CN105577004A - 波谷导通控制电路及其控制方法 - Google Patents

波谷导通控制电路及其控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN105577004A
CN105577004A CN201610061154.0A CN201610061154A CN105577004A CN 105577004 A CN105577004 A CN 105577004A CN 201610061154 A CN201610061154 A CN 201610061154A CN 105577004 A CN105577004 A CN 105577004A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
wave
output
input
variable delay
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201610061154.0A
Other languages
English (en)
Other versions
CN105577004B (zh
Inventor
唐盛斌
曾正球
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Shenzhen Nanyun Microelectronic Co Ltd
Original Assignee
Shenzhen Nanyun Microelectronic Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Shenzhen Nanyun Microelectronic Co Ltd filed Critical Shenzhen Nanyun Microelectronic Co Ltd
Priority to CN201610061154.0A priority Critical patent/CN105577004B/zh
Publication of CN105577004A publication Critical patent/CN105577004A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN105577004B publication Critical patent/CN105577004B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0041—Control circuits in which a clock signal is selectively enabled or disabled
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

本发明提供一种新颖的频率抖动的波谷导通控制系统，不仅仅具备了波谷导通功能的特点，更能够在全输入电压范围内，以及在全负载内实现频率抖频功能特点，将电磁干扰的能量分散于整个抖频范围内的频率段内，从而将电磁干扰带来的影响控制到最低，提高控制器的整体性能，并且两种技术的控制能够进行电路复用，能够节省掉很大一部分晶圆，提高了应用率。

Description

波谷导通控制电路及其控制方法
技术领域
本发明涉及开关电源，尤其涉及一种控制开关管在合适的时间导通和在合适的时间断开的波谷导通控制电路及其控制方法。
背景技术
在科技高速发展的情况下，消费电子运用变得越来越普及，晶体管集成度按照摩尔定律向前推进，相同晶园面积内所包含的器件个数越来越多，器件尺寸也越来越小，这样不仅仅导致了对能源的要求越来越高，同时在目前集成电路所使用的电源电压也变得更低，信号的驱动能力会变弱情况下，也导致了芯片在抗电磁干扰能力上要求变得更加严格。在现阶段的ACDC开关电源行业内，提高效率以及电磁干扰性能的方式有很多，其中一个重要的技术就是让工作于不连续开关状态下的电源功率管于波谷开通，这样不仅仅能够降低开关损耗，更重要的是能够减小功率管关断时的电压变化率，从而降低辐射，降低电磁干扰。尽管波谷导通存在了提高效率以及降低电磁干扰的优点，但是这些都是在电源输入电压较高的情况下，效果才会比较明显；因为功率管的损耗以及电压变化率与输入电压大小成正比关系，所以在ACDC开关电源输入电压较低时，波谷导通技术在抗电磁干扰方面带来的好处就会有所下降。
同时在ACDC开关电源应用中，改善电磁干扰的另外一种使用较广泛的技术就是频率抖动技术，通过控制器内部控制电路，使开关电源的工作频率在一定的范围内周期性地抖动，并且抖动幅度为±5％左右，这样会使电磁干扰的能量分散于整个抖频范围内的频率段，而不是集中于某个频率点，从而使抖频控制系统具有很低的电磁干扰。不管在输入高压或者输入低压下，抖动的幅度以及抖动的周期大小都是一样的，都能够将电磁干扰的能量分散化，因此这种技术并不会像波谷导通那样，有受限于输入电压大小的缺点。但是频率抖动这种技术又没有提高效率的优点。
发明内容
鉴于上述现有技术的缺点和局限性，本发明提供一种新颖的频率抖动的波谷导通控制系统，不仅仅具备了波谷导通功能的特点，更能够在全输入电压范围内，以及在全负载内实现频率抖频功能特点，将电磁干扰的能量分散于整个抖频范围内的频率段内，从而将电磁干扰带来的影响控制到最低，提高控制器的整体性能，并且两种技术的控制能够进行电路复用，能够节省掉很大一部分晶圆，提高了应用率。
为了实现上述目的，根据本发明提供一种开关电源控制系统，又可称开关电源控制器，所述开关电源控制系统用于控制开关管在合适的时间导通和在合适的时间断开。本发明提供一种开关电源控制系统包括了：辅助绕组NA电压信号反馈引脚VS、驱动引脚VG、电流信号采样引脚CS、负半波检测器0101、半波选择器0102、可变延时器0103、OSC时钟0104、周期循环计数器(频率抖动模块)0105、第一驱动器0106、RS触发器0107、PWM检测0108、第二驱动器0109。模块之间的连接关系如下：负半波检测器0101的输入连接至辅助绕组NA电压信号反馈引脚VS；负半波检测器0101的输出连接至半波选择器0102的第一输入端，半波选择器0102的第二输入端连接至OSC时钟0104的第一输出端，OSC时钟0104的第二输出端连接至周期循环计数器(频率抖动模块)0105的输入端，半波选择器0102的输出端连接至可变延时器0103的第一输入端，周期循环计数器(频率抖动模块)0105的输出端连接到可变延时器0103的第二输入端，可变延时器0103的输出端则连接至第一驱动器0106，第一驱动器的输出连接至RS触发器0107的S输入端，RS触发器0107的R输入端连接至PWM检测0108的输出端，RS触发器0107的输出端连接至第二驱动器0109的输入端，PWM检测0108的输入端连接至控制器01的电流信号采样引脚CS，而第二驱动器0109的输出端连接至控制器01的驱动引脚VG。
负半波检测器0101，主要作用是检测变压器T在原边绕组Np励磁电感消磁结束后的电压振荡的负半波波形，所述负半波检测器0101输出高低电平方波信号。
优选地，所述振荡电压波形的正半波对应该检测器输出的高电平，而负半波对应该检测器输出的低电平，所述低电平信号正好对应外部开关第一N型MOS管MN1漏极电压处于电平较低的情况。
半波选择器0102，主要作用是以内部频率振荡器0104发出时钟同步信号作为开始点，选择时钟同步信号后的第一个负半波信号。
优选地，以所述内部OSC时钟0104输出的电压上升沿为时钟同步起点。
更优选地，所述负半波检测器0101输出的低电平方波信号作为所述半波选择器0102的输入信号，半波选择器0102需要选择的就是时钟同步信号后第一个低电平方波信号；
更优选地，所述第一个低电平方波信号是一个完整的半波低电平信号，即该低电平信号的起点(下降沿)必须在所述时钟同步信号的后面；同时，该低电平信号的起点(下降沿)时刻也是可变延时器0103的起点时刻，可以将同步时钟信号至所述第一个负半波低电平方波信号的起点(下降沿)的这一时间段称之为半波选择器0102的选择时间；
内部频率振荡器0104，主要作用是提供控制器内部电路模块工作的时钟信号；
优选地，一般振荡器可以用电流与电容(即振荡器内部振荡电容)之间充放电来实现，同时以振荡器输出的逻辑信号上升沿作为内部时钟同步信号，即在所述振荡器内部的所述振荡电容上的电压变为0V时，发出时钟同步信号的上升沿电压信号。
更优选地，振荡器内部振荡电容上的电压信号为上升与下降的斜坡电压信号。
可变延时器0103，主要作用是在所述半波选择器0102输出的第一个半波信号内选择一个时间点，且输出一个负窄脉冲，用于打开第一N型MOS管。
优选地，开启第一N型MOS管是通过所述可变延时器0103模块中第二电容上的斜坡电压与第三基准电压v3之间的进行比较所得到一个负的窄脉冲电压。
周期循环计数器0105，主要作用是为可变延时器提供一个低频可变的控制信号，用于频率抖动控制。
优选地，低频可变信号的低频频率一般为125Hz左右，且该控制信号作为所述可变延时器0113的输入信号，控制所述可变延时器0113内部的可变基准电压模块01131。
更优选地，可变延时器0103，接受到周期循环计数器0105输出的循环可变控制信号后，可变延时器0103会产生一个与该可变控制信号对应的延时时间，而该延时时间与所述振荡器0104的振荡周期共同组成了整个控制器的时钟周期，因为振荡器的RC振荡周期是不变的，而可变延时器0103产生的延时时间是可变的；因此在周期循环计数器0105输出的低频可变控制信号与所述可变延时器0113相互作用下，实现了频率抖动功能，并且频率抖动幅度一般±5％左右；同时因为所述可变延时器0103模块输出延时时间的结束点就是控制系统外部功率开关管开启的时间，且延时时间结束点都处在所述半波选择器0102输出的负半波时间段内，可以确保控制系统外部功率开关管也在波谷导通。
第一驱动器0106，主要作用是加强驱动；
RS触发器0107，主要作用是用于锁定逻辑时序信号，控制第一N型MOS管的开启与关闭；
第二驱动模块0109，主要作用是将RS触发器发出的低压驱动信号，加强转换为高压信号，并提高驱动能力，从而驱动控制系统00外部的第一N型MOS管MN1；
PWM检测模块0108，主要作用是检测第一N型MOS管MN1的电流信号，通过第三电阻将电流信号转换为电压信号，与控制系统00内部的电源副边反馈的反馈电平大小比较，当第三电阻第一端电压超过了电源副边反馈电平时，所述PWM检测模块0108输出一个负的窄脉冲，输出到RS触发器0107的R输入端，所述RS触发器0107的输出端Q端输出低电平，通过驱动模块0109控制外部第一N型MOS管关闭。
因此本发明提供控制系统，即具备了抖频功能特点，又具备了波谷导通功能的特点。
本发明提供的一种新颖频率抖动的波谷导通控制系统的更加具体工作原理可以通过该控制系统的核心控制模块实施例工作原理来进行理解，控制系统的核心控制模块为可变延时器0103。
作为一种新颖频率抖动的波谷导通控制系统的一种具体的实施方式，可变延时器0103内部电路包括：可变基准电压10321、电源端VCC、接地端、电流源I1、电流源I2、第四电阻R4、第二N型MOS管MN2、第二电容C2、第一比较器COMP、输出端Vo。所述可变延时器0103中的可变基准电压模块10321主要用于控制电流源I1的大小，并且所述可变基准电压是根据接受到从周期循环计数器输出的信号来进行周期性调节的，这样所述第一基准可变基准电流源I1的输出电流流过第四电阻R4后产生的电压第一基准电压v1也是周期变化的，第一输入端Vi1接受所述半波选择器0120的输出信号，当所述半波选择器0120的输出信号由高电平变化到低电平时，第二N型MOS管MN2被关闭，这样第二电流源I2开始对第二电容C2开始充电，当比较器COMP的反相端口电压，即第二电容C2第一端的电压，较同相端电压低时，比较器COMP的输出端电压为高电平，此时经过所述第一驱动器0106后输出到所述RS触发器0107的S端也为高电平，当所述第二电容C2第一端上的电压上升到所述第四电阻第一端上的电压时，所述比较器COMP的输出发生反转，所述RS触发器0107的S输入端上接受到的信号也从高电平变为低电平，此时所述RS触发器0107输出高电平，打开外部第一MOS管NM1。
作为一种新颖频率抖动的波谷导通控制系统的又一具体的实施方式，能够使得控制器不受外部寄生参数的影响，控制第一N型MOS管NM1在负半波时间段内连续开启，而不会出现断续开启的情况。实施例二中多出的一个半波时间检测模块0111，能够时时检测所述半波选择器0101的输出信号(方波信号)的负脉宽时间变化量，用于控制所述可变延时模块0103中的可变基准电压01031，而所述可变基准电压01031作为第一电流源I1的输入信号，第一电流源I1的电流是可变的，那么第一电流源I1输出电流就会正比于所述半波时间检测模块0111检测出的负半波时间变化量，从而在第四电阻R4的第一端上得到正比于第一电流源I1输出电流的第三基准电压v3。因为第三基准电压与所述半波时间检测模块0111输出的低电平时间长度成正比，当所述可变延时模块0103的最大延时时间无论在什么样的外部参数变化下都能小于所述半波时间检测模块0111输出的低电平时间长度，那么就可以屏蔽掉外部参数的影响，无论外部寄生参数如何变化，都不会出现第一N型MOS管NM1工作于断续开启的情况。
与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：
(1)本发明不仅实现了开关电源的功率管谷底导通，同时开关频率在一定时间段内可以实现抖动；
(2)开关电源在输入电压低压时，本发明也能够有效改善电磁干扰。
(3)因为本发明能够实现功率管的谷底导通，也能够提高开关电源的能源运用效率。
(4)本发明提出的控制方式用于芯片集成，且实现功率管谷底导通控制电路与频率抖动控制电路的复用，节省了芯片占用版图面积。
附图说明
图1为反激式ACDC拓扑开关电源的示意性框图；
图2为传统谷底导通控制系统示意性框图；
图3为传统开关频率抖动控制系统示意性框图；
图4为本发明提出的谷底导通与频率抖动共存的控制系统示意性框图；
图5为本发明核心控制模块的实施例一电路原理图；
图6为本发明控制系统输出的关键控制波形图；
图7为负半波时间段内功率管开启时间点控制波形图；
图8为本发明核心控制模块的实施例二电路原理图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
实施例一
图1为反激式ACDC拓扑开关电源的示意性框图。开关电源00系统包括变压器T，变压器T具有原边绕组NP、副边绕组NS和辅助绕组NA，用于传递能量和信号反馈；电源输入端VIN、原边地、控制系统01，第一电阻RH、第二电阻RL、第一N型MOS管MN1、第三电阻采样电阻RS、第一二极管D1、第一电容Co、副边输出正电压端、副边地。变压器T的原边绕组NP的第一端、副边绕组NS的第二端以及辅助绕组NA的第一端为同名端。原边连接关系描述：原边绕组NP的第一端连接到电源输入电压VIN，第二端连接到第一N型MOS管MN1的漏极，变压器T的辅助绕组的第一端连接到第一电阻RH的第一端，辅助绕组的第二端连接到原边地，第一电阻RH的第二端连接到第二电阻RL的第一端，并连接到芯片的采样引脚VS端，第二电阻RL的第二端连接到原边地，第一N型MOS管MN1的源极连接第三电阻采样电阻RS的第一端，并同时连接到控制器芯片00的信号采样引脚CS端，第三电阻采样电阻RS的第二端则连接到原边地，控制器芯片01的驱动输出引脚VG端连接到第一N型MOS管的栅极。变压器副边连接关系描述：副边绕组NS的第一端连接到第一整流二极管D1的阳极，副边绕组NS的第二端连接到输出电容的负极，并链接到副边地，整流二极管D1的阴极连接到输出电容的正极，并连接到副边输出正电压端。
辅助绕组NS的第一端电压通过第一电阻RH与第二电阻RL的分压输入到控制系统01的VS引脚，当第一N型MOS管MN1开启时，辅助绕组第一端电压的绝对值正比于输入电压VIN，比例关系为原边绕组NP与辅助绕组NA的匝数之比，但是辅助绕组第一端电压为负值；当第一N型MOS管关闭时，辅助绕组NA的第一端的电压分为两段，该特性是开关电源工作于不连续状态时才有的特性，在第一时间段内，辅助绕组NA第一端电压正比于副边输出电压，而第二时间段内，辅助绕组NA第一端电压出现了振荡波形，而该时间段内波形作为控制系统01的负半波检测模块0101的输入信号；由于第一N型MOS管关闭后，变压器T的原边漏感还存了部分电流，这部分电流与变压器原边绕组NP第二端的所有寄生电容之间会发生谐振，并且变压器原边绕组NP第二端振荡波形是基于输入电压而来回振荡，而第一N型MOS管的开启会发生在振荡波形的任何时刻，当第一N型MOS管MN1的漏极电压处于波峰开启，此时第一N型MOS管的功率损耗不仅会达到最大，同时也会发生最大的电压变化率，当第一N型MOS管MN1的漏极电压处于波谷开启时，此时功率损耗与电压变化率都会变小。控制系统01通过检测辅助绕组NA第一端的振荡波谷来开启第一N型MOS管，通过CS引脚采样第三电阻上的电压来关闭第一N型MOS管。
传统的ACDC控制系统会通过波谷导通，或者频率抖动来控制电磁干扰带来的影响。图2为传统谷底导通控制系统01示意性框图；该系统内部包括了：辅助绕组NA电压信号反馈引脚VS、驱动引脚VG、电流信号采样引脚CS、负半波检测器0101、OSC时钟0104、固定延时器0110、第一驱动器0106、RS触发器0107、PWM检测0108、第二驱动器0109。模块之间的连接关系如下：负半波检测器0101的输入连接至辅助绕组NA电压信号反馈引脚VS；负半波检测器0101的输出连接至固定延时器0110的第一输入端，OSC时钟0104的输出端连接至固定延时器0110的第二输入端，固定延时器0110的输出端则连接至第一驱动器0106，第一驱动器的输出连接至RS触发器0107的S输入端，RS触发器0107的R输入端连接至PWM检测0108的输出端，RS触发器0107的输出端连接至第二驱动器0109的输入端，PWM检测0108的输入端连接至控制器02的电流信号采样引脚CS，而第二驱动器0109的输出端连接至控制器02的驱动引脚VG。OSC时钟0104，主要作用是提供内部时钟振荡频率；负半波检测器0101，主要作用是检测变压器T在原边绕组Np励磁电感消磁结束后的电压震荡的负半波波形，所述负半波检测器0101输出高低电平方波信号。所述振荡电压波形的正半波对应该检测器输出的高电平，而负半波对应该检测器输出的低电平，该低电平信号正好对应外部开关第一N型MOS管MN1漏极电压处于电平较低的情况。固定延时器0110，主要作用是通过对负半波检测器0101输出的负电平信号进行一个固定的延时，得到一个与振荡波谷对应的信号，一般为负的窄脉冲信号，该信号经过第一驱动0106的加强驱动后，输入到RS触发器的S输入端；第一驱动器0106，主要作用是加强驱动；RS触发器0107，主要作用是控制第一N型MOS管的开启与关闭；驱动模块0109，主要作用是将RS触发器发出的低压驱动信号，加强转换为高压信号，提高驱动能力，从而驱动控制系统00外部的第一N型MOS管MN1；PWM检测模块0108，主要作用是检测第一N型MOS管MN1的电流信号，通过第三电阻将电流转换为电压，与控制系统01内部的电源副边反馈电平大小比较，当第三电阻第一端电压超过了所述副边反馈电平，则需要控制第一N型MOS管MN1关闭，PWM检测模块0108输出一个负的窄脉冲，输出到RS触发器0107的R输入端，RS触发器0107的输出端Q端输出低电平，通过驱动模块0109控制外部第一N型MOS管关闭。在一些负载情况下，控制系统会控制在两个相邻波谷之间开启第一N型MOS管，也能达到系统频率抖动的效果，但是在特定重载下是不会出现频率抖动的，即在可能很长时间内，第一N型MOS管在同一个波谷导通，这样频率就相当于是固定不变。同时，因为功率管的损耗以及电压变化率与输入电压大小成正比关系，所以在ACDC开关电源输入电压较低时，波谷导通技术在抗电磁干扰方面带来的好处就会有所下降。而针对于这两点，作用在内部时钟上的频率抖动技术，就可以解决这一点，不会出现在特定负载的情况下，频率不会变化的状况。
图3为传统开关频率抖动控制系统02示意性框图；该系统内部包括了：驱动引脚VG、电流信号采样引脚CS、OSC时钟0104、周期循环计数器(频率抖动模块)0105、第一驱动器0106、RS触发器0107、PWM检测0108、第二驱动器0109。模块之间的连接关系如下：OSC时钟0104的输入端连接至周期循环计数器(频率抖动模块)0105的输出端，振荡器0104的输出端连接至第一驱动器0106，第一驱动器的输出连接至RS触发器0107的S输入端，RS触发器0107的R输入端连接至PWM检测0108的输出端，RS触发器0107的输出端连接至第二驱动器0109的输入端，PWM检测0108的输入端连接至控制器02的电流信号采样引脚CS，而第二驱动器0109的输出端连接至控制器02的驱动引脚VG。内部频率振荡器0104，主要作用是提供内部时钟振荡频率，振荡器0104会输出一个负的窄脉冲，所述负的窄脉冲输入到RS触发器的S端用于开启外部功率管，周期循环计数器模块0111，主要作用是控制频率在一定周期内发生一定幅度的变化，传统频率抖动的方式有：通过周期改变振荡器的充电电流来实现频率抖动，以及控制振荡器的比较基准电平来实现频率抖动；传统控制频率抖动技术可以通过内部电路就可以实现，而无需检测外部信号，因此传统频率抖动技术除了能够分散频率，改善电磁干扰的特点，但是它具有不能改善效率的缺点。
为了解决传统谷底导通控制系统在输入电压低压的情况，电磁干扰改善能力较弱，且在特定负载下频率无法变化的缺点；以及改善传统频率抖动技术不能提高效率的缺点；综上，本发明提出了一种能够结合这两种技术，既能实现波谷导通，同时又能实现频率全负载范围内都能抖动的优点。图4所示为本发明提出的谷底导通与频率抖动共存的控制系统03示意性框图。本发明提供一种开关电源控制系统03包括了：辅助绕组NA电压信号反馈引脚VS、驱动引脚VG、电流信号采样引脚CS、负半波检测器0101、半波选择器0102、可变延时器0103、OSC时钟0104、周期循环计数器(频率抖动模块)0105、第一驱动器0106、RS触发器0107、PWM检测0108、第二驱动器0109。模块之间的连接关系如下：负半波检测器0101的输入连接至辅助绕组NA电压信号反馈引脚VS；负半波检测器0101的输出连接至半波选择器0102的第一输入端，半波选择器0102的第二输入端连接至OSC时钟0104的第一输出端，OSC时钟0104的第二输出端连接至周期循环计数器(频率抖动模块)0105的输入端，半波选择器0102的输出端连接至可变延时器0103的第一输入端，周期循环计数器(频率抖动模块)0105的输出端连接到可变延时器0103的第二输入端，可变延时器0103的输出端则连接至第一驱动器0106，第一驱动器的输出连接至RS触发器0107的S输入端，RS触发器0107的R输入端连接至PWM检测0108的输出端，RS触发器0107的输出端连接至第二驱动器0109的输入端，PWM检测0108的输入端连接至控制器01的电流信号采样引脚CS，而第二驱动器0109的输出端连接至控制器01的驱动引脚VG。负半波检测器0101，主要作用是检测变压器T在原边绕组Np励磁电感消磁结束后的电压震荡的负半波波形，所述负半波检测器0101输出高低电平方波信号。所述振荡电压波形的正半波对应该检测器输出的高电平，而负半波对应该检测器输出的低电平，该低电平信号正好对应外部开关第一N型MOS管MN1漏极电压处于电平较低的情况。半波选择器0102，主要作用是以内部频率振荡器0104发出时钟同步信号作为开始点，选择时钟同步信号后的第一个负半波信号。以所述内部OSC时钟0104输出的电压上升沿为时钟同步起点。所述负半波检测器0101输出的低电平方波信号作为所述半波选择器0102的输入信号，半波选择器0102需要选择的就是时钟同步信号后第一个低电平方波信号；所述第一个低电平方波信号是一个完整的半波低电平信号，即该低电平信号的起点(下降沿)必须在所述时钟同步信号的后面，同时，该低电平信号的起点(下降沿)时刻也是可变延时器0103的起点时刻，可以将同步时钟信号至所述第一个负半波低电平方波信号的起点(下降沿)的这一时间段称之为半波选择器0102的选择时间；内部频率振荡器0104，主要作用是提供控制器内部电路模块工作的时钟信号；一般振荡器可以用电流与电容(即振荡器内部振荡电容)之间充放电来实现，同时以振荡器输出的逻辑信号上升沿作为内部时钟同步信号，即在所述振荡器内部的所述振荡电容上的电压变为0V时，发出时钟同步信号的上升沿电压信号。振荡器内部振荡电容上的电压信号为上升与下降的斜坡电压信号。可变延时器0103，主要作用是在所述半波选择器0102输出的第一个半波信号内在选择一个合适时间点，并在该时间点处输出一个负窄脉冲，打开第一N型MOS管。开启第一N型MOS管是通过所述可变延时器0103模块中第二电容上的斜坡电压与第三基准电压v3之间的进行比较所得到一个负的窄脉冲电压。周期循环计数器0105，主要作用是为可变延时器提供一个低频可变的控制信号，用于频率抖动控制。低频可变信号的低频频率一般为125Hz左右，且该控制信号作为所述可变延时器0113的输入信号，控制所述可变延时器0113内部的可变基准电压模块01131。可变延时器0103，接受到周期循环计数器0105输出的循环可变控制信号后，可变延时器0103会产生一个与该可变控制信号对应的延时时间；所述振荡器0104的内部电容(给电容充电电流为电流源)的充放电时间、所述半波选择器0102的选择时间、以及可变延时器0103产生的延时时间三者共同组成了整个控制器的开关周期，因为振荡器的电容充放电时间是不变的，半波选择器0102的选择时间在一定负载下长时间会保持不变，而可变延时器0103产生的延时时间是可变的，所述可变延时器0103产生的延时时间是可变的是在周期循环计数器0105输出的低频可变控制信号与所述可变延时器0113相互作用下实现的，从而整个控制器的开关周期也是可变的，也就是实现了频率抖动功能，并且频率抖动幅度一般±5％左右；同时因为所述可变延时器0103模块输出延时时间的结束点就是控制系统外部功率开关管开启的时间，且延时时间结束点都处在所述半波选择器0102输出的负半波时间段内，可以确保控制系统外部功率开关管也在波谷导通。第一驱动器0106，主要作用是加强驱动；RS触发器0107，主要作用是用于锁定逻辑时序信号，控制第一N型MOS管的开启与关闭；第二驱动模块0109，主要作用是将RS触发器发出的低压驱动信号，加强转换为高压信号，并提高驱动能力，从而驱动控制系统00外部的第一N型MOS管MN1；PWM检测模块0108，主要作用是检测第一N型MOS管MN1的电流信号，通过第三电阻将电流信号转换为电压信号，与控制系统00内部的电源副边反馈的反馈电平大小比较，当第三电阻第一端电压超过了电源副边反馈电平时，所述PWM检测模块0108输出一个负的窄脉冲，输出到RS触发器0107的R输入端，所述RS触发器0107的输出端Q端输出低电平，通过驱动模块0109控制外部第一N型MOS管关闭。
综上，可以看出图4所示的新型谷底导通技术与频率抖动技术共存的控制系统既能实现第一N型MOS管的波谷导通，也能实现频率抖动。即能改善效率，也能更好的改善电磁干扰，解决了图2与图3所示的传统两种控制方式的缺点。
图4所示的新型谷底导通技术与频率抖动技术共存控制系统中的核心控制模块为可变延时器0103，而图5为本发明核心控制方式的实施例一，为进一步了解本发明的控制方案，图5对本发明所述关键控制方式进行了详细的描述，可变延时器0103内部电路包括：可变基准电压10321、电源端VCC、接地端、电流源I1、电流源I2、第四电阻R4、第二N型MOS管MN2、第二电容C2、第一比较器COMP、第一输入端Vi1、输出端Vo。连接关系为：可变基准电压10321的输出连接至第一电流源I1的输入端，可变基准电压10321的输入端连接至所述周期循环计数器0105的输出端，第一电流源I1的输出连接至第四电阻R4的第一端，并连接至比较器的同相输入端，第一电流源I1的第二输入端连接至电源端VCC，第二电流源I2的输入端连接到电源端VCC，第二电流源的输出端连接至第二电容C2的第一端和第二N型MOS管的漏极，以及比较器的反相输入端，第二N型MOS管的栅极连接到第一输入端Vi1，第二N型MOS管的源极连接到地端，而比较器的输出端连接到输出端Vo，而输出端Vo是连接到第一驱动器0106的输入端的。所述可变延时器0103的第一实施例为图5中的可变延时器0103，所述可变延时器0103中的可变基准电压模块10321主要用于控制电流源I1的大小，并且所述可变基准电压是根据接受到从周期循环计数器输出的信号来进行周期性调节的，这样所述第一基准可变基准电流源I1的输出电流流过第四电阻R4后产生的电压第一基准电压v1也是周期变化的，第一输入端Vi1接受所述半波选择器0120的输出信号，当所述半波选择器0120的输出信号由高电平变化到低电平时，第二N型MOS管MN2被关闭，这样第二电流源I2开始对第二电容C2开始充电，当比较器COMP的反相端口电压，即第二电容C2第一端的电压，较同相端电压低时，比较器COMP的输出端电压为高电平，此时经过所述驱动器0106后输出到所述RS触发器0107的S端也为高电平，当所述第二电容C2第一端上的电压上升到所述第四电阻第一端上的电压时，所述比较器COMP的输出发生反转，所述RS触发器0107的S输入端上接受到的也变为低电平，此时所述RS触发器0107输出高电平，打开外部第一MOS管NM1，当所述RS触发器0107输出变为高电平后，会通过系统内部其他逻辑电路控制第一N型MOS管打开，将所述第二电容的第一端上电压拉低到地，这样所述比较器COMP的输出端输出的是一个负窄脉冲，这样就不会影响所述RS触发器的R引脚端接受信号，当所述PWM检测模块0108检测到第三电阻Rs上电压达到反馈比较电压时，那么输出一个负的窄脉冲到所述RS触发器R输入端，从而所述RS触发器输出端输出低电平，控制系统外部第一MOS管NM1关闭。
图6为本发明控制系统输出的关键控制波形图；所述图6中波形a，表示所述OSC时钟0104模块的输出波形；所述图6中波形b，表示控制系统00的VS上接受到的信号，一个开关周期内的波形b，包括了三段，第一段为功率开启阶段，即变压器T的原边绕组Np电流励磁阶段，第三阶段为谐振阶段；所述图6中波形c，表示的是所述负半波检测模块0101的输出波形，所述波形c中可以看出低电平正好对应了负半波；所述图6中波形d，代表了第一N型MOS管的驱动波形，即为所述RS触发器0107的输出波形。t1表示了所述控制系统01发出驱动，打开第一N型MOS管；t2至t3，表示了波形b的负半波时间段，该时间段的长短由所述图6中的比较第二基准电压v2来决定，第二基准电压v2是系统内部产生的一个基准电压，所述第二基准电压v2用于负半波检测器0101，负半波检测器0101通过将电压波形b与第二基准电压v2进行比较，负半波检测器0101输出波形c，电压波形b大于第二基准电压v2，波形c呈现为高电平，反之，波形c呈现为低电平；同时，第二基准电压v2电压较低时，t2至t3时间段就比较短，反之，时间较长。所述图6中波形a的上升沿作为所述半波选择器0102工作的开启点，也就是振荡器0104输出的同步时钟信号，即从t4时间点开始，所述半波选择器0102开始选择后面的第一个负半波，t4至t5时间段表示了所述半波选择器0102的选择时间，t5至t7时间段就是所述半波选择器0102选择到的第一个负半波，所述第一负半波作为所述实施例一0103中第一输入端的输入信号，t5为第一负半波的开始时刻，该时刻(t5)作为可变延时器0103工作的开启点，即从t5时间点开始关闭第二N型MOS管，所述第二电流源I2开始给第二电容C2充电，当第二电容C2上的电压上升到第一基准电压v1时，此时刻就是所述图6中的t6时间点，t5至t6时间段的长短由第一基准电压v1来决定，也由所述周期循环技术模块0105来控制，因为第二电容的电容值固定，第二电流源I2的输出电流也是固定。所述那么比较器COMP的输出电压反转由高电平变为低电平，驱动所述RS触发器输出高电平，从而打开第一N型MOS管MN1。所述图6中t9、t11时间点也是第一N型MOS管在负半波的其他控制周期的开启点，而t8、t10、t12为第一N型MOS管的关闭点。
图7为负半波时间段内功率管开启时间点控制波形图，控制系统在负半波时间段内不同工作点开启第一N型MOS管MN1详细描述波形图。t4时间点与所述图6中的t4时间点是同一时刻，从该时刻开始，所述半波选择器0102开始选择后面的第一个负半波，t4至t5是半波选择器0102选出第一负半波的选择时间段，t5至t7时间段就是所述半波选择器0102选择的第一个负半波，从所述图7中可以看出，从k1、k2、k3、至kn，这段时间内，被分为有n个时间点，这些时间点的选择是通过所述周期循环计数器0105与可变延时器0103共同作用来完成的，在每一个时间点处都可以开启第一N型MOS管MN1，时间点个数越多，那么导通时就越连续，而且每一个时间点都处于振荡波形的负半波时间段内。t5至t7时间段的长短可以根据第二基准电压的大小来决定，也就决定了频率抖动的幅度大小。这样就既实现了第一N型MOS管MN1在其漏极处于波谷时开启，同时也能够实现一定的频率变化。
假设第一N型MOS管漏极的振荡周期为4u，那么它的半周期也就是2us，负半波时间段的最大时间应该也为2us，如果超出2us时间段来开启第一N型MOS管，那么波谷导通的效果就会变差，因为在负半波内开启第一N型MOS管所带来的好处是非常显著的。假设在负半波的2us时间段内，正好被分成有16个时间点，那么这16个点在系统内部就会被固定起来，因为电路设计好后，产品的物理参数是不会发生变化的，同时由于负半波t5至t7时间段长短由第二基准电压v2来决定，而第二基准电压v2在系统内部也是固定不变的，那么负半波t5至t7时间段也就被固定了。但是受外部参数的影响，比如，变压器T的漏感大小，第一N型MOS管的结电容，变压器结电容等等寄生参数的影响，第一N型MOS管漏极的振荡周期也会跟着发生变化，当所述振荡周期变小了，即假设所述振荡周期为3us，那么最大负半周期为1.5us，即变成原来的3/4，这样所述的最大负半周期内所包含的时间点就会变少，所占有的时间点数也会变到原来的3/4，即由原来16个时间点变成只有12个时间点。这就是系统外部参数变化所带来的问题。由于外部第一N型MOS管NM1的开启是连续在16个时间点内连续循环变化的，就算负半波时间段内的导通时间点减少到12个时间点，功率管的连续循环开启数仍然是不会变化，还会是在16个时间点内连续循环；但是由于电源系统的开关功率管只有在负半波周期内导通，波谷导通的效果才是最显著的，因此当第一N型MOS管NM1的开启点循环到第12个时间点时，后面还有13、14、15、16四个时间点，但是系统会进行识别，强制都在第12个时间点开启第一N型MOS管NM1，也就是受变压器T以及外部开关开关功率管等外部器件寄生参数变化导致负半波时间减小的影响，所述控制系统00会强制的让第一N型MOS管NM1在第12个时间点工作5次。这样就导致了第一N型MOS管NM1的开启出现了断续的情况，解决这种问题只能将负半波t5至t7时间段减小，但是这样又会出现频率抖动的幅度变小的问题，这是我们所不需要的。
为了解决上述问题，本发明提出了实施例二，通过所述实施例二就可以解决这一问题。图8为本发明核心控制方式的实施例二。实施例二与实施例一之间的区别在与实施例二中多出了一个半波时间检测模块0111，该模块的主要作用用于时时检测第一N型MOS管NM1漏极在变压器T励磁结束后的振荡周期，所述半波时间检测模块0111，的输入端连接至第三输入端vi3，所述第三输入端vi3的信号输入为所述负半波检测器0101的输出信号，所述半波时间检测模块0111检测出所述半波选择器0101的输出信号(方波信号)的负脉宽时间变化量，用于控制所述可变延时模块0103中的可变基准电压01031，通过半波时间检测模块0111检测出的负半波时间变化量与所述周期循环技术模块0105的共同作用，所述电流源I1的输出电流就会正比与所述半波时间检测模块0111检测出的负半波时间变化量，以及正比于所述周期循环技术模块0105的连续变化量，从而得到了在第四电阻R4上得到了第三基准电压，该电压的电话正比于第一电流源I1的输出电流。因为所述图7中在负半波t5至t7时间段内如果要包含全部时间点，即上述假设的16个时间点，意味着第二电流源I2为第二电容c2的所有充电时间一定都要小于t5至t7时间段，只有这样才能保证所述图7中在负半波t5至t7时间段囊括所有时间点，才不会出现第一N型MOS管NM1断续开启的情况。第二电流源I2为第二电容c2的充电时间存在以下关系：
I2t＝V3C2
因I2是所述第二基准电流源的流出电流，是固定值，c2是所述第二电容的电容值，是固定值，V3是由所述第一可变基准电流源I1流出的电流在第四电阻R4上产生的基准电压，因此第二电流源I2为第二电容c2的所有充电时间t与v3、c2成正比，与I2成反比，因而通过控制v3，就可以控制所述充电时间t的大小，最大的第三基准电压的最大值对应了所述充电时间t的最大时间。只要所述充电时间t的最大时间小于所述图7中的t5至t7时间段，就可以保证第一N型MOS管NM1不会出现断续开启的情况。更进一步的描述，所述半波时间检测模块0111可以间接控制第三基准电压的最大值，即，第三基准电压的最大值与半波时间成正比，这样通过所述半波时间检测模块0111的作用，外部变压器T以及外部开关开关功率管等外部器件寄生参数的变化都可以体现在第三基准电压大小上，无论外部寄生参数如何变化，都不会出现第一N型MOS管NM1工作与断续开启的情况。
本发明的实施方式不限于此，按照本发明的上述内容，利用本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述基本技术思想前提下，本发明还可以做出其它多种形式的修改、替换或变更，均落在本发明权利保护范围之内。

Claims (9)

1.一种波谷导通控制电路，包括负半波检测器和频率振荡器，频率振荡器，用于向控制器的内部电路模块提供时钟信号，其特征在于：还包括半波选择器、内部频率振荡器、周期循环计数器和可变延时器，
所述周期循环计数器，接收频率振荡器的时钟信号，以为可变延时器提供周期循环变化的控制信号，用于频率抖动控制；
所述负半波检测器，用于通过电压信号反馈引脚VS，检测变压器T在原边绕组Np励磁电感消磁结束后的电压振荡的负半波波形，并转换为方波信号，提供给半波选择器；
所述半波选择器，用于接收负半波检测器的方波信号和频率振荡器的时钟信号，从频率振荡器发出的时钟同步信号开始选择其后的负半波逻辑信号，选择出来的第一个负半波信号的开始点就是频率抖动控制的起点，并将起点提供给可变延时器；
所述可变延时器，用于接收半波选择器所确定的频率抖动控制的起点，作为可变延时器工作的开启点；并接收周期循环计数器的周期循环变化的控制信号，来周期地改变在第一个负半波信号内选定的时间点，由此决定频率抖动的幅度大小，并在选定的时间点输出负窄脉冲，用以周期循环变化地控制第一N型MOS管的开启。
2.根据权利要求1所述的波谷导通控制电路，其特征在于：所述可变延时器，包括：可变基准电压、电源端VCC、接地端、第一电流源I1、第二电流源I2、第四电阻R4、第二N型MOS管MN2、第二电容C2、比较器COMP、输出端Vo，可变基准电压的输入端连接至所述周期循环计数器0105的输出端，可变基准电压的输出连接至第一电流源I1的输入端，第一电流源I1的第二输入端连接至电源端VCC，第一电流源I1的输出经第四电阻R4接地；第一电流源I1的输出还连接至比较器的同相输入端；比较器的反相输入端分别连接第二电流源的输出端第二电容C2的一端及第二N型MOS管的漏极，第二电流源I2的输入端连接到电源端VCC；第二电容C2的另一端接地；第二N型MOS管的栅极连接到第一输入端Vi1，第二N型MOS管的源极接地；比较器的输出端引出作为可变延时器的输出端，用于连接到第一驱动器0106的输入端。
3.根据权利要求2所述的波谷导通控制电路，其特征在于：所述可变延时器，还包括半波时间检测模块，用于实时检测半波选择器的方波信号的负脉宽时间变化量，来控制可变延时模块中的可变基准电压，使第一电流源I1输出电流正比于半波时间检测模块所检测的负半波时间变化量，从而在第四电阻R4上得到正比于第一电流源I1输出电流的第三基准电压v3，以通过第三基准电压与半波时间检测模块输出的低电平时间长度成正比，来屏蔽外部寄生参数变化的影响。
4.一种波谷导通控制方法，包括如下步骤，
通过频率振荡器向控制器的内部电路模块提供时钟信号；
通过周期循环计数器接收频率振荡器的时钟信号，以为可变延时器提供周期循环变化的控制信号，用于频率抖动控制；
通过电压信号反馈引脚VS，检测变压器T在原边绕组Np励磁电感消磁结束后的电压振荡的负半波波形，并转换为方波信号，提供给半波选择器；
通过半波选择器接收方波信号和频率振荡器的时钟信号，从频率振荡器发出的时钟同步信号开始选择其后的负半波逻辑信号，选择出来的第一个负半波信号的开始点就是频率抖动控制的起点，并将起点提供给可变延时器；
通过可变延时器接收半波选择器所确定的频率抖动控制的起点，作为可变延时器工作的开启点；并接收周期循环计数器的周期循环变化的控制信号，来周期地改变在第一个负半波信号内选定的时间点，由此决定频率抖动的幅度大小，并在选定的时间点输出负窄脉冲，用以周期循环变化地控制第一N型MOS管的开启。
5.根据权利要求4所述的波谷导通控制方法，其特征在于：所述频率振荡器的时钟同步信号，为频率振荡器输出的上升沿。
6.根据权利要求4所述的波谷导通控制方法，其特征在于：所述周期循环计数器的周期循环变化的控制信号，为低频可变的控制信号；低频可变控制信号的低频频率为125Hz左右。
7.一种波谷导通控制电路，包括负半波检测器、第一驱动器、RS触发器、PWM检测、第二驱动器，第一驱动器的输出连接至RS触发器的S输入端，RS触发器的R输入端连接至PWM检测的输出端，RS触发器的输出端连接至第二驱动器的输入端，PWM检测的输入端连接至控制器的电流信号采样引脚CS，而第二驱动器的输出端连接至控制器的驱动引脚VG，其特征在于：还包括半波选择器、内部频率振荡器、周期循环计数器和可变延时器，
所述周期循环计数器，接收频率振荡器的时钟信号，以为可变延时器提供周期循环变化的控制信号，用于频率抖动控制；
所述负半波检测器，用于通过电压信号反馈引脚VS，检测变压器T在原边绕组Np励磁电感消磁结束后的电压振荡的负半波波形，并转换为方波信号，提供给半波选择器；
所述半波选择器，用于接收负半波检测器的方波信号和频率振荡器的时钟信号，经两信号的叠加后以频率振荡器的时钟同步信号得到频率抖动控制的起点，并将起点提供给可变延时器；
所述可变延时器，用于接收半波选择器所确定的频率抖动控制的起点，作为可变延时器工作的开启点，来选定其后的负半波为可变延时器工作的第一个负半波信号，由此决定频率抖动的幅度大小；并接收周期循环计数器的周期循环变化的控制信号，来周期地改变在第一个负半波信号内选定的时间点所输出的负窄脉冲，用以周期循环变化地控制第一N型MOS管的开启。
8.根据权利要求7所述的波谷导通控制电路，其特征在于：所述可变延时器，包括：可变基准电压、电源端VCC、接地端、第一电流源I1、第二电流源I2、第四电阻R4、第二N型MOS管MN2、第二电容C2、比较器COMP、输出端Vo，可变基准电压的输入端连接至所述周期循环计数器0105的输出端，可变基准电压的输出连接至第一电流源I1的输入端，第一电流源I1的第二输入端连接至电源端VCC，第一电流源I1的输出经第四电阻R4接地；第一电流源I1的输出还连接至比较器的同相输入端；比较器的反相输入端分别连接第二电流源的输出端第二电容C2的一端及第二N型MOS管的漏极，第二电流源I2的输入端连接到电源端VCC；第二电容C2的另一端接地；第二N型MOS管的栅极连接到第一输入端Vi1，第二N型MOS管的源极接地；比较器的输出端引出作为可变延时器的输出端，用于连接到第一驱动器0106的输入端。
9.根据权利要求8所述的波谷导通控制电路，其特征在于：所述可变延时器，还包括半波时间检测模块，用于时时检测半波选择器的方波信号的负脉宽时间变化量，来控制可变延时模块中的可变基准电压，使第一电流源I1输出电流正比于半波时间检测模块所检测的负半波时间变化量，从而在第四电阻R4上得到正比于第一电流源I1输出电流的第三基准电压v3，以通过第三基准电压与半波时间检测模块输出的低电平时间长度成正比，来屏蔽外部寄生参数变化的影响。
CN201610061154.0A 2016-01-29 2016-01-29 波谷导通控制电路及其控制方法 Active CN105577004B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201610061154.0A CN105577004B (zh) 2016-01-29 2016-01-29 波谷导通控制电路及其控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201610061154.0A CN105577004B (zh) 2016-01-29 2016-01-29 波谷导通控制电路及其控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN105577004A true CN105577004A (zh) 2016-05-11
CN105577004B CN105577004B (zh) 2018-08-28

Family

ID=55886789

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201610061154.0A Active CN105577004B (zh) 2016-01-29 2016-01-29 波谷导通控制电路及其控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN105577004B (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110690815A (zh) * 2018-07-04 2020-01-14 群光电能科技股份有限公司 混模式升压型功因校正转换器
CN111884494A (zh) * 2020-07-23 2020-11-03 成都启臣微电子股份有限公司 一种带补偿功能的准谐振谷底导通电路

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0711027A1 (en) * 1994-11-03 1996-05-08 Vlt Corporation Switch control in quantized power converters
CN102891603A (zh) * 2011-07-18 2013-01-23 芯瑞科技股份有限公司 电源控制器与控制方法
CN205544980U (zh) * 2016-01-29 2016-08-31 深圳南云微电子有限公司 波谷导通控制电路

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0711027A1 (en) * 1994-11-03 1996-05-08 Vlt Corporation Switch control in quantized power converters
CN102891603A (zh) * 2011-07-18 2013-01-23 芯瑞科技股份有限公司 电源控制器与控制方法
CN205544980U (zh) * 2016-01-29 2016-08-31 深圳南云微电子有限公司 波谷导通控制电路

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110690815A (zh) * 2018-07-04 2020-01-14 群光电能科技股份有限公司 混模式升压型功因校正转换器
CN110690815B (zh) * 2018-07-04 2021-11-12 群光电能科技股份有限公司 混模式升压型功因校正转换器
CN111884494A (zh) * 2020-07-23 2020-11-03 成都启臣微电子股份有限公司 一种带补偿功能的准谐振谷底导通电路
CN111884494B (zh) * 2020-07-23 2021-11-12 成都启臣微电子股份有限公司 一种带补偿功能的准谐振谷底导通电路

Also Published As

Publication number Publication date
CN105577004B (zh) 2018-08-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN103795260B (zh) 一种非互补反激有源钳位变换器
US8643407B2 (en) High temperature half bridge gate driver
CN102882377B (zh) 一种同步整流控制方法及其同步整流控制电路
US10797583B2 (en) Secondary winding sense for hard switch detection
US9780695B2 (en) Control method of inverter circuit
US7957161B2 (en) Power converters
JP6069958B2 (ja) スイッチング電源装置
US7138791B2 (en) Logic controlled high voltage resonant switching power supply
CN101356733A (zh) 三角波发生电路、发生方法、以及使用了它的逆变器、发光装置、液晶电视
CN103066823A (zh) 一种开关电源控制器和控制方法
CN109067206B (zh) 一种ac-dc电源及其同步整流管的控制电路
CN103929048A (zh) 一种开关电源的过零检测电路
CN205544980U (zh) 波谷导通控制电路
CN105577004A (zh) 波谷导通控制电路及其控制方法
CN101789701B (zh) 柔性切换式功率转换器
CN112953198B (zh) 开关电源控制器及其控制方法
JP6171825B2 (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータ
EP3447890B1 (en) Reconfigurable line modulated resonant converter
CN113193771B (zh) 一种全桥同步整流电路的最小开启时间自适应电路及方法
CN113938048A (zh) 一种波峰波谷开通控制方法及控制器
CN113541501A (zh) 一种反激式开关电源及提高其转换效率的控制方法、电路
Wei et al. A novel approach for achieving ZVS operation in class-D ZVS inverter
CN112468006A (zh) 反激式开关电源谐振emi优化电路及方法
CN110752836B (zh) 信号控制电路及驱动信号产生电路
US11863075B2 (en) Multi-phase boost converting apparatus with passive lossless snubber

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant