CN105680698B - 开关电源转换器和用于开关电源转换器的方法 - Google Patents

开关电源转换器和用于开关电源转换器的方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种反激式转换器控制器的电源电压的调节。提供了一种开关电源转换器，其包括在电源开关不再循环以向负载提供电力的休眠周期期间，检测控制器电源电压是否已下降到阈值电压以下的检测器。响应于检测器的这种阈值的检测，由控制器电源电压供电的控制器被配置为使电源开关循环以补充控制器电源电压。

Description

开关电源转换器和用于开关电源转换器的方法
相关申请
本申请要求2014年12月8日提出的美国临时申请No.62/089,129的权益，将其内容整体合并于此。
技术领域
本申请涉及开关电源转换器，尤其涉及对开关电源控制器的电源电压的调节。
背景技术
移动电子设备(诸如智能手机和平板电脑)的爆炸性增长，造成了对紧凑和高效开关电源转换器的技术需求的增加，以使用户可以充电这些设备。反激式开关电源转换器通常提供有移动设备，因为其变压器提供了与AC家庭电流的安全隔离。这种隔离引入了一个问题，电源开关出现在变压器的初级侧上，而负载在次级侧上。反激式转换器的电源开关调制需要了解在变压器的次级侧上的输出电压。这种反馈可通过从次级侧到初级侧的光电隔离器的桥接获得，但这增加了成本和控制复杂性。因此，开发了在每个开关循环使用变压器的初级侧上的反射电压的仅初级反馈技术。
在反激式转换器的开关循环中，在初级侧电源开关循环关闭之后，次级电流(变压器的次级绕组的电流)脉动为高。然后次级电流斜降到零，因为功率传送给了负载。将电源开关关闭时间和次级电流斜降为零之间的延迟表示为变压器复位时间(Trst)。在变压器复位时间(Trst)初级绕组上的反射电压与输出电压成比例，因为次级电流已经停止流动，在次级侧上没有二极管压降。因此，在变压器复位时间的反射电压根据变压器的匝比和其他因素与输出电压直接成比例。仅初级反馈技术使用这种反射电压有效地调节电源开关，从而调节输出电压。
反射电压不仅提供了反馈信息，而且还用于给控制电源开关的循环的控制器提供动力。例如，反射电压可穿过控制器电源电压电容器被整流和滤波，以产生控制器的电源电压。然而，在低负载或空载操作周期，反射电压给控制器提供动力的这种用法提出了一个问题。参考图1A至1E，可以更好地理解这个问题。图1A示出了响应例如用户从开关电源断开便携式设备如何使负载电流突然关闭。然后，负载电压将会在调节包络范围内慢慢下降，如图1B所示。在图1C中示出了相应的电源开关循环，其示出了当移除负载时循环停止。虽然电源开关已停止循环，但控制器电流基本上是常数，如图1D所示。因为尽管转换缺乏控制器仍继续燃烧功率，其电源电压可能会失去调节，如图1E所示。就这方面而言，控制器通过整流反射电压脉冲接收其电源电压。但是，如果电源开关不循环，就不会产生这种脉冲。由于控制器电流可以保持不变，所以控制器电源电压可能会相对迅速地失去调节，然后引起了控制器的关机和复位。为了缓解这个问题，一个解决方案是过度设计控制器电源电压电容器。但这种解决方案提高了成本。
因此，本领域需要有改进的调节反激式转换器的控制器电源电压。
发明内容
公开了一种反激式转换器，其在电源开关不循环的休眠周期期间，调节其控制器电源电压。在每个休眠周期期间，该控制器通过触发转换器电源开关的至少一个控制器电源电压循环，响应控制器电源电压下降到阈值电平以下的确定。就像用于向负载传送电力的常规电源开关循环，该电源开关的控制器电源电压循环产生补充控制器电源电压的反射电压。在这种方式中，由于控制器电源电压在电源开关循环休眠周期期间失去调节，缓和了过度设计控制器电源电容器或者经受控制器重置的常规问题。
与用于向负载传送电力的电源开关循环相比，控制器电源电压循环可以更短(尤其是，在电源开关的控制器电源电压循环中，电源开关的接通时间可以较短)，以使输出电压不会失去调节。控制器所需的功率的量相对较小，所以这种较小循环提供了足够的功率，而没有过度调节输出电压的危险。针对下面的示例性实施例的描述，可以更好地理解这些有利的特征。
附图说明
图1A是诸如出现在负载移除时反激式转换器的输出电流中的负不连续波形。
图1B示出了图1A的反激式转换器的输出电压波形。
图1C示出了图1A的反激转换器的开关循环。
图1D示出了图1A的反激转换器的控制器电流波形。
图1E示出了图1A的反激式转换器的控制器电源电压波形。
图2是根据本公开实施例的包括控制器电源电压调节器的反激式转换器的电路图。
图3A是图2的反激式转换器的输出电流的负不连续波形。
图3B示出了图3A的反激式转换器的输出电压。
图3C示出了图3A的反激式转换器的开关循环。
图3D示出了图3A的反激式转换器的控制器电流。
图3E示出了图3A的反激式转换器的控制器电源电压。
图4是根据本公开实施例的调节反激式转换器控制器的电源电压的示例性方法的流程图。
通过参考下面的详细描述，将最好地理解本公开的实施例及其优势。应该意识到，相同的参考数字是用来确定在一幅或多幅图中示出的相同元件。
具体实施方式
为了解决对改进的控制器电源电压调节的技术需要，提供了一种配置为将感测的控制器电源电压的版本与参考电压进行比较的反激式转换器。如果感测的控制器电源电压的版本低于参考电压，则控制器触发电源开关的控制器电源电压循环。由此产生的控制器电源电压循环的反射电压脉冲保持控制器电源电压处于调节。针对下面的示例性实施例，可以更好地理解这些有利的特征。
在图2中示出了示例性反激式转换器200。当控制器205接通电源开关时，经整流的输入电压(VIN)驱动变压器的初级绕组。在转换器200中，电源开关是双极结型晶体管(BJT)，但应该意识到，在替代实施例中可以使用其他类型的开关，诸如金属氧化物场效应晶体管(MOSFET)功率开关。为了循环接通电源开关，控制器205驱动基极电流进入BJT电源开关的基极以使它变为饱和。然后通过传导取决于输入电压VIN和变压器的磁化电感的集电极电流，使饱和的BJT电源开关进行响应。基于这些因素，集电极电流(其对应于变压器的初级绕组电流)将从零斜增到峰值集电极电流值，因此控制器205关闭BJT电源开关以完成电源开关循环。控制器205监测来源于辅助绕组上的反射电压的反馈(Vfb)电压，以确定什么时候达到峰值集电极电流，以使BJT电源开关关闭。对控制器205关闭基极电流以关闭BJT电源开关作出响应，次级侧上的整流二极管D1变成正向偏置，使得变压器的存储能量交付为穿过负载的输出电压(Vout)。当在每个开关循环完成能量传递时，负载电容器Cout保持输出电压Vout。当次级绕组电流脉冲下降到零时，它在初级侧辅助绕组上产生反射电压，该反射电压是二极管D1两端的电压降和输出电压Vout的函数。因为次级电流下降为零，使得没有二极管压降，辅助绕组上的反射电压脉冲与Vout直接成比例。如前面所论述的，这段时间称为变压器复位时间(Trst)，它表示采样反射电压脉冲以获得反馈电压Vfb的理想时间，该反馈电压Vfb可由控制器处理以提供输出电压Vout的准确估计。
辅助绕组上的反射电压脉冲还用来产生控制器205的控制器电源电压(VCC)。例如，反射电压可通过诸如包括二极管D2和控制器电源(VCC)电容器的整流和滤波电路整流和滤波，以产生控制器电源电压VCC。因此，这样产生的控制器电源电压VCC依赖于控制器205使BJT电源开关循环。然而，在电源开关循环休眠周期期间，诸如当移除负载时，BJT电源开关必要的循环是不存在的。尽管BJT电源开关在这种休眠周期被静止，但为了保持控制器电源电压VCC调节，提供了将感测的控制器电源电压VCC的版本(VCC_Sense)与参考电压Vre进行比较的比较器210。参考电压Vre可使用例如带隙参考电路(未示出)产生。诸如通过电阻R1和R2形成的分压器产生了控制器电源电压Vcc的感测版本VCC_Sense，比较器210将其与阈值电压Vre比较。如果控制器电源电压VCC的感测版本VCC_Sense低于阈值电压Vre，则比较器210论断其输出信号Vcc_LOW(表示控制器电源电压VCC正接近于退出调节)。
控制器205被配置为通过触发BJT电源开关的控制器电源电压循环，对控制器电源电压VCC为低(诸如通过Vcc_LOW信号的论断)的指示作出响应。由于生成的电流脉冲被产生来补充控制器电源电压VCC而不是调节输出电压Vout，控制器电源电压循环的接通时间可以相对较短，诸如用在低能量转换模式中。例如，控制器205可通过使BJT电源开关以最小允许的导通时间接通，对Vcc_LOW信号的论断作出响应。在替代实施例中，控制器205可以触发一系列这种循环而不是只一个这种循环。与电源开关的控制器电源电压循环相反，用于向负载提供电力的电源开关循环在此可表示为电源循环。
针对一些示例性波形，可以更好地理解由此产生的控制器电源电压VCC的有利调节。图3A示出了负载电流如何响应例如用户从开关电源转换器200断开负载(诸如便携式设备)而突然关闭。然后，输出电压将在调节包络范围内缓慢下降，如图3B所示。但是控制器205所使用的电流保持大致不变，如图3D所示。然后，控制器电源电压VCC将开始朝着阈值电压Vre阈值下降，如图3E所示。当控制器电源电压VCC下降到阈值电压Vre以下时，就触发控制器电源电压循环，如图3C所示。在该实例中，控制器电源电压VCC在三个分开的时间下降到阈值Vre以下，所以有三个对应的控制器电源电压开关循环，如图3C所示。在替代实施例中，当控制器电源电压VCC下降到阈值电压Vre以下时，可触发超过一个的开关循环。不管触发的脉冲数量如何，有利的结果是控制器电源电压Vcc保持在所需的规定范围。相比之下，常规反激式转换器将使其控制器电源电压放弃调节，或者如前面所论述的，需要过度设计控制器电源电压电容器。
在图4的流程图中示出了控制器电源电压的调节操作的示例性方法。该方法包括在活动周期期间使电源开关循环以向负载提供电力的动作400，其中电源开关每个循环会产生反射电压。图3B示出的电源开关循环的初始队列是这种循环的实例。如关于电源转换器200所讨论的，每个循环会产生穿过辅助绕组的反射电压。该方法还包括动作405，其滤波由电源开关的每个循环得到的反射电压，以产生使控制器控制电源开关的循环的控制器电源电压。如关于电源转换器200所论述的，用二极管D2和电源电容器VCC平滑反射电压是动作405的实例。最后，该方法包括在电源开关不循环的休眠周期期间执行的动作410。该动作包括当控制器电源电压下降到阈值电压以下时，触发额外的电源开关循环。响应于控制器电源电压VCC低于阈值电压Vre的比较器210的检测，用控制器205触发额外的电源开关循环是动作410的实例。
到目前止，本领域的一些技术人员应该意识到，并根据手头的具体应用，可以在不偏离本发明的范围的情况下，对本公开的装置所使用的材料、设备、配置和方法进行许多修改、替换和更改。例如，与使用比较器相比，可以使用确定是否应使电源开关循环支持控制器电源电压的替代检测器。根据这一点，本公开的范围不应限制于本文示出和描述的特定实施例的范围，因为它们仅仅是通过一些例子的方式，相反地，应该与此后附加的权利要求和其功能等价物的范围完全相称。

Claims (16)

1.一种开关电源转换器，包括：
控制器，其配置使耦合到变压器的初级绕组的电源开关循环，以使电源开关的每个循环从所述开关电源转换器的次级侧上的输出电压产生反射电压脉冲，并且其中该控制器被配置为由来源于每个反射电压脉冲的控制器电源电压供电，并且其中所述控制器被配置为在对应于所述变压器的次级绕组电流斜降为零的变压器复位时间感测所述反射电压脉冲，以提供对所述输出电压的估计；
检测器，其配置为在控制器不使电源开关循环的休眠周期期间，检测控制器电源电压是否下降到阈值电压以下，其中该控制器进一步被配置为响应于控制器电源电压已下降到阈值电压以下的检测，触发电源开关的控制器电源电压循环。
2.根据权利要求1所述的开关电源转换器，其中，该检测器包括配置为将控制器电源电压的采样版本与阈值电压进行比较的比较器，以检测控制器电源电压是否已下降到阈值电压以下。
3.根据权利要求1所述的开关电源转换器，进一步包括配置为整流和滤波每个反射电压脉冲以产生控制器电源电压的整流和滤波网络。
4.根据权利要求1所述的开关电源转换器，进一步包括电源开关。
5.根据权利要求4所述的开关电源转换器，其中，该电源开关包括双极结型晶体管电源开关。
6.根据权利要求4所述的开关电源转换器，其中，该电源开关包括MOSFET电源开关。
7.根据权利要求1所述的开关电源转换器，其中，该控制器进一步被配置为使电源开关电力循环以向负载传送电力，并且其中每个电源循环的接通时间都大于电源开关的控制器电源电压循环的接通时间。
8.根据权利要求1所述的开关电源转换器，其中，该控制器进一步被配置为使得控制器电源电压循环包括多个控制器电源电压循环。
9.根据权利要求2所述的开关电源转换器，进一步包括配置为提供控制器电源电压的采样版本的分压器。
10.根据权利要求1所述的开关电源转换器，进一步包括配置为提供每个反射电压脉冲的辅助绕组。
11.一种用于开关电源转换器的方法，包括：
在活动周期期间使电源开关循环以向负载提供电力，其中电源开关的每个循环从所述开关电源转换器的次级侧上的输出电压产生反射电压脉冲；
在当变压器的次级绕组电流斜降为零时的所述变压器复位时，对所述反射电压脉冲采样，以采样所述输出电压；
响应于对所述反射电压脉冲的所述采样表明没有负载施加到所述开关电源转换器，进入电源开关不被循环的休眠周期；
整流并滤波每个反射电压脉冲以产生控制器电源电压以供控制器控制电源开关的循环；和
在不使电源开关循环的所述休眠周期期间，响应于控制器电源电压下降到阈值电压以下，触发电源开关的控制器电源电压循环。
12.根据权利要求11所述的方法，其中，使电源开关循环包括使双极结型晶体管电源开关循环。
13.根据权利要求11所述的方法，其中，使电源开关循环包括使MOSFET晶体管电源开关循环。
14.根据权利要求11所述的方法，进一步包括将控制器电源电压与阈值电压进行比较，以确定控制器电源电压下降到阈值电压以下的时间。
15.根据权利要求11所述的方法，其中，电源开关的控制器电源电压循环包括多个控制器电源电压循环。
16.根据权利要求11所述的方法，其中，电源开关的控制器电源电压循环的接通时间比在活动周期期间所用的接通时间短。
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