IQ非平衡效应的干扰后得到IQ干扰信号；4)IQ补偿器对IQ干扰信号进行补偿；5)利用IQ补偿后的信号及预失真信号提取出的预失真器系数；6)将预失真器系数复制到交叉数字预失真器中，以对输入的基带信号进行非线性特性的逆处理。本发明能有效提高预失真器的抗干扰能力，可用于宽带MIMO无线通信系统中对功率放大器的线性化。

Description

可补偿IQ非平衡效应的交叉式MIMO系统预失真方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，具体涉及一种可补偿IQ非平衡效应的交叉式MIMO系统预失真方法，也即是涉及一种带IQ非平衡(In-phaseandQuadrature-phaseImbalance)效应补偿功能的多支路交叉式预失真CO-DPD(CrossoverDigitalPredistortion)方法，可用于各类宽带MIMO(MultipleInputMultipleOutput)无线通信系统中，实现对发射机功率放大器的线性化的同时，提高预失真器的抗干扰能力。

背景技术

目前，数字预失真技术已成为无线通信系统射频功率放大器线性化中最具成本效益和最有应用前景的技术。在补偿串扰效应的MIMO系统预失真方法中，BassamSA等人在“CrossoverdigitalpredistorterforthecompensationofcrosstalkandnonlinearityinMIMOtransmitters”中给出了交叉数字预失真CO-DPD(CrossoverDigitalPredistorter)方法；SuryasarmanP等人在“Digitalpredistortionformultipleantennatransmitters”中给出了串扰消除数字预失真CTC-DPD(CrosstalkCancelingPredistorter)方法；ZayaniR等人在“CrossoverneuralnetworkpredistorterforthecompensationofcrosstalkandnonlinearityinMIMOOFDMsystems”中给出了交叉神经网络预失真(NeuralNetworkPredistorter)方法。

上述的MIMO系统预失真方法主要是针对多条支路间的串扰效应进行补偿，达到线性化功率放大器的同时，提高预失真器的抗干扰能力。然而，在实际的预失真结构反馈链路中，下变频的正交解调器性能往往不理想而造成信号的IQ非平衡效应，该效应会使提取的预失真器系数产生偏差，影响功率放大器的线性化性能。但是现有的补偿串扰效应的MIMO系统预失真方法均没有对IQ非平衡效应进行补偿，在抑制带外频谱扩展和抗干扰方面的性能欠佳。

发明内容

本发明目的在于针对上述现有技术的不足，提出一种可补偿IQ非平衡效应的交叉式MIMO系统预失真方法，其以同时补偿串扰效应和IQ非平衡效应，提高预失真器的抗干扰能力，有效地抑制带外频谱扩展，满足宽带MIMO无线通信系统中对功率放大器的线性化需求。

本发明的技术方法是这样实现的：

一种可补偿IQ非平衡效应的交叉式MIMO系统预失真方法，所述预失真结构包括:交叉数字预失真器、功率放大器、IQ补偿器、预失真器系数提取模块，将多支路串扰效应和IQ非平衡干扰效应分别等效为串扰模型和IQ非平衡模型，且其是在2×2的MIMO系统发射端的预失真结构中进行，其实现步骤包括如下：

(1)初始状态输入两路基带信号x₁和x₂与交叉数字预失真器输出的预失真信号z₁和z₂相等，即x₁＝z₁，x₂＝z₂；预失真信号z₁和z₂受到串扰效应干扰后得到信号w₁和w₂；

(2)受到串扰效应干扰后得到信号w₁和w₂输入至功率放大器进行功率放大；

(3)功率放大器输出信号y₁和y₂受到正交解调器的IQ非平衡效应的干扰后得到v₁和v₂并输入至IQ补偿器；

(4)利用输入的IQ干扰信号v₁和v₂以及功率放大器输出信号y₁和y₂，按照如下两公式估计出IQ补偿器的系数：

$\left[\begin{array}{ccc}{\mathrm{\η}}_1& {\mathrm{\η}}_2& {\mathrm{\η}}_3\end{array}\right]=y_1\·pinv\left(\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(v_1\right)\\ \mathrm{Im}\[v_1\]\·j\\ 1\end{array}\right]\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{c}_{\mathrm{\α}}=({\mathrm{\η}}_1+{\mathrm{\η}}_2)/2\\ c_{\mathrm{\β}}=({\mathrm{\η}}_1-{\mathrm{\η}}_2)/2\\ c_{\mathrm{\γ}}={\mathrm{\η}}_3\end{array}\right.$

其中pinv(·)是求广义逆的运算，Re[_·]是求复信号实部的运算，Im[_·]是求复信号虚部的运算，c_α、c_β和c_γ为IQ补偿器的系数，η₁、η₂和η₃为中间变量；

根据IQ补偿器的系数可以得到IQ补偿器的输出信号：

$u_1=c_{\mathrm{\α}}{v}_1+c_{\mathrm{\β}}{v}_1^{*}+c_{\mathrm{\γ}}$

$u_2=c_{\mathrm{\α}}{v}_2+c_{\mathrm{\β}}{v}_2^{*}+c_{\mathrm{\γ}}$

(5)预失真器系数提取模块利用输入信号u₁和u₂，以及预失真信号z₁和z₂，利用如下公式估计出预失真器系数：

$\left[\begin{array}{cc}{d}_{1,1}& d_{2,1}\\ d_{1,2}& d_{2,2}\end{array}\right]=pinv\left(\left[\begin{array}{cc}{A}_{u_1}& A_{u_2}\end{array}\right]\right)\left[\begin{array}{cc}{z}_1& z_2\end{array}\right]$

其中pinv(·)是求广义逆的运算， $A_x=\left[\begin{array}{cccccc}{a}_x^0& a_x^1& ...& a_x^q& ...& a_x^Q\end{array}\right]$ 是一个N×K(Q+1)的矩阵，其中子矩阵是一个N×K的矩阵，矩阵元素为a_k(x(n))＝|x(n)|^k-1·x(n)，具体构成如下：

(6)将提取出的预失真器系数复制到交叉数字预失真器中，以对输入的基带信号进行非线性特性的逆处理；

本发明与现有技术相比具有如下优点：

现有MIMO系统预失真方法虽然大多未考虑到反馈链路中的IQ非平衡效应，导致提取的预失真器系数产生偏差，降低了功率放大器的线性化性能；本发明利用IQ补偿器，对正交解调器不理想而造成的IQ非平衡效应进行估计并加以补偿，有效的减小了IQ非平衡效应对预失真方法性能的影响，抑制了带外频谱的扩展和再生，提高了预失真方法的抗干扰能力和综合性能。

附图说明

图1是本发明的结构框图；

图2是本发明与现有两种方法的频谱性能仿真效果对比图；

图3是本发明与现有两种方法的ACPR性能比较表格。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明的实例进行详细描述。本实例在2×2的MIMO系统发射端中进行实施，给出了详细的实施方式和具体操作过程，但本发明的保护范围不限于下述实例。

参照图1，实现本发明的可补偿IQ非平衡效应的交叉式MIMO系统预失真方法(本发明又称为：带IQ非平衡效应补偿功能的多支路交叉式预失真CO-DPD方法)包括：交叉数字预失真器、串扰模型、功率放大器、IQ非平衡模型、IQ补偿器、数字预失真系数提取模块6个基本单元。初始状态输入两路基带信号x₁和x₂与交叉数字预失真器输出的预失真信号z₁和z₂相等，即x₁＝z₁，x₂＝z₂；预失真信号z₁和z₂受到串扰效应干扰后得到信号w₁和w₂并输入至功率放大器进行功率放大；功率放大器输出信号y₁和y₂受到正交解调器的IQ非平衡效应的干扰后得到IQ干扰信号v₁和v₂并输入至IQ补偿器进行补偿；利用IQ补偿后的信号u₁和u₂及预失真信号z₁和z₂提取出的预失真器系数，并将该系数复制到交叉数字预失真器中，以对输入的基带信号进行非线性特性的逆处理；本发明基于上述过程，实现预失真的步骤如下：

步骤一：初始状态输入两路基带信号x₁和x₂与交叉数字预失真器输出的预失真信号z₁和z₂相等，即x₁＝z₁，x₂＝z₂；预失真信号z₁和z₂受到串扰效应干扰后得到信号w₁和w₂：

$\left\{\begin{array}{c}{w}_1=z_1+{\mathrm{\α}}_1{z}_2\\ w_2={\mathrm{\α}}_2{z}_1+z_2\end{array}\right.---1)$

其中，α₁和α₂分别是两支路的串扰系数。

步骤二：对受到串扰效应干扰后得到信号w₁和w₂进行功率的放大处理，功率放大器采用记忆多项式模型，则第i条支路(i＝1,2)的功率放大器输出信号为：

$y_i\left(n\right)=\underset{q=0}{\overset{Q}{\Σ}}\underset{k\∈odd}{\overset{K}{\underset{k=1}{\Σ}}}{h}_{k,q}|w_i(n-q){|}^{k-1}{w}_i(n-q)---2)$

其中，w_i(n-q)表示功率放大器的输入信号w_i(n)在q个时刻之前的历史信号，h_k,q为功率放大器的滤波系数，k和q分别为功率放大器滤波系数的非线性阶数和记忆深度，0≤k≤K，1≤q≤Q，K和Q分别为功率放大器的最高非线性阶数和最高记忆深度；odd表示奇数集合。

步骤三：功率放大器输出信号y₁和y₂受到正交解调器的IQ非平衡效应的干扰后得到IQ干扰信号v₁和v₂：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_1\left(n\right)={\mathrm{\αy}}_1\left(n\right)+{\mathrm{\βy}}_1^{*}\left(n\right)+\mathrm{\γ}\\ v_2\left(n\right)={\mathrm{\αy}}_1\left(n\right)+{\mathrm{\βy}}_2^{*}\left(n\right)+\mathrm{\γ}\end{array}\right.---3)$

其中，α和β为非平衡系数，γ为直流偏移，非平衡系数主要由幅度非平衡ε和相位非平衡θ决定，具体联系为：α＝[1+(1+ε)e^jθ]/2，β＝[1-(1+ε)e^-jθ]/2，e为自然常数，j表示虚数单位。

步骤四：利用功率放大器输出信号y₁和y₂及IQ干扰信号v₁和v₂估计出IQ补偿器系数，并根据该系数构造IQ补偿器以抑制IQ非平衡效应，按照如下两公式估计出IQ补偿器的系数：

$\left[\begin{array}{ccc}{\mathrm{\η}}_1& {\mathrm{\η}}_2& {\mathrm{\η}}_3\end{array}\right]=y_1\·pinv\left(\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(v_1\right)\\ \mathrm{Im}\[v_1\]\·j\\ 1\end{array}\right]\right)---4)$

$\{\begin{array}{c}{c}_{\mathrm{\α}}=({\mathrm{\η}}_1+{\mathrm{\η}}_2)/2\\ c_{\mathrm{\β}}=({\mathrm{\η}}_1-{\mathrm{\η}}_2)/2\\ c_{\mathrm{\γ}}={\mathrm{\η}}_3\end{array}---5)$

其中pinv(·)是求广义逆的运算，Re[_·]是求复信号实部的运算，Im[·]是求复信号虚部的运算，c_α、c_β和c_γ为IQ补偿器的系数，η₁、η₂和η₃为中间变量，根据IQ补偿器的系数可以得到IQ补偿器的输出信号：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_1=c_{\mathrm{\α}}{v}_1+c_{\mathrm{\β}}{v}_1^{*}+c_{\mathrm{\γ}}\\ u_2=c_{\mathrm{\α}}{v}_2+c_{\mathrm{\β}}{v}_2^{*}+c_{\mathrm{\γ}}\end{array}\right.---6)$

步骤五：预失真器系数提取模块根据输入信号u₁和u₂以及预失真信号z₁和z₂，利用如下公式估计出预失真器系数：

$\left[\begin{array}{cc}{d}_{1,1}& d_{2,1}\\ d_{1,2}& d_{2,2}\end{array}\right]=pinv\left(\left[\begin{array}{cc}{A}_{u_1}& A_{u_2}\end{array}\right]\right)\left[\begin{array}{cc}{z}_1& z_2\end{array}\right]---7)$

其中pinv(·)是求广义逆的运算， $A_x=\left[\begin{array}{cccccc}{a}_x^0& a_x^1& ...& a_x^q& ...& a_x^Q\end{array}\right]$ 是一个N×K(Q+1)的矩阵，其中子矩阵是一个N×K的矩阵，矩阵元素为a_k(x(n))＝|x(n)|^k-1·x(n)，具体构成如下：

步骤六：将提取出的预失真器系数[d_1,1,d_2,1,d_1,2,d_2,2]^T复制到交叉数字预失真器中，利用构造的交叉数字预失真器对基带输入信号x₁和x₂进行处理得到预失真信号z₁和z₂：

$z_1\left(n\right)=\underset{q=0}{\overset{Q}{\Σ}}\underset{k\∈odd}{\overset{K}{\underset{k=1}{\Σ}}}{d}_{1,1,k,q}|x_1(n-q){|}^{k-1}{x}_1(n-q)+d_{2,1,k,q}|x_2(n-q){|}^{k-1}{x}_2(n-q)---9)$

$z_2\left(n\right)=\underset{q=0}{\overset{Q}{\Σ}}\underset{k\∈odd}{\overset{K}{\underset{k=1}{\Σ}}}{d}_{1,2,k,q}|x_1(n-q){|}^{k-1}{x}_1(n-q)+d_{2,2,k,q}|x_2(n-q){|}^{k-1}{x}_2(n-q)$

其中，x_i(n-q)表示第i条支路(i＝1,2)的基带输入信号x_i(n)在q个时刻之前的历史信号，d_i,j,k,q为交叉数字预失真器的滤波系数，k和q分别为交叉数字预失真器滤波系数的非线性阶数和记忆深度，0≤k≤K，1≤q≤Q，i和j的组合表示交叉数字预失真器对应的系数向量，i＝1,2,j＝1,2；K和Q分别为交叉数字预失真器的最高非线性阶数和最高记忆深度；odd表示奇数集合。

以此构成的交叉数字预失真器可以同时补偿串扰效应和IQ非平衡效应，从而使线性化功率放大器的性能更精确，再重复步骤一到步骤二，得到线性化后功率放大器的输出信号，实现对功率放大器的非线性处理。

本发明的效果可通过仿真作进一步说明。

1)仿真条件：基带输入x₁和x₂为OFDM信号，子载波个数为1024，调制方式为64QAM，循环前缀128，8倍上采样；预失真器和放大器均采用记忆多项式模型，最高非线性阶数K＝5，最大记忆深度Q＝3；串扰效应大小为-20dB，IQ非平衡效应的幅度非平衡为3％，相位非平衡为3^°，直流偏置为0.03+0.01j。

2)仿真内容与结果：

用本发明的预失真方法和现有的预失真方法分别对功率放大器的输入信号进行预失真处理，其获得的功率放大器输出信号的频谱性能如图2所示，对应的邻信道功率比ACPR性能如图3所示。其中，曲线a为未经预失真处理的功率放大器输出信号频谱；曲线b是受到串扰和IQ非平衡效应干扰的CO-DPD方法；曲线c是受到串扰和IQ非平衡效应干扰的CTC-DPD方法；曲线d是采用本发明所述的带IQ补偿器的改进预失真方法；曲线e是仅受到串扰效应干扰的CO-DPD方法；曲线f为原始基带信号频谱。

由图2和图3可见，传统的MIMO系统预失真方法无法抑制IQ非平衡效应带来的干扰，导致预失真器的性能下降，而本发明能联合补偿串扰和IQ非平衡效应，提高了系统的抗干扰能力，在抑制带外频谱扩展和降低临信道干扰两方面与传统预失真方法相比具有较大的提升。

Claims (5)

1.一种可补偿IQ非平衡效应的交叉式MIMO系统预失真方法，其预失真结构包括交叉数字预失真器、功率放大器、IQ补偿器、预失真器系数提取模块；其中，-将多支路串扰效应和IQ非平衡干扰效应分别等效为串扰模型和IQ非平衡模型；其特征在于：所述预失真方法包括如下步骤：

S1，初始状态输入两路基带信号x₁和x₂与交叉数字预失真器输出的预失真信号z₁和z₂相等，即x₁＝z₁，x₂＝z₂；预失真信号z₁和z₂受到串扰效应干扰后得到信号w₁和w₂；

S2，受到串扰效应干扰的信号w₁和w₂输入至功率放大器进行功率放大；

S3，功率放大器输出信号y₁和y₂受到正交解调器的IQ非平衡效应的干扰后得到v₁和v₂并输入至IQ补偿器；

S4，利用输入的IQ干扰信号v₁和v₂以及功率放大器输出信号y₁和y₂，按照如下两公式估计出IQ补偿器的系数：

$\[\begin{array}{ccc}{\mathrm{\η}}_1& {\mathrm{\η}}_2& {\mathrm{\η}}_3\end{array}\]=y_1\·pinv\left(\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\[v_1\]\\ \mathrm{Im}\[v_1\]\·j\\ 1\end{array}\right]\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{c}_{\mathrm{\α}}=({\mathrm{\η}}_1+{\mathrm{\η}}_2)/2\\ c_{\mathrm{\β}}=({\mathrm{\η}}_1-{\mathrm{\η}}_2)/2\\ c_{\mathrm{\γ}}={\mathrm{\η}}_3\end{array}\right.$

其中，pinv(·)是求广义逆的运算，Re[·]是求复信号实部的运算，Im[·]是求复信号虚部的运算，c_α、c_β和c_γ为IQ补偿器的系数，η₁、η₂和η₃为中间变量；

根据IQ补偿器的系数可以得到IQ补偿器的输出信号u₁和u₂：

$u_1=c_{\mathrm{\α}}{v}_1+c_{\mathrm{\β}}{v}_1^{*}+c_{\mathrm{\γ}}$

$u_2=c_{\mathrm{\α}}{v}_2+c_{\mathrm{\β}}{v}_2^{*}+c_{\mathrm{\γ}}$

S5，IQ补偿器将输出信号u₁和u₂输给预失真器系数提取模块，预失真器系数提取模块利用输入信号u₁和u₂，以及预失真信号z₁和z₂，利用如下公式估计出预失真器系数：

$\left[\begin{array}{cc}{d}_{1,1}& d_{2,1}\\ d_{1,2}& d_{2,2}\end{array}\right]=pinv(\[\begin{array}{cc}{A}_{u_1}& A_{u_2}\end{array}\])\[\begin{array}{cc}{z}_1& z_2\end{array}\]$

其中pinv(·)是求广义逆的运算， $A_x=\[\begin{array}{cccccc}{a}_x^0& a_x^1& ...& a_x^q& ...& a_x^Q\end{array}\]$ 是一个N×K(Q+1)的矩阵，其中子矩阵是一个N×K的矩阵，矩阵元素为a_k(x(n))＝|x(n)|^k-1·x(n)，具体构成如下：

S6，将提取出的预失真器系数复制到交叉数字预失真器中，以对输入的基带信号进行非线性特性的逆处理。

2.根据权利要求1所述的可补偿IQ非平衡效应的交叉式MIMO系统预失真方法，其特征在于：所述步骤S1中的预失真信号z₁和z₂受到串扰效应的干扰，按照如下公式进行：

$\left\{\begin{array}{c}{w}_1=z_1+{\mathrm{\α}}_1{z}_2\\ w_2={\mathrm{\α}}_2{z}_1+z_2\end{array}\right.,$

其中，α₁和α₂分别是两支路的串扰系数。

3.根据权利要求1所述的可补偿IQ非平衡效应的交叉式MIMO系统预失真方法，其特征在于：所述步骤S2中的对串扰效应干扰后的信号w₁和w₂进行功率的放大处理，按照如下公式进行：

$y_i\left(n\right)=\underset{q=0}{\overset{Q}{\Σ}}\underset{k\∈odd}{\overset{K}{\underset{k=1}{\Σ}}}{h}_{k,q}{\left|w_i(n-q)\right|}^{k-1}{w}_i(n-q)$

其中，w_i(n-q)表示第i条支路(i＝1,2)的功率放大器输入信号w_i(n)在q个时刻之前的历史信号，h_k,q为功率放大器的滤波系数，k和q分别为功率放大器滤波系数的非线性阶数和记忆深度，0≤k≤K，1≤q≤Q，K和Q分别为功率放大器的最高非线性阶数和最高记忆深度；odd表示奇数集合。

4.根据权利要求1所述的可补偿IQ非平衡效应的交叉式MIMO系统预失真方法，其特征在于：所述步骤S3中的功率放大器输出信号y₁和y₂受到IQ非平衡效应干扰后得到IQ干扰信号v₁和v₂，按照如下公式进行：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_1\left(n\right)=\mathrm{\α}{y}_1\left(n\right)+\mathrm{\β}{y}_1^{*}\left(n\right)+\mathrm{\γ}\\ v_2\left(n\right)=\mathrm{\α}{y}_2\left(n\right)+\mathrm{\β}{y}_2^{*}\left(n\right)+\mathrm{\γ}\end{array}\right.$

其中，α和β为非平衡系数，γ为直流偏移，非平衡系数主要由幅度非平衡ε和相位非平衡θ决定，具体联系为：α＝[1+(1+ε)e^jθ]/2，β＝[1-(1+ε)e^-jθ]/2，e为自然常数，j表示虚数单位。

5.根据权利要求1所述的可补偿IQ非平衡效应的交叉式MIMO系统预失真方法，其特征在于：所述步骤S6中的对输入的基带信号进行非线性特性的逆处理，按照如下公式进行：

$z_1\left(n\right)=\underset{q=0}{\overset{Q}{\Σ}}\underset{k\∈odd}{\overset{K}{\underset{k=1}{\Σ}}}{d}_{1,1,k,q}{\left|x_1(n-q)\right|}^{k-1}{x}_1(n-q)+d_{2,1,k,q}{\left|x_2(n-q)\right|}^{k-1}{x}_2(n-q)$

$z_2\left(n\right)=\underset{q=0}{\overset{Q}{\Σ}}\underset{k\∈odd}{\overset{K}{\underset{k=1}{\Σ}}}{d}_{1,2,k,q}{\left|x_1(n-q)\right|}^{k-1}{x}_1(n-q)+d_{2,2,k,q}{\left|x_2(n-q)\right|}^{k-1}{x}_2(n-q)$

其中，x_i(n-q)表示第i条支路(i＝1,2)的基带输入信号x_i(n)在q个时刻之前的历史信号，d_s,t,k,q为交叉数字预失真器的滤波系数，k和q分别为交叉数字预失真器滤波系数的非线性阶数和记忆深度，0≤k≤K，1≤q≤Q，s和t的组合表示交叉数字预失真器对应的系数向量，s＝1,2,t＝1,2；K和Q分别为交叉数字预失真器的最高非线性阶数和最高记忆深度；odd表示奇数集合。