CN105576795A - 基于有源嵌位软开关电源的电力超级电容均压装置及方法 - Google Patents

Abstract

基于有源嵌位软开关电源的电力超级电容均压装置及方法，涉及电力超级电容器均压控制领域。解决了现有超级电容均压技术中存在能量转移慢和不适用于电力超级电容器的问题。中央控制器采用由一个CPU以及通讯模块与开关管驱动模块等组成的控制系统实现，通过控制超级电容电压采样单元采集每个超级电容单体的电压，并计算超级电容组的电压平均值；断第p个超级电容单体电压是否满足V_p<V_average，是，则控制与其相连的有源嵌位开关电源打开，此时第p个超级电容单体电压升高，其他超级电容单体电压下降；循环执行上述过程，直至每个超级电容单体电压都满足V_average-△V<V_j<V_average+△V，1≤j≤n，△V为系统允许的超级电容单体端电压偏差值，系统完成均压任务。

Description

基于有源嵌位软开关电源的电力超级电容均压装置及方法

技术领域

本发明涉及电力超级电容器均压控制领域。

背景技术

电力超级电容器被广泛的应用在微电网，以及各种电力变换领域。电力超级电容器容值较大一般在3000F以上，具有优于蓄电池的功率密度以及使用寿命，但是超级电容单体电压一般都比较低，最大单体电压一般在2.7V左右，如果高于该值，会对超级电容器产生不可逆转的损害。

由于超级电容低单体电压特性，而电力应用时需要超级电容组电压比较高，这是就需要将超级电容器串联起来使用。由于超级电容器原理是基于双电层理论的，填充在双电层之间的电解液很难保证超级电容单体容值相等，这样在串联使用时，不同容值的超级电容器就会带来不同的端电压，就会出现端电压有低有高的情况。超级电容电压低对超级电容影响不大，但是如果超级电容电压高，会是超级电容电解液电解，以及发生化学反应，严重影响超级电容寿命。

超级电容均衡电路的出现，正是为了解决超级电容电压均衡问题。目前普遍采用的均衡策略是被动式采用电阻放电的形式，将电压高的单体能量通过放电电阻释放掉，该方式不但效率低，而且均衡速度很慢，一般用在小容量超级电容器上，不适合应用在电力超级电容器中。还有人提出了一些采用电感、电容以及开关管进行的超级电容均衡技术，但是这些技术能量转移慢，一般用在小容量超级电容器上，同样不适合应用在电力超级电容器中。所以急需一种均衡速度快，而且均衡效率高的超级电容均衡策略。

发明内容

本发明为了解决现有超级电容均压技术中存在能量转移慢和不适用于电力超级电容器的问题，提出了基于有源嵌位软开关电源的电力超级电容均压装置及方法。

基于有源嵌位软开关电源的电力超级电容均压装置包括中央控制器、n个有源嵌位开关电源、超级电容组电压Vc转24V开关电源、超级电容组和超级电容电压采样电路，所述超级电容组由n个超级电容单体组成，所述超级电容电压采样电路对超级电容组的超级电容单体电压进行采集，超级电容电压采样电路的电压信号输出端与中央控制器的电压信号输入端连接，中央控制器的控制信号输出端与n个有源嵌位开关电源的控制信号输入端连接，每个有源嵌位开关电源的充电信号输出端与一个超级电容单体的充电信号输入端连接，超级电容组电压Vc转24V开关电源为n个有源嵌位开关电源供电。

基于有源嵌位软开关电源的电力超级电容均压方法，它是基于下述装置实现的，所述装置包括中央控制器、n个有源嵌位开关电源、超级电容组电压Vc转24V开关电源、超级电容组和超级电容电压采样电路，所述超级电容组由n个超级电容单体组成，所述超级电容电压采样电路对超级电容组的超级电容单体电压进行采集，超级电容电压采样电路的电压信号输出端与中央控制器的电压信号输入端连接，中央控制器的控制信号输出端与n个有源嵌位开关电源的控制信号输入端连接，每个有源嵌位开关电源的充电信号输出端与一个超级电容单体的充电信号输入端连接，超级电容组电压Vc转24V开关电源为n个有源嵌位开关电源供电；

所述方法为：

步骤一、中央控制器通过控制超级电容电压采样电路采集到每个超级电容单体的电压V_p，1≤p≤n，获得超级电容组的电压平均值V_average；

步骤二、判断第p个超级电容单体电压是否满足V_p＜V_average，是，则控制与其相连的有源嵌位开关电源打开，此时第p个超级电容单体电压升高，其他超级电容单体电压下降；

步骤三、循环执行步骤一和步骤二，直至每个超级电容单体电压都满足V_average-△V＜V_j＜V_average+△V，1≤j≤n，△V为系统允许的超级电容单体端电压偏差值，系统完成均压任务。

有益效果：本发明提出的基于有源嵌位软开关电源的电力超级电容均压装置及方法中，由于有源嵌位开关电源输出电流比较大，达到20A，所以可以为大容量超级电容提供均衡电源，均衡速度快，可用于充电过程中的均衡；并且由于有源嵌位开关电源采用新型软开关技术，效率非常高，提升了整个系统均衡效率。另外，本发明采用模块化设计，使系统便于集成与维护。

附图说明

图1为具体实施方式一所述的基于有源嵌位软开关电源的电力超级电容均压装置的原理示意图；

图2为具体实施方式二所述的有源嵌位开关电源2的拓扑结构电路图；

图3为具体实施方式五所述的有源嵌位开关电源2的控制原理图；

图4为具体实施方式六所述的有源嵌位开关电源2的工作时序波形图；

图5为阶段1电路工作电流流向图；

图6为阶段2电路工作电流流向图；

图7为阶段3电路工作电流流向图；

图8为阶段4电路工作电流流向图；

图9和图10为阶段5电路工作电流流向图；

图11为阶段6电路工作电流流向图；

图12和图13为阶段7电路工作电流流向图；

图14为阶段8电路工作电流流向图。

具体实施方式

具体实施方式一、结合图1说明本具体实施方式，本具体实施方式所述的基于有源嵌位软开关电源的电力超级电容均压装置包括中央控制器1、n个有源嵌位开关电源2、超级电容组电压Vc转24V开关电源3、超级电容组4和超级电容电压采样电路5，所述超级电容组4由n个超级电容单体组成，所述超级电容电压采样电路5对超级电容组4的超级电容单体电压进行采集，超级电容电压采样电路5的电压信号输出端与中央控制器1的电压信号输入端连接，中央控制器1的控制信号输出端与n个有源嵌位开关电源2的控制信号输入端连接，每个有源嵌位开关电源2的充电信号输出端与一个超级电容单体的充电信号输入端连接，超级电容组4电压Vc转24V开关电源3为n个有源嵌位开关电源2供电。

本实施方式中所述的中央控制器1采用由一个CPU以及通讯模块与开关管驱动模块等组成的控制系统实现，通过控制超级电容电压采样单元5采集每个超级电容单体的电压，并计算超级电容组4的电压平均值；断第p个超级电容单体电压是否满足V_p＜V_average，是，则控制与其相连的有源嵌位开关电源2打开，此时第p个超级电容单体电压升高，其他超级电容单体电压下降；循环执行上述过程，直至每个超级电容单体电压都满足V_average-△V＜V_j＜V_average+△V，1≤j≤n，△V为系统允许的超级电容单体端电压偏差值，系统完成均压任务。

具体实施方式二、根据权利要求1所述的基于有源嵌位软开关电源的电力超级电容均压装置，其特征在于，所述有源嵌位开关电源2的拓扑电路采用同步整流方式，该拓扑电路包括24V恒压源V_in、流控电流源i₃/k、压控电压源kV₁、激磁电感L_m、一次侧漏感L_r、二次侧漏感L_sr、滤波电感L₀、主开关管S₁、有源嵌位辅助开关管S₂、第一同步整流开关管S₃、第二同步整流开关管S₄、滤波开关管S₅、第一体二极管D₁、第二体二极管D₂、第三体二极管D₃、第四体二极管D₄、第五体二极管D₅、第一电容C_r、第二电容C₂、第三电容C₃、第四电容C₄、第五电容C₅、有源嵌位电容C_L、滤波电容C₀和负载电阻R_L，其中等效变压器一次侧等效为激磁电感L_m和流控电流源i₃/k并联然后与一次侧漏感L_r串联结构，等效变压器二次侧等效为压控电压源kV₁与二次侧漏感L_sr串联结构，k为变压器一次侧线圈n₁与二次侧线圈n₂的匝数之比；

所述24V恒压源V_in的正极与一次侧漏感L_r的一端连接，一次侧漏感L_r的另一端与激磁电感L_m的一端连接，激磁电感L_m的另一端同时与有源嵌位电容C_L的一端、主开关管S₁的漏极、第一体二极管D₁的阴极和第一电容C_r的一端连接，有源嵌位电容C_L的另一端同时与第二电容C₂的一端、第二体二极管D₂的阳极、有源嵌位辅助开关管S₂的源极连接，第二电容C₂的另一端同时与24V恒压源V_in的负极、第二体二极管D₂的阴极、有源嵌位辅助开关管S₂的漏极、主开关管S₁的源极、第一体二极管D₁的阳极和第一电容C_r的另一端连接，流控电流源i₃/k与激磁电感L_m并联，

压控电压源kV₁的正极与二次侧漏感L_sr的一端连接，二次侧漏感L_sr的另一端同时与滤波开关管S₅的漏极、第五体二极管D₅的阴极、第五电容C₅的一端和滤波电感L₀的一端连接，滤波电感L₀的另一端同时与滤波电容C₀的一端和负载电阻R_L的一端连接，负载电阻R_L的另一端同时与滤波电容C₀的另一端、滤波开关管S₅的源极、第五体二极管D₅的阳极、第五电容C₅的另一端、第四电容C₄的一端、第二同步整流开关管S₄的漏极和第四体二极管D₄的阴极连接，第四电容C₄的另一端同时与第四体二极管D₄的阳极、第二同步整流开关管S₄的源极、第一同步整流开关管S₃的源极、第三体二极管D₃的阳极和第三电容C₃的一端连接，第三电容C₃的另一端同时与第一同步整流开关管S₃的漏极、第三体二极管D₃的阴极和压控电压源kV₁的负极连接。

本实施方式中所述的有源嵌位开关电源2工作方式为电流闭环，正常工作在恒流源模式，但是需要有硬件过压保护，防止软件过压保护失效时使超级电容电压升高出现过度均压情况。

具体实施方式三、基于有源嵌位软开关电源的电力超级电容均压方法，它是基于下述装置实现的，所述装置包括中央控制器1、n个有源嵌位开关电源2、超级电容组电压Vc转24V开关电源3、超级电容组4和超级电容电压采样电路5，所述超级电容组4由n个超级电容单体组成，所述超级电容电压采样电路5对超级电容组4的超级电容单体电压进行采集，超级电容电压采样电路5的电压信号输出端与中央控制器1的电压信号输入端连接，中央控制器1的控制信号输出端与n个有源嵌位开关电源2的控制信号输入端连接，每个有源嵌位开关电源2的充电信号输出端与一个超级电容单体的充电信号输入端连接，超级电容组4电压Vc转24V开关电源3为n个有源嵌位开关电源2供电；

其特征在于，所述方法为：

步骤一、中央控制器1通过控制超级电容电压采样电路5采集到每个超级电容单体的电压V_p，1≤p≤n，获得超级电容组4的电压平均值V_average；

步骤二、判断第p个超级电容单体电压是否满足V_p＜V_average，是，则控制与其相连的有源嵌位开关电源2打开，此时第p个超级电容单体电压升高，其他超级电容单体电压下降；

步骤三、循环执行步骤一和步骤二，直至每个超级电容单体电压都满足V_average-△V＜V_j＜V_average+△V，1≤j≤n，△V为系统允许的超级电容单体端电压偏差值，系统完成均压任务。

具体实施方式四、根据权利要求3所述的基于有源嵌位软开关电源的电力超级电容均压方法，其特征在于，所述有源嵌位开关电源2的拓扑电路采用同步整流方式，该拓扑电路包括24V恒压源V_in、流控电流源i₃/k、压控电压源kV₁、激磁电感L_m、一次侧漏感L_r、二次侧漏感L_sr、滤波电感L₀、主开关管S₁、有源嵌位辅助开关管S₂、第一同步整流开关管S₃、第二同步整流开关管S₄、滤波开关管S₅、第一体二极管D₁、第二体二极管D₂、第三体二极管D₃、第四体二极管D₄、第五体二极管D₅、第一电容C_r、第二电容C₂、第三电容C₃、第四电容C₄、第五电容C₅、有源嵌位电容C_L、滤波电容C₀和负载电阻R_L，其中等效变压器一次侧等效为激磁电感L_m和流控电流源i₃/k并联然后与一次侧漏感L_r串联结构，等效变压器二次侧等效为压控电压源kV₁与二次侧漏感L_sr串联结构，k为变压器一次侧线圈n₁与二次侧线圈n₂的匝数之比；

所述24V恒压源V_in的正极与一次侧漏感L_r的一端连接，一次侧漏感L_r的另一端与激磁电感L_m的一端连接，激磁电感L_m的另一端同时与有源嵌位电容C_L的一端、主开关管S₁的漏极、第一体二极管D₁的阴极和第一电容C_r的一端连接，有源嵌位电容C_L的另一端同时与第二电容C₂的一端、第二体二极管D₂的阳极、有源嵌位辅助开关管S₂的源极连接，第二电容C₂的另一端同时与24V恒压源V_in的负极、第二体二极管D₂的阴极、有源嵌位辅助开关管S₂的漏极、主开关管S₁的源极、第一体二极管D₁的阳极和第一电容C_r的另一端连接，流控电流源i₃/k与激磁电感L_m并联，

压控电压源kV₁的正极与二次侧漏感L_sr的一端连接，二次侧漏感L_sr的另一端同时与滤波开关管S₅的漏极、第五体二极管D₅的阴极、第五电容C₅的一端和滤波电感L₀的一端连接，滤波电感L₀的另一端同时与滤波电容C₀的一端和负载电阻R_L的一端连接，负载电阻R_L的另一端同时与滤波电容C₀的另一端、滤波开关管S₅的源极、第五体二极管D₅的阳极、第五电容C₅的另一端、第四电容C₄的一端、第二同步整流开关管S₄的漏极和第四体二极管D₄的阴极连接，第四电容C₄的另一端同时与第四体二极管D₄的阳极、第二同步整流开关管S₄的源极、第一同步整流开关管S₃的源极、第三体二极管D₃的阳极和第三电容C₃的一端连接，第三电容C₃的另一端同时与第一同步整流开关管S₃的漏极、第三体二极管D₃的阴极和压控电压源kV₁的负极连接。

具体实施方式五、根据权利要求4所述的基于有源嵌位软开关电源的电力超级电容均压方法，其特征在于，所述有源嵌位开关电源2工作方式为电流闭环，正常工作在恒流源模式，超级电容单体电压经过低通滤波器滤波后与电压保护值进行比较，当中央控制器1输出的控制信号为允许有源嵌位开关电源2工作，且超级电容单体电压低于电压保护值时，电流给定值为电流给定I；当中央控制器1输出的控制信号为允许有源嵌位开关电源2工作，且超级电容单体电压高于电压保护值时，电流给定值为0；电流给定值与充电电流反馈值进行减法运算，经过PI电流调节器，最后将输出结果发送至PWM脉冲生成单元，所述PWM脉冲生成单元产生的PMW脉冲信号用于控制有源嵌位开关电源2的开关状态。

具体实施方式六、根据权利要求5所述的基于有源嵌位软开关电源的电力超级电容均压方法，其特征在于，所述有源嵌位开关电源2工作中的每一个周期时序分为八个阶段，

阶段1：

主开关管S₁、第一同步整流开关管S₃和第二同步整流开关管S₄开通，电流i₃和电流i₄完成换流，起始时刻t₀时激磁电感L_m两端电压为：

$V_1=\frac{L_m}{L_m+L_r}{V}_{in}\&ap;V_{in},(L_r<<L_m);$

滤波电感L₀两端电压为：

$v_{Lo}=\frac{L_o}{L_o+L_{sr}}(\frac{V_1}{k}-V_o)\&ap;\frac{V_{in}}{k}-V_o,(L_{sr}<<L_o);$

此时能量由一次侧传递至二次侧，一次侧电流为：

$i_L\left(t\right)=\frac{V_{in}/n-V_o}{L_o}t+i_L\left(t_0\right)=i_3\left(t\right);$

二次侧电流为：

$i_1\left(t\right)=\frac{V_{in}}{L_m+L_r}t+i_m\left(t_0\right)+\frac{i_L\left(t\right)}{k}=i_{Lr}\left(t\right);$

其中，

$i_L\left(t_0\right)=I_o-\frac{{\mathrm{\&Delta;i}}_L}{2}=I_o-\frac{V_{in}/k-V_o}{2L_o}{\mathrm{DT}}_S;$

$i_1\left(t\right)=-\frac{{\mathrm{\&Delta;i}}_m}{2}=-\frac{V_{in}}{2(L_m+L_r)}{\mathrm{DT}}_S;$

△i_L为电流i_L增量，△i_m为励磁电流i_m增量，D为PWM占空比，T_S为PWM周期；

阶段2：

t₁时刻，主开关管S₁关断，电流i₁对第一电容C_r充电，第一电容C_r两端电压达到V_in前，激磁电感L_m两端的电压一直为正，流经激磁电感L_m的励磁电流i_m继续增加，由于第一电容C_r两端电压达到V_in所用时间非常短，忽略励磁电流i_m在此时间段内的增量，同时电流i_CL对第二电容C₂充电，若C₂＝C_r＝C_S＜＜C_L，其中，C_S表示电容值，则第一电容C_r两端电压为：

$v_{cr}\left(t\right)=\frac{i_{Lr}\left(t_1\right)}{2C_S}t;$

其中，

$i_{Lr}\left(t_1\right)=\frac{V_{in}}{2(L_m+L_r)}{\mathrm{DT}}_S+\frac{1}{k}(I_o+\frac{V_{in}/n-V_o}{2L_o}{\mathrm{DT}}_S);$

当忽略电流i₃在此时间段内的增量，则电流i₃为

$i_3=I_o+\frac{V_{in}/k-V_o}{2L_o}{\mathrm{DT}}_S;$

阶段3：

t₂时刻，当第一电容C_r两端电压v_cr达到V_in时，激磁电感L_m两端电压为负，电流i₃开始减小，电流i₄开始增大，电流i₄对第五电容C₅放电，由于第五电容C₅的容抗很小，而且电流i₄的电流值很大，因此忽略放电时间，电流i₄对第五电容C₅放电结束后，第五体二极管D₅导通，在忽略二次侧漏感L_sr压降情况下，激磁电感L_m两端电压V₁被钳位为零，此时一次侧漏感L_r与C₂＝C_r＝C_S谐振，则：

$i_{Lr}\left(t\right)=i_{Lr}\left(t_2\right)\&CenterDot;cos\left(\sqrt{\frac{1}{2L_r{C}_s}}t\right);$

$v_{cr}\left(t\right)=i_{Lr}\left(t_2\right)\&CenterDot;\sqrt{\frac{L_r}{2C_s}}\&CenterDot;sin\left(\sqrt{\frac{1}{2L_r{C}_s}}t\right)+V_{in};$

忽略阶段2中电流i₃的增加量时，i_Lr(t₁)≈i_Lr(t₂)，该阶段在第一电容C_r两端电压v_cr增加到V_in/(1-D)时结束，此时第二电容C₂两端电压v_s2为零；

阶段4：

t₃时刻，由于v_s2＝0，并且电流i_Lr(t)不能突变，所以此时第二体二极管D₂导通，同时第一电容C_r两端电压v_cr(t)＝V_in/(1-D)被钳位，此时电流i₁＝0，由于第二体二极管D₂导通，有源嵌位辅助开关管S₂零电压开通，此时第一同步整流开关管S₃关闭，同时由于第五体二极管D₅的钳位作用，滤波开关管S₅零电压开通，此时，电流i₄流经滤波开关管S₅，电流i₃流经第三体二极管D₃和第四体二极管D₄，由于v_cr(t)-V_in＝DV_in/(1-D)加在一次侧漏感L_r两端，此时电流i_Lr下降，则：

$i_{Lr}\left(t\right)=i_{Lr}\left(t_3\right)-\frac{{\mathrm{DV}}_{in}/(1-D)}{L_r}t;$

电流i_Lr(t₃)根据阶段3时一次侧漏感L_r中的能量转移到C₂＝C_r＝C_S中，使第一电容C_r两端升高的电压为DV_in/(1-D)，则：

$i_{Lr}\left(t_3\right)=\sqrt{i_{Lr}\left(t_2\right)-\frac{2C_s{D}^2{V_{in}}^2/{(1-D)}^2}{L_r}};$

阶段5：

t₄时刻，电流i₃和电流i₄换流结束，由于第二体二极管D₂的钳位作用，有源嵌位辅助开关管S₂零电压开通，由于换流结束，所以第二同步整流开关管S₄零电流关断，此时，钳位电压v_cL＝DV_in/(1-D)加在激磁电感L_m和一次侧漏感L_r的串联电路两端，同时，滤波电感L₀两端电压为-V₀，则：

$i_{Lr}\left(t\right)=i_m\left(t\right)=-\frac{v_{cL}}{L_m+L_r}t+i_m\left(t_4\right);$

$i_L\left(t\right)=-\frac{V_o}{L_o}t+i_L\left(t_4\right);$

由于有源嵌位辅助开关管S₂并联的第二体二极管D₂在电流i_m下降到零之前导通，所以有源嵌位辅助开关管S₂能够实现软开关，由于从第二体二极管D₂导通到电流i_m下降到零时间比较长，所以有源嵌位辅助开关管S₂比较容易实现软开关；

阶段6：

t₅时刻，有源嵌位辅助开关管S₂关断，在有源嵌位辅助开关管S₂关断前，电流i_m为负，由于有源嵌位辅助开关管S₂继续导通，电流i_m反方向增大，将t＝(1-D)T和 $i_m\left(t_4\right)\&ap;\frac{V_{in}}{2(L_m+L_r)}{\mathrm{DT}}_S$ 代入阶段5中的公式 $i_{Lr}\left(t\right)=i_m\left(t\right)=-\frac{v_{cL}}{L_m+L_r}t+i_m\left(t_4\right)$ 中，获得：

$i_m\left(t_5\right)=i_{Lr}\left(t_5\right)\&ap;-\frac{V_{in}}{2(L_m+L_r)}{\mathrm{DT}}_S;$

由于有源嵌位辅助开关管S₂关断，此时电流i_CL将一半电流转移到i₁为第一电容C_r放电，另一半为第二电容C₂反向充电，即此时激磁电感L_m和一次侧漏感L_r的串联电路与C₂＝C_r＝C_S谐振，则：

$i_{Lr}\left(t\right)=i_{Lr}\left(t_5\right)\&CenterDot;cos\left(\sqrt{\frac{1}{2(L_r+L_m)C_S}}t\right);$

$v_{cr}\left(t\right)=i_{Lr}\left(t_5\right)\sqrt{\frac{L_r+L_m}{2C_S}}\&CenterDot;sin\left(\sqrt{\frac{1}{2(L_r+L_m)C_S}}t\right);$

阶段7：

t₆时刻，第一电容C_r两端电压降为零，且第一体二极管D₁导通，此时激磁电感L_m和一次侧漏感L_r的串联电路与C₂＝C_r＝C_S仍处于谐振阶段，由于第一体二极管D₁导通，主开关管S₁零电压开通，同时第一同步整流开关管S₃开通，第二同步整流开关管S₄和滤波开关管S₅关断，电流i₃＝0，二次侧没有电流感应到一次侧，电流i₄转移到第五体二极管D₅中；滤波开关管S₅关闭是防止在第二同步整流开关管S₄开通时出现二次侧线圈短路，由于滤波开关管S₅在零电压情况下关闭，属于软开关关闭；

阶段8：

t₇时刻，第二同步整流开关管S₄开通，电流i₃和电流i₄换流，换流期间电流i₃中电流感生到一次侧形成流控电流源i₃/k，此时一次侧电压V₁加在二次侧漏感L_sr两端，则：

$L_{sr}\frac{{\mathrm{di}}_3\left(t\right)}{dt}=\frac{V_1}{k};$

在电流i₃和电流i₄换流结束后开始下一周期时序并循环以上八个阶段。

此阶段在电源电压一点的情况下(不清楚此处“一点”所表达的含义)，电流i₃和电流i₄的换流速度取决于二次侧漏感L_sr，电感值越小换流速度越快，此时占空比丢失就越小，但是第二同步整流开关管S₄损耗会变大，因为在第二同步整流开关管S₄开通时，二次侧漏感L_sr为第二同步整流开关管S₄创造了近似零电流开通环境，而且二次侧漏感L_sr越大越近似于零电流开通，所以在设计时需衡量考虑。

Claims (6)

1.基于有源嵌位软开关电源的电力超级电容均压装置，其特征在于，它包括中央控制器(1)、n个有源嵌位开关电源(2)、超级电容组电压Vc转24V开关电源(3)、超级电容组(4)和超级电容电压采样电路(5)，所述超级电容组(4)由n个超级电容单体组成，所述超级电容电压采样电路(5)对超级电容组(4)的超级电容单体电压进行采集，超级电容电压采样电路(5)的电压信号输出端与中央控制器(1)的电压信号输入端连接，中央控制器(1)的控制信号输出端与n个有源嵌位开关电源(2)的控制信号输入端连接，每个有源嵌位开关电源(2)的充电信号输出端与一个超级电容单体的充电信号输入端连接，超级电容组(4)电压Vc转24V开关电源(3)为n个有源嵌位开关电源(2)供电。

2.根据权利要求1所述的基于有源嵌位软开关电源的电力超级电容均压装置，其特征在于，所述有源嵌位开关电源(2)的拓扑电路采用同步整流方式，该拓扑电路包括24V恒压源V_in、流控电流源i₃/k、压控电压源kV₁、激磁电感L_m、一次侧漏感L_r、二次侧漏感L_sr、滤波电感L₀、主开关管S₁、有源嵌位辅助开关管S₂、第一同步整流开关管S₃、第二同步整流开关管S₄、滤波开关管S₅、第一体二极管D₁、第二体二极管D₂、第三体二极管D₃、第四体二极管D₄、第五体二极管D₅、第一电容C_r、第二电容C₂、第三电容C₃、第四电容C₄、第五电容C₅、有源嵌位电容C_L、滤波电容C₀和负载电阻R_L，其中等效变压器一次侧等效为激磁电感L_m和流控电流源i₃/k并联然后与一次侧漏感L_r串联结构，等效变压器二次侧等效为压控电压源kV₁与二次侧漏感L_sr串联结构，k为变压器一次侧线圈n₁与二次侧线圈n₂的匝数之比；

所述24V恒压源V_in的正极与一次侧漏感L_r的一端连接，一次侧漏感L_r的另一端与激磁电感L_m的一端连接，激磁电感L_m的另一端同时与有源嵌位电容C_L的一端、主开关管S₁的漏极、第一体二极管D₁的阴极和第一电容C_r的一端连接，有源嵌位电容C_L的另一端同时与第二电容C₂的一端、第二体二极管D₂的阳极、有源嵌位辅助开关管S₂的源极连接，第二电容C₂的另一端同时与24V恒压源V_in的负极、第二体二极管D₂的阴极、有源嵌位辅助开关管S₂的漏极、主开关管S₁的源极、第一体二极管D₁的阳极和第一电容C_r的另一端连接，流控电流源i₃/k与激磁电感L_m并联，

压控电压源kV₁的正极与二次侧漏感L_sr的一端连接，二次侧漏感L_sr的另一端同时与滤波开关管S₅的漏极、第五体二极管D₅的阴极、第五电容C₅的一端和滤波电感L₀的一端连接，滤波电感L₀的另一端同时与滤波电容C₀的一端和负载电阻R_L的一端连接，负载电阻R_L的另一端同时与滤波电容C₀的另一端、滤波开关管S₅的源极、第五体二极管D₅的阳极、第五电容C₅的另一端、第四电容C₄的一端、第二同步整流开关管S₄的漏极和第四体二极管D₄的阴极连接，第四电容C₄的另一端同时与第四体二极管D₄的阳极、第二同步整流开关管S₄的源极、第一同步整流开关管S₃的源极、第三体二极管D₃的阳极和第三电容C₃的一端连接，第三电容C₃的另一端同时与第一同步整流开关管S₃的漏极、第三体二极管D₃的阴极和压控电压源kV₁的负极连接。

3.基于有源嵌位软开关电源的电力超级电容均压方法，它是基于下述装置实现的，所述装置包括中央控制器(1)、n个有源嵌位开关电源(2)、超级电容组电压Vc转24V开关电源(3)、超级电容组(4)和超级电容电压采样电路(5)，所述超级电容组(4)由n个超级电容单体组成，所述超级电容电压采样电路(5)对超级电容组(4)的超级电容单体电压进行采集，超级电容电压采样电路(5)的电压信号输出端与中央控制器(1)的电压信号输入端连接，中央控制器(1)的控制信号输出端与n个有源嵌位开关电源(2)的控制信号输入端连接，每个有源嵌位开关电源(2)的充电信号输出端与一个超级电容单体的充电信号输入端连接，超级电容组(4)电压Vc转24V开关电源(3)为n个有源嵌位开关电源(2)供电；

其特征在于，所述方法为：

步骤一、中央控制器(1)通过控制超级电容电压采样电路(5)采集到每个超级电容单体的电压V_p，1≤p≤n，获得超级电容组(4)的电压平均值V_average；

步骤二、判断第p个超级电容单体电压是否满足V_p<V_average，是，则控制与其相连的有源嵌位开关电源(2)打开，此时第p个超级电容单体电压升高，其他超级电容单体电压下降；

步骤三、循环执行步骤一和步骤二，直至每个超级电容单体电压都满足V_average-△V<V_j<V_average+△V，1≤j≤n，△V为系统允许的超级电容单体端电压偏差值，系统完成均压任务。

4.根据权利要求3所述的基于有源嵌位软开关电源的电力超级电容均压方法，其特征在于，所述有源嵌位开关电源(2)的拓扑电路采用同步整流方式，该拓扑电路包括24V恒压源V_in、流控电流源i₃/k、压控电压源kV₁、激磁电感L_m、一次侧漏感L_r、二次侧漏感L_sr、滤波电感L₀、主开关管S₁、有源嵌位辅助开关管S₂、第一同步整流开关管S₃、第二同步整流开关管S₄、滤波开关管S₅、第一体二极管D₁、第二体二极管D₂、第三体二极管D₃、第四体二极管D₄、第五体二极管D₅、第一电容C_r、第二电容C₂、第三电容C₃、第四电容C₄、第五电容C₅、有源嵌位电容C_L、滤波电容C₀和负载电阻R_L，其中等效变压器一次侧等效为激磁电感L_m和流控电流源i₃/k并联然后与一次侧漏感L_r串联结构，等效变压器二次侧等效为压控电压源kV₁与二次侧漏感L_sr串联结构，k为变压器一次侧线圈n₁与二次侧线圈n₂的匝数之比；

所述24V恒压源V_in的正极与一次侧漏感L_r的一端连接，一次侧漏感L_r的另一端与激磁电感L_m的一端连接，激磁电感L_m的另一端同时与有源嵌位电容C_L的一端、主开关管S₁的漏极、第一体二极管D₁的阴极和第一电容C_r的一端连接，有源嵌位电容C_L的另一端同时与第二电容C₂的一端、第二体二极管D₂的阳极、有源嵌位辅助开关管S₂的源极连接，第二电容C₂的另一端同时与24V恒压源V_in的负极、第二体二极管D₂的阴极、有源嵌位辅助开关管S₂的漏极、主开关管S₁的源极、第一体二极管D₁的阳极和第一电容C_r的另一端连接，流控电流源i₃/k与激磁电感L_m并联，

压控电压源kV₁的正极与二次侧漏感L_sr的一端连接，二次侧漏感L_sr的另一端同时与滤波开关管S₅的漏极、第五体二极管D₅的阴极、第五电容C₅的一端和滤波电感L₀的一端连接，滤波电感L₀的另一端同时与滤波电容C₀的一端和负载电阻R_L的一端连接，负载电阻R_L的另一端同时与滤波电容C₀的另一端、滤波开关管S₅的源极、第五体二极管D₅的阳极、第五电容C₅的另一端、第四电容C₄的一端、第二同步整流开关管S₄的漏极和第四体二极管D₄的阴极连接，第四电容C₄的另一端同时与第四体二极管D₄的阳极、第二同步整流开关管S₄的源极、第一同步整流开关管S₃的源极、第三体二极管D₃的阳极和第三电容C₃的一端连接，第三电容C₃的另一端同时与第一同步整流开关管S₃的漏极、第三体二极管D₃的阴极和压控电压源kV₁的负极连接。

5.根据权利要求4所述的基于有源嵌位软开关电源的电力超级电容均压方法，其特征在于，所述有源嵌位开关电源(2)工作方式为电流闭环，正常工作在恒流源模式，超级电容单体电压经过低通滤波器滤波后与电压保护值进行比较，当中央控制器(1)输出的控制信号为允许有源嵌位开关电源(2)工作，且超级电容单体电压低于电压保护值时，电流给定值为电流给定I；当中央控制器(1)输出的控制信号为允许有源嵌位开关电源(2)工作，且超级电容单体电压高于电压保护值时，电流给定值为0；电流给定值与充电电流反馈值进行减法运算，经过PI电流调节器，最后将输出结果发送至PWM脉冲生成单元，所述PWM脉冲生成单元产生的PMW脉冲信号用于控制有源嵌位开关电源(2)的开关状态。

6.根据权利要求5所述的基于有源嵌位软开关电源的电力超级电容均压方法，其特征在于，所述有源嵌位开关电源(2)工作中的每一个周期时序分为八个阶段，

阶段1：

主开关管S₁、第一同步整流开关管S₃和第二同步整流开关管S₄开通，电流i₃和电流i₄完成换流，起始时刻t₀时激磁电感L_m两端电压为：

$V_1=\frac{L_m}{L_m+L_r}{V}_{in}\&ap;V_{in},(L_r<<L_m);$

滤波电感L₀两端电压为：

$v_{Lo}=\frac{L_o}{L_o+L_{sr}}(\frac{V_1}{k}-V_o)\&ap;\frac{V_{in}}{k}-V_o,(L_{sr}<<L_o);$

此时能量由一次侧传递至二次侧，一次侧电流为：

$i_L\left(t\right)=\frac{V_{in}/n-V_o}{L_o}t+i_L\left(t_0\right)=i_3\left(t\right);$

二次侧电流为：

$i_1\left(t\right)=\frac{V_{in}}{L_m+L_r}t+i_m\left(t_0\right)+\frac{i_L\left(t\right)}{k}=i_{Lr}\left(t\right);$

其中，

$i_L\left(t_0\right)=I_o-\frac{{\mathrm{\&Delta;i}}_L}{2}=I_o-\frac{V_{in}/k-V_o}{2L_o}{\mathrm{DT}}_S;$

$i_1\left(t\right)=-\frac{{\mathrm{\&Delta;i}}_m}{2}=-\frac{V_{in}}{2(L_m+L_r)}{\mathrm{DT}}_S;$

△i_L为电流i_L增量，△i_m为励磁电流i_m增量，D为PWM占空比，T_S为PWM周期；

阶段2：

t₁时刻，主开关管S₁关断，电流i₁对第一电容C_r充电，第一电容C_r两端电压达到V_in前，激磁电感L_m两端的电压一直为正，流经激磁电感L_m的励磁电流i_m继续增加，由于第一电容C_r两端电压达到V_in所用时间非常短，忽略励磁电流i_m在此时间段内的增量，同时电流i_CL对第二电容C₂充电，若C₂＝C_r＝C_S＜＜C_L，其中，C_S表示电容值，则第一电容C_r两端电压为：

$v_{cr}\left(t\right)=\frac{i_{Lr}\left(t_1\right)}{2C_S}t;$

其中，

$i_{Lr}\left(t_1\right)=\frac{V_{in}}{2(L_m+L_r)}{\mathrm{DT}}_S+\frac{1}{k}(I_o+\frac{V_{in}/k-V_o}{2L_o}{\mathrm{DT}}_S);$

当忽略电流i₃在此时间段内的增量，则电流i₃为

$i_3=I_o+\frac{V_{in}/k-V_o}{2L_o}{\mathrm{DT}}_S;$

阶段3：

t₂时刻，当第一电容C_r两端电压v_cr达到V_in时，激磁电感L_m两端电压为负，电流i₃开始减小，电流i₄开始增大，电流i₄对第五电容C₅放电，由于第五电容C₅的容抗很小，而且电流i₄的电流值很大，因此忽略放电时间，电流i₄对第五电容C₅放电结束后，第五体二极管D₅导通，在忽略二次侧漏感L_sr压降情况下，激磁电感L_m两端电压V₁被钳位为零，此时一次侧漏感L_r与C₂＝C_r＝C_S谐振，则：

$i_{Lr}\left(t\right)=i_{Lr}\left(t_2\right)\&CenterDot;cos\left(\sqrt{\frac{1}{2L_r{C}_s}}t\right);$

$v_{cr}\left(t\right)=i_{Lr}\left(t_2\right)\&CenterDot;\sqrt{\frac{L_r}{2C_s}}\&CenterDot;sin\left(\sqrt{\frac{1}{2L_r{C}_s}}t\right)+V_{in};$

忽略阶段2中电流i₃的增加量时，i_Lr(t₁)≈i_Lr(t₂)，该阶段在第一电容C_r两端电压v_cr增加到V_in/(1-D)时结束，此时第二电容C₂两端电压v_s2为零；

阶段4：

t₃时刻，由于v_s2＝0，并且电流i_Lr(t)不能突变，所以此时第二体二极管D₂导通，同时第一电容C_r两端电压v_cr(t)＝V_in/(1-D)被钳位，此时电流i₁＝0，由于第二体二极管D₂导通，有源嵌位辅助开关管S₂零电压开通，此时第一同步整流开关管S₃关闭，同时由于第五体二极管D₅的钳位作用，滤波开关管S₅零电压开通，此时，电流i₄流经滤波开关管S₅，电流i₃流经第三体二极管D₃和第四体二极管D₄，由于v_cr(t)-V_in＝DV_in/(1-D)加在一次侧漏感L_r两端，此时电流i_Lr下降，则：

$i_{Lr}\left(t\right)=i_{Lr}\left(t_3\right)-\frac{{\mathrm{DV}}_{in}/(1-D)}{L_r}t;$

电流i_Lr(t₃)根据阶段3时一次侧漏感L_r中的能量转移到C₂＝C_r＝C_S中，使第一电容C_r两端升高的电压为DV_in/(1-D)，则：

$i_{Lr}\left(t_3\right)=\sqrt{i_{Lr}\left(t_2\right)-\frac{2C_s{D}^2{V_{in}}^2/{(1-D)}^2}{L_r}};$

阶段5：

t₄时刻，电流i₃和电流i₄换流结束，由于第二体二极管D₂的钳位作用，有源嵌位辅助开关管S₂零电压开通，由于换流结束，所以第二同步整流开关管S₄零电流关断，此时，钳位电压v_cL＝DV_in/(1-D)加在激磁电感L_m和一次侧漏感L_r的串联电路两端，同时，滤波电感L₀两端电压为-V₀，则：

$i_{Lr}\left(t\right)=i_m\left(t\right)=-\frac{v_{cL}}{L_m+L_r}t+i_m\left(t_4\right);$

$i_L\left(t\right)=-\frac{V_o}{L_o}t+i_L\left(t_4\right);$

阶段6：

t₅时刻，有源嵌位辅助开关管S₂关断，在有源嵌位辅助开关管S₂关断前，电流i_m为负，由于有源嵌位辅助开关管S₂继续导通，电流i_m反方向增大，将t＝(1-D)T和 $i_m\left(t_4\right)\&ap;\frac{V_{in}}{2(L_m+L_r)}{\mathrm{DT}}_S$ 代入阶段5中的公式 $i_{Lr}\left(t\right)=i_m\left(t\right)=-\frac{v_{cL}}{L_m+L_r}t+i_m\left(t_4\right)$ 中，获得：

$i_m\left(t_5\right)=i_{Lr}\left(t_5\right)\&ap;-\frac{V_{in}}{2(L_m+L_r)}{\mathrm{DT}}_S;$

由于有源嵌位辅助开关管S₂关断，此时电流i_CL将一半电流转移到i₁为第一电容C_r放电，另一半为第二电容C₂反向充电，即此时激磁电感L_m和一次侧漏感L_r的串联电路与C₂＝C_r＝C_S谐振，则：

$i_{Lr}\left(t\right)=i_{Lr}\left(t_5\right)\&CenterDot;cos\left(\sqrt{\frac{1}{2(L_r+L_m)C_S}}t\right);$

$v_{cr}\left(t\right)=i_{Lr}\left(t_5\right)\sqrt{\frac{L_r+L_m}{2C_S}}\&CenterDot;\sin \left(\sqrt{\frac{1}{2(L_r+L_m)C_S}}t\right);$

阶段7：

t₆时刻，第一电容C_r两端电压降为零，且第一体二极管D₁导通，此时激磁电感L_m和一次侧漏感L_r的串联电路与C₂＝C_r＝C_S仍处于谐振阶段，由于第一体二极管D₁导通，主开关管S₁零电压开通，同时第一同步整流开关管S₃开通，第二同步整流开关管S₄和滤波开关管S₅关断，电流i₃＝0，二次侧没有电流感应到一次侧，电流i₄转移到第五体二极管D₅中；

阶段8：

t₇时刻，第二同步整流开关管S₄开通，电流i₃和电流i₄换流，换流期间电流i₃中电流感生到一次侧形成流控电流源i₃/k，此时一次侧电压V₁加在二次侧漏感L_sr两端，则：

$L_{sr}\frac{{\mathrm{di}}_3\left(t\right)}{dt}=\frac{V_1}{k};$

在电流i₃和电流i₄换流结束后开始下一周期时序并循环以上八个阶段。