CN105634283A - 功率管理装置及谐波消除方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种功率管理装置，包括：第一功率单元、第二功率单元和控制单元。第一功率单元接收具有第一相位的第一控制信号，以产生流入输出节点的第一电流，该第一电流具有该第一相位。第二功率单元接收具有第二相位的第二控制信号，以产生流入该输出节点的第二电流，该第二电流具有该第二相位。相位延迟为该第一相位和该第二相位之间的差异。控制单元接收具有一时钟频率的时钟信号，以产生第一控制信号和第二控制信号。该控制单元控制该相位延迟，以在该输出节点上消除该时钟频率的相应谐波。相应地，本发明还提供了一种谐波消除方法。采用本发明，可以在输出节点上消除时钟频率的特定谐波，从而可有效减少开关噪声。

Description

功率管理装置及谐波消除方法

技术领域

本发明涉及减少来自功率管理集成电路的开关噪声的方法及装置，更特别地，涉及用于在至少两个开关模式直流-直流功率转换器之间进行相位延迟调整的方法和设备。

背景技术

开关模式直流-直流转换器(Switched-modeDC-DCconverter)在便携式电子设备中(如移动手机和笔记本电路)起着重要的作用，其中，这些便携式电子设备主要由电池供电。这些电子设备常常包括几个子电路(sub-circuit)，每个子电路具有其自身的电压电平要求，该电压电平要求不同于电池供给或外部供给的电压电平(有时候高于或低于供给电压)。此外，由于电池所存储的能量会存在消耗，因此电池电压将下降。开关模式直流-直流转换器提供一种从已降低部分电压的电池电压上升高电压的方法，而不用使用多个电池来完成相同的事情，因此节省空间。大多数开关模式直流-直流转换器还可以调节输出电压。

电气(electronic)的开关模式直流-直流转换器通过暂时(temporarily)存储输入能量然后在不同的电压处将该能量释放至输出端，将一直流电压电平(DCvoltagelevel)转换至另一电压电平。存储该能量的元件可以是磁场存储元件(电感、变压器)或电场存储元件(电容)。这种转换方法比线性稳压器(linearvoltageregulation)的方法(会以热能形式消耗无用功率)的功率效率(powerefficient)更高(常常是75％-98％)。该高功率效率有益于提高电池供电设备(battery-operateddevice)的运行时间。自80年代末以来，由于使用了功率场效应管(powerFET)，效率有所提高，其中，功率场效应管比功率双极型晶体管(powerbipolartransistor)能够更加有效地在高频率下切换(switch)，双极型晶体管造成更多的开关损耗(switchingloss)且要求更加复杂的驱动电路。开关模式直流-直流转换器中的另一重要创新是，使用了具有低“导通电阻”的功率场效应替换掉续流二极管(flywheeldiode)的同步整流(synchronousrectification)，因而降低了开关损耗。

大多数开关模式直流-直流转换器被设计成仅在输入至输出的这一个方向中传送功率(movepower)。然而，通过使用独立控制的动态整流(activerectification)来替换掉所有二极管，所有的开关调节器拓扑可以制成双向。双向转换器(bi-directionalconverter)可以在任意方向中传送电力，这在需要再生制动(regenerativebraking)的应用中是有用的。如今，可以使用开关模式直流-直流转换器作为需要最少额外元件的集成电路。它们也可以作为一个准备在电子组件(assembly)内使用的完整的混合电路元件。

然而，开关模式直流-直流转换器需要使用时钟信号，从而导致了输出节点上产生断续电流(discontinuouscurrent)。也就是说，开关模式直流-直流转换器在输出节点上产生开关杂散(switchingspur)。敏感电路，如射频收发电路(RFtransceivercircuit)，将受该开关杂散的干扰问题的影响。为了减少(mitigating)该开关模式直流-直流转换器给该敏感电路产生的干扰，有必要提供一种能有效减少开关杂散的装置及方法。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的之一在于提供一种功率管理装置及谐波消除方法，以解决上述问题。

在一实施例中，本发明提供一种功率管理装置，包括第一功率单元、第二功率单元和控制单元。该第一功率单元接收具有第一相位的第一控制信号，以产生流入输出节点的第一电流，该第一电流具有该第一相位。该第二功率单元接收具有第二相位的第二控制信号，以产生流入该输出节点的第二电流，该第二电流具有该第二相位。其中，相位延迟为该第一相位和该第二相位之间的差异。该控制单元接收具有一时钟频率的时钟信号，以产生该第一控制信号和该第二控制信号；其中，该控制单元控制该相位延迟，以在该输出节点上消除该时钟频率的相应谐波。

在另一实施例中，本发明提供一种谐波消除方法，用于在输出节点上减少功率管理装置的谐波，包括：接收具有一时钟频率的时钟信号，以产生具有第一相位的第一控制信号和具有第二相位的第二控制信号；其中，相位延迟为该第一相位和该第二相位之间的差异；通过第一功率单元接收该第一控制信号，以产生流入该输出节点的第一电流，该第一电流具有该第一相位；通过第二功率单元接收该第二控制信号，以产生流入该输出节点的第二电流，该第二电流具有该第二相位；以及，控制该相位延迟，以在该输出节点上消除该时钟频率的相应谐波。

采用本发明，通过在输出节点上消除时钟频率的特定谐波，从而，可有效减少开关噪声。

本领域技术人员在阅读附图所示优选实施例的下述详细描述之后，可以毫无疑义地理解本发明的这些目的及其它目的。

附图说明

图1是根据本发明实施例的一种功率管理装置的方块图；

图2是根据本发明另一实施例的一种功率管理装置的方块图；

图3是根据本发明实施例的一种谐波消除方法的流程图；

图4A和图4B分别示出了根据本发明实施例的一种谐波消除方法的仿真结果示意图。

具体实施方式

以下描述为本发明实施的较佳实施例。以下实施例仅用来例举阐释本发明的技术特征，并非用来限制本发明的范畴。在通篇说明书及权利要求书当中使用了某些词汇来指称特定的元件。所属领域技术人员应可理解，制造商可能会用不同的名词来称呼同样的元件。本说明书及权利要求书并不以名称的差异来作为区别元件的方式，而是以元件在功能上的差异来作为区别的基准。本发明中使用的术语“元件”、“系统”和“装置”可以是与计算机相关的实体，其中，该计算机可以是硬件、软件、或硬件和软件的结合。在以下描述和权利要求书当中所提及的术语“包含”和“包括”为开放式用语，故应解释成“包含，但不限定于…”的意思。此外，术语“耦接”意指间接或直接的电气连接。因此，若文中描述一个装置耦接于另一装置，则代表该装置可直接电气连接于该另一装置，或者透过其它装置或连接手段间接地电气连接至该另一装置。

图1是根据本发明实施例的一种功率管理装置(powermanagementdevice)的方块图。如图1所示，功率管理装置100包括功率产生模块(power-generationmodule)110和控制单元120。功率产生模块110包括多个功率单元(powerunit)110-1～110-N，其中，N为正整数。功率单元110-1～110-N分别接收控制信号S_CTL1～S_CTLN，以产生流入输出节点N_OUT的电流I_O1～I_ON，其中，控制信号S_CTL1～S_CTLN的相位分别为P₁～P_N，以及，电流I_O1～I_ON的相位分别为P₁～P_N。

控制单元120接收时钟信号S_CLK，该时钟信号S_CLK的时钟频率为F_C，以给功率单元110-1～110-N分别提供控制信号S_CTL1～S_CTLN，其中，控制信号S_CTL1～S_CTLN分别具有相位P₁～P_N。根据本发明实施例，控制单元120控制相位P₁～P_N之间的相位延迟(phasedelay)，以在输出节点上消除该时钟频率F_C的相应谐波(correspondingharmonic)。该相位延迟和该被消除的谐波之间的关系将在下面的描述中进行介绍。

根据本发明实施例，可以仅采用两个功率单元来消除在输出节点上的时钟频率F_C的特定谐波，也可以采用两个以上功率单元来消除谐波。为方便说明，下面的描述中以两个功率单元的实施例来进行说明。应当说明的是，本领域技术人员根据下面的描述，可以轻易地实施包括两个以上功率单元的情形，因此，针对两个以上功率单元的情形不再一一赘述。

图2是根据本发明另一实施例的一种功率管理装置的方块图。如图2所示，功率管理装置200包括第一功率单元201、第二功率单元202和控制单元220。根据本发明实施例，第一功率单元201和第二功率单元202可以是开关模式直流-直流转换器(switched-modeDC-DCconverter)，且在输出节点N_OUT上输出直流电如降压转换器(buckconverter)或升压转换器(boostconverter)。根据本发明另一实施例，第一功率单元201和第二功率单元202可以是其它的开关模式电路(switched-modecircuit)，该其它的开关模式电路在输出节点N_OUT上产生开关噪声(switchingnoise)。

根据本发明实施例，第一功率单元201和第二功率单元202是相同的(identical)，且对称(symmetric)到输出节点N_OUT。换句话说，第一功率单元201和第二功率单元202产生幅度(magnitude)相同的电流，且均流入输出节点N_OUT；以及，第一功率单元201至输出节点N_OUT的耦合路径(couplingpath)与第二功率单元202至输出节点N_OUT的耦合路径具有对称的布局(layoutplacement)和相同的长度，即从第一功率单元至输出节点的第一耦合路径和从第二功率单元至输出节点的第二耦合路径是对称的。

根据本发明实施例，第一功率单元201和第二功率单元202可以是开关模式直流-直流转换器，这样，可以采用电容C来抑制(suppress)输出节点N_OUT上的纹波(ripple)。控制单元220接收时钟信号S_CLK，该时钟信号S_CLK的时钟频率为F_C，以给第一功率单元201和第二功率单元202分别提供第一控制信号S_CTL1和第二控制信号S_CTL2。

根据本发明实施例，由于第一功率单元201和第二功率单元202是开关模式直流-直流转换器，因此，第一功率单元201和第二功率单元202中的每一个包括开关模式直流-直流转换器的上开关(upperswitch)、下开关(lowerswitch)和电感(inductor)。控制单元220给第一功率单元201和第二功率单元202分别提供第一控制信号S_CTL1和第二控制信号S_CTL2，以使所对应的上开关和下开关被相应地接通(turnon)和/或断开(turnoff)，从而产生具有相位延迟φ的第一电流I_O1和第二电流I_O2。

第一电流I_O1和第二电流I_O2分别流经相应的电感，且在输出节点N_OUT上汇总(aresummedup)。换句话说，若第一功率单元201和第二功率单元202是相同的(identical)，且输出幅度相同的电流，则在输出节点N_OUT上的电流为第一电流I_O1或第二电流I_O2的两倍。现有方法中通常将第一电流和第二电流的相位延迟设计为180度，而输出电流总和为两倍，这是multi-phasebuck的基础理论，本发明方法通过控制该相位延迟来消除特定谐波。

根据本发明实施例，由于第一功率单元201和第二功率单元202是开关模式直流-直流转换器，因此，时钟频率F_C的谐波将作为杂散出现在输出节点N_OUT上。根据本发明实施例，当输出节点N_OUT上的电压被应用至敏感电路(sensitivecircuit)时，如射频(RF)收发电路，则该敏感电路将受该输出节点上的开关杂散的干扰。本发明实施例中，通过恰当地控制第一电流I_O1和第二电流I_O2之间的相位延迟φ，可以有效地消除时钟频率F_C的非期望谐波(unwantedharmonics)。该非期望谐波的消除方法将在下面的描述中进行清楚地解释。

根据本发明实施例，第一功率单元201和第二功率单元202是相同的，从而第一电流I_O1和第二电流I_O2具有相同的幅度(magnitude)。第一电流I_O1和第二电流I_O2的频谱可分别表示为等式(1)和等式(2)。

如等式(1)和等式(2)所示，通过傅里叶变换(Fouriertransformation)，将时域中的第一电流I_O1和第二电流I_O2变换至频域中。应当说明的是，相位延迟φ可以被视为时间延迟t_d。由于第一电流I_O1和第二电流I_O2的幅度相同，且第一电流I_O1和第二电流I_O2之间仅存在时间延迟t_d，因此，第一电流的频谱I_O1(ω)和第二电流的频谱I_O2(ω)仅存在一相位延迟ωt_d。换句话说，时域中的相位延迟φ等效于频域中的相位延迟ωt_d。

在输出节点N_OUT上将第一电流I_O1和第二电流I_O2相加而得的输出电流I_OUT(ω)可以表示为等式(3)如下：

$\begin{array}{c}{I}_{OUT}\left(\mathrm{\ω}\right)=\left|C_1\left(\mathrm{\ω}\right)\right|e^{{\mathrm{j\φ}}_1}\·I_{O1}\left(\mathrm{\ω}\right)+\left|C_2\left(\mathrm{\ω}\right)\right|e^{{\mathrm{j\φ}}_2}\·I_{O2}\left(\mathrm{\ω}\right)\\ =\left(\right|C_1\left(\mathrm{\ω}\right)|e^{{\mathrm{j\φ}}_1}\·1+|C_2\left(\mathrm{\ω}\right)|e^{{\mathrm{j\φ}}_2}\·e^{{\mathrm{j\ωt}}_d})\·I_{O1}\left(\mathrm{\ω}\right)\end{array}---\left(3\right)$

在等式(3)中，|C₁(ω)|和|C₂(ω)|分别是流入输出节点N_OUT的第一电流I_O1和第二电流I_O2的耦合传递函数(couplingtransferfunction)的幅度部分(magnitudepart)，以及，φ₁和φ₂分别是流入输出节点N_OUT的第一电流I_O1和第二电流I_O2的耦合传递函数的相位部分(phasepart)。根据本发明实施例，流入输出节点N_OUT的第一电流I_O1的耦合路径与流入输出节点N_OUT的第二电流I_O2的耦合路径是对称的(symmetric)。也就是说，|C₁(ω)|＝|C₂(ω)|＝|C_t(ω)|，以及φ₁＝φ₂＝φ_t。因此，可以将等式(3)简化为等式(4)所示：

$\begin{array}{c}{I}_{OUT}\left(\mathrm{\ω}\right)=(1+e^{{\mathrm{j\ωt}}_d})\·\left|C_t\left(\mathrm{\ω}\right)e^{{\mathrm{j\φ}}_t}\right|\·I_{O1}\left(\mathrm{\ω}\right)\\ =(1+e^{j2{\mathrm{\πnF}}_C\·t_d})\·\left|C_t\left(\mathrm{\ω}\right)e^{{\mathrm{j\φ}}_t}\right|\·I_{O1}\left(\mathrm{\ω}\right)\\ =(1+e^{j2\mathrm{\π}\·n\·\frac{t_d}{T_C}})\·\left|C_t\left(\mathrm{\ω}\right)e^{{\mathrm{j\φ}}_t}\right|I_{O1}\left(\mathrm{\ω}\right)\end{array}---\left(4\right)$

如等式(4)所示，时钟周期T_C是时钟频率F_C的倒数(inverse)。为了在输出节点N_OUT上消除时钟频率F_C的特定谐波，需要针对该特定谐波所对应的频率nF_c，使得为0。

下面有两种情形可以使得为0。在第一种情形中，使得相位延迟ωt_d为180度的奇数倍(oddmultiples)，即使得第一电流的频谱I_O1(ω)和第二电流的频谱I_O2(ω)之间的相位延迟ωt_d＝n·π，如下面的等式(5)所示。

$(1+e^{j2\mathrm{\π}\·n\·\frac{t_d}{T_C}})=(1+e^{j\mathrm{\π}\·n})=0,$ 当n＝1,3,5,7,9...(5)

也就是说，当时间延迟t_d为半个时钟周期T_C或半个时钟周期T_C的奇数倍(即)时，在输出节点N_OUT上可以消除时钟频率F_C的奇次谐波(oddharmonic)，即可以被消除的奇次谐波的频率为n·F_c，其中，n＝1,3,5,7,9。

在第二种情形中，使得相位延迟ωt_d是90度的某些特定数量(specificnumbermultiples)的倍数，如下面的等式(6)所示：

$(1+e^{j2\mathrm{\π}\·n\·\frac{t_d}{T_C}})=(1+e^{j\·\mathrm{\π}\·\frac{n}{2}})=0,$ 当n＝2,6,10,14,18...(6)

也就是说，当时间延迟t_d是四分之一个时钟周期T_C的某些特定数量的倍数时(即四分之一个时钟周期的奇数倍，n＝1,3,5,7,9...)，在输出节点N_OUT上可以消除时钟频率F_C的特定谐波(该被消除的特定谐波的频率为w＝F_c·n，其中，n＝2,6,10,14,18，即消除时钟频率的某些特定倍数所对应的谐波)。第二种情形与第一种情形相比，可以将第二种情形中被消除的谐波解释为基本频率(fundamentalfrequency)是翻了一倍的情形，以及，该第二种情形可以消除该被翻了一倍的基本频率(即可以将其理解为2F_c)的所有奇次谐波。

第二种情形与第一种情形相比，可以将第二种情形中被消除的谐波解释为基本频率(fundamentalfrequency)被翻了一倍以及被翻倍的频率的多个奇次谐波在第二种情况中被消除。

为了清楚地解释第一种情形或第二种情形是否是有利的，本发明实施例将在下面的描述中进行说明。根据本发明实施例，输出节点N_OUT的电压可以作为供给电压(supplyvoltage)应用至射频电路。该射频电路操作在调频(FrequencyModulation，FM)波段(70～120MHz)，以及，时钟频率F_C是6MHz。换句话说，只需关注70～120MHz内的谐波。

表1

由于调频波段的范围从70MHz到120MHz，因此，表1中名为“调频波段内的杂散”的这行列出了位于该调频波段内的所有谐波，该谐波是由时钟频率F_C引起的。表1的第二行(名为“在第一种情形中消除的谐波”)列出了可以在第一种情形中消除的且由该时钟频率F_C引起的谐波。换句话说，表1的第二行列出了第一种情形可以消除的时钟频率F_C的奇次谐波(其范围从一次谐波到19次谐波)，包括表1的第一行所列出的调频波段内的78MHz、90MHz、102MHz和114MHz。换句话说，在第一种情形中可以消除该调频波段内的4个杂散。

表1的第三行(名为“在第二种情形中消除的谐波”)列出了第二种情形可以消除的且由时钟频率F_C引起的谐波。应当指出的是，表1中第三行所列出的谐波的频率是表1中第二行所列出的这些谐波的频率的两倍(twice)。此外，在第二种情形中仅消除了调频波段内的84MHz和108MHz。换句话说，第一种情形可以更加有效地消除期望波段内的谐波。

如上所述，在第一种情形中，通过使得其中n为奇数，可以消除谐波78MHz、90MHz、102MHz和114MHz。根据本发明实施例，当n＝1时，时间延迟t_d被选择为半个时钟周期T_C。然而，在该调频波段中仍存在谐波72MHz、84MHz、96MHz、108MHz和120MHz。通过下面的方法其它谐波也可以被消除。

可以将等式(5)改写为等式(7)所示。在等式(5)中，时间延迟t_d是半个时钟周期T_C的奇数倍，从而使得时钟频率F_C的奇次谐波被消除了。类似的，可以以相同的方式来消除m次谐波。在等式(7)中可以使用m次谐波的频率(m·F_C)来替换术语F_C，从而获得等式(7)中的守恒等式。

根据本发明实施例，谐波84MHz是时钟频率6MHz的14次谐波(6*14＝84)，该谐波84MHz将被消除。也就是说，m为14。如前所述，当n为奇数时，可以消除谐波84MHz。

根据本发明实施例，可以选择时钟延迟t_d为半个时钟周期T_C(即)，以消除时钟频率F_C的奇次谐波。根据本发明实施例，可以使得时间延迟t_d几乎保持恒定(iskeptalmostconstant)，即可以使得时间延迟t_d基本维持在处，以减少在调整时间延迟t_d后的稳定时间。因此，在消除84MHz的示例中，为了使得时间延迟t_d大约保持为半个时钟周期T_C的情形，n应当等于13或15，以保持时间延迟t_d仍然在半个时钟周期的附近(因为，以及，)，这样，可以使得在调整时间延迟t_d后的稳定时间最小化。当应当说明的是，本发明实施例并不限于此，以84MHz的谐波来说，是基础频率6MHz的14倍频，因此等式(7)中的分母m设定为14。为消除该谐波，分子n的选择只要保持为奇数即可，上述示例中将n设定为13或15的目的是为了让时钟周期的变动只需要些微调整。

根据本发明另一实施例，谐波108MHz是时钟频率6MHz的18次谐波(6*18＝108)，该谐波108MHz将被消除。也就是说，当m＝18，n为任意奇数时，即可以消除谐波108MHz。如前所述，尽管n可以是任意奇数，但时间延迟t_d应当保持在半个时钟周期T_C的附近，以减少稳定时间。换句话说，n等于17或19时，可以保持时间延迟t_d(或)大约为半个时间周期T_C。根据本发明另一实施例，n可以是任意奇数，若不考虑调整时间延迟的稳定时间因素，时间延迟t_d可以不在(isfarfrom)半个时间周期T_C的附近。具体地，可根据实际需要进行设定，本发明实施例对此不做限制。

总而言之，图2中的控制单元220可以选择合适的时间延迟t_d，以使得第一电流I_O1和第二电流I_O2之间的相位延迟φ能够在输出节点N_OUT上消除时钟频率F_C的特定谐波。此外，相位延迟φ可以被解释为时间延迟t_d。因此，采用本发明提供的功率管理装置，可以减少功率管理集成电路中的开关噪声。

图3是根据本发明实施例的一种谐波消除方法的流程图。该流程图将在下面的描述中使用图2进行描述。首先，控制单元220接收控制信号S_CLK，该控制信号S_CLK的时钟频率为F_C，以产生第一控制信号S_CTL1和第二控制信号S_CTL2(步骤S31)。第一控制信号S_CTL1具有第一相位，以及，第二控制信号S_CTL2具有第二相位。第一相位和第二相位之间的差异为相位延迟φ。

第一功率单元201接收第一控制信号S_CTL1，以产生流入输出节点N_OUT的第一电流I_O1(步骤S32)，其中，第一电流I_O1具有第一相位。第二功率单元202接收第二控制信号S_CTL2，以产生流入输出节点N_OUT的第二电流I_O2(步骤S33)，其中，第二电流I_O2具有第二相位。

控制单元220控制第一电流I_O1和第二电流I_O2之间的相位延迟，以在输出节点N_OUT上消除时钟频率F_C的相应谐波(步骤S34)。根据本发明实施例，可以将第一电流I_O1和第二电流I_O2之间的相位延迟看作是时间延迟t_d，以及，可以通过等式来确定该时间延迟t_d，其中n为奇数，m表示将被消除的m次谐波。

综上所述，采用本发明提供的功率管理装置或谐波消除方法，可以在输出节点上消除时钟频率的相应谐波，进而，可以减少开关模式装置的开关噪声。

图4A和图4B分别示出了根据本发明实施例的一种谐波消除方法的仿真结果示意图。如图4A所示，图401示出时间延迟t_d等于的情形，从而，当时钟频率F_C为6MHz时，时间延迟t_d为83纳秒。

图401中的粗线表示没有应用谐波消除方法且由时钟频率6MHz所引起的在频率波段(70～120MHz)内的各谐波的功率(power)。图401中的细线表示应用谐波消除方法来消除奇次谐波的相关谐波的功率。应当指出的是，频率波段中的奇次谐波(如78MHz、90MHz、102MHz和114MHz)的功率被大大地降低了超过20dB。

如图4B所示，图402示出了时间延迟t_d等于的情形，从而，当时钟频率F_C为6MHz时，时间延迟t_d为89纳秒。图402中的粗线表示没有应用谐波消除方法且由时钟频率6MHz所引起的在频率波段(70～120MHz)内的各谐波的功率。图402中的细线表示应用了谐波消除方法来消除谐波84MHz的相关谐波的功率。

应当注意得是，谐波84MHz的功率被降低了大约20dB。因此，图4A和图4B在此处提供了谐波消除方法效果很好的坚实证据。当正确选择时间延迟时，甚至可以将特定谐波的功率降低20dB以上。此外，通过使用所提供的谐波消除方法，本领域技术人员可以很容易地获知如何在输出节点上消除开关模式转换器的开关噪声。

在不脱离本发明的精神以及范围内，本发明可以其它特定格式呈现。所描述的实施例在所有方面仅用于说明的目的而并非用于限制本发明。本发明的保护范围当视所附的权利要求所界定者为准。本领域技术人员皆在不脱离本发明之精神以及范围内做些许更动与润饰。

Claims (14)

1.一种功率管理装置，其特征在于，包括：

第一功率单元，接收具有第一相位的第一控制信号，以产生流入输出节点的第一电流，该第一电流具有该第一相位；

第二功率单元，接收具有第二相位的第二控制信号，以产生流入该输出节点的第二电流，该第二电流具有该第二相位；其中，相位延迟为该第一相位和该第二相位之间的差异；

控制单元，接收具有一时钟频率的时钟信号，以产生该第一控制信号和该第二控制信号；其中，该控制单元控制该相位延迟，以在该输出节点上消除该时钟频率的相应谐波。

2.如权利要求1所述的功率管理装置，其特征在于，该控制单元控制该第一控制信号和该第二控制信号之间的时间延迟，以控制该相位延迟。

3.如权利要求2所述的功率管理装置，其特征在于，该时钟频率的倒数为时钟周期；

该控制单元调整该时间延迟为以使得该相位延迟为n·π，以及，在该输出节点上消除m次谐波；其中，n为奇数，m为正整数，T_c为该时钟周期。

4.如权利要求2所述的功率管理装置，其特征在于，该时钟频率的倒数为时钟周期；

该控制单元控制该时间延迟为该时钟周期的一半，以使该相位延迟等于π，以及，在该输出节点上消除该时钟频率的奇次谐波。

5.如权利要求1所述的功率管理装置，其特征在于，该第一功率单元和该第二功率单元是相同的，且从该第一功率单元至该输出节点的第一耦合路径和从该第二功率单元至该输出节点的第二耦合路径是对称的。

6.如权利要求1所述的功率管理装置，其特征在于，该第一功率单元和该第二功率单元中的每一个是开关模式直流-直流转换器，且在该输出节点上产生直流电。

7.如权利要求1所述的功率管理装置，其特征在于，该第一电流的幅值等于该第二电流的幅值。

8.一种谐波消除方法，用于在输出节点上减少功率管理装置的谐波，其特征在于，包括：

接收具有一时钟频率的时钟信号，以产生具有第一相位的第一控制信号和具有第二相位的第二控制信号；其中，相位延迟为该第一相位和该第二相位之间的差异；

通过第一功率单元接收该第一控制信号，以产生流入该输出节点的第一电流，该第一电流具有该第一相位；

通过第二功率单元接收该第二控制信号，以产生流入该输出节点的第二电流，该第二电流具有该第二相位；

控制该相位延迟，以在该输出节点上消除该时钟频率的相应谐波。

9.如权利要求8所述的谐波消除方法，其特征在于，该谐波消除方法还包括：

控制该第一控制信号和该第二控制信号之间的时间延迟，以控制该相位延迟。

10.如权利要求9所述的谐波消除方法，其特征在于，该时钟频率的倒数为时钟周期；其中，控制该相位延迟以在该输出节点上控制该时钟频率的相应谐波的步骤包括：

控制该时间延迟为以使得该相位延迟为n·π，且在该输出节点上消除m次谐波；其中，n为奇数，m为正整数，T_c为该时钟周期。

11.如权利要求9所述的谐波消除方法，其特征在于，该时钟频率的倒数为时钟周期；其中，控制该相位延迟以在该输出节点上控制该时钟频率的相应谐波的步骤包括：

控制该时间延迟为该时钟周期的一半，以使该相位延迟等于π，以及，在该输出节点上消除该时钟频率的奇次谐波。

12.如权利要求8所述的谐波消除方法，其特征在于，该第一功率单元和该第二功率单元是相同的，且从该第一功率单元至该输出节点的第一耦合路径和从该第二功率单元至该输出节点的第二耦合路径是对称的。

13.如权利要求8所述的谐波消除方法，其特征在于，该第一功率单元和该第二功率单元中的每一个是开关模式直流-直流转换器，且在该输出节点上产生直流电。

14.如权利要求8所述的谐波消除方法，其特征在于，该第一电流的幅值等于该第二电流的幅值。