CN106655409A - 一种电池组主动均衡电路及方法 - Google Patents
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Abstract
一种电池组主动均衡电路及方法，电路包括n个串联连接的电池单元、n+1个正激变压器、n个开关元件以及用作能量转移的能量储存介质；第n个开关元件串联在第n个正激变压器的原边同名端和第n+1个正激变压器的原边非同名端之间，第n个电池单元的正、负极分别接所述第n+1个正激变压器的原边同名端和第n正激变压器的原边同名端；所有的正激变压器的副边同名端通过所述能量储存介质接地，控制所有奇数编号的开关元件和所有偶数编号的开关元件交替导通，使该n个串联连接的电池单元充放电或静态电压均衡。不管电池组是处于充电、放电还是静态过程，都可以不间断的实现主动电压均衡，延长电池组的使用寿命。本方案还可以实现对串联超级电容器组的电压均衡。
Description
技术领域
本发明涉及电池管理技术，特别是涉及一种电池组主动均衡电路及方法。
背景技术
在目前的新能源汽车中，锂离子电池已逐渐占据主导地位，获得越来越广泛的应用。为了满足高压大容量的应用要求，一般将锂电池串并联使用。由于电池单体自身制作工艺等原因，不同单体之间诸如电解液密度、电极等效电阻等都存在着差异，这些差异都可能会导致在使用过程中电池单元充电与放电速率的不同。当它们串联在一起组成电池组时，就有可能在充电时有部分电池提前充满电，而放电时部分电池提前放完电的情况出现。由于锂离子电池的特性，当电压超过或低于允许范围时都会导致电池单元以及整个电池组的损坏或失效。所以，电压均衡对于保护锂电池，延长锂电池组使用寿命至关重要，均衡对于电池组的安全、高效使用具有重要的意义。
现有技术中的一种锂离子动力电池组充放电主动均衡电路，动力电池组的每个电池包设置有电压采集模块和电压均衡电路，电压采集模块实时采集各电池单体的电压发送给电池管理系统，当电池单体、电池包或动力电池组的电压超过设定的上下限时进行电压均衡；电压均衡电路包括变压器和均衡开关MOS管，动力包中的每个电池单体、动力电池组中每个电池包以及整个动力电池组分别通过两个均衡开关MOS管连接到同芯变压器的一个绕组上，通过控制均衡开关MOS管的通断，在变压器上耦合出相应的均衡电压，实现充放电。此方案的缺点是：均衡变压器是一个多绕组的同芯变压器，绕组多，线包体积大，各绕组之间耦合效果差；要保证良好的耦合度，同芯变压器绕组不可能无限增加，电池组串联数量受限制，不能灵活增加串联电池单体的数量；均衡电流大时电路损耗较大，效率低。
发明内容
本发明目的在于提供一种电池组主动均衡电路，旨在解决目前的主动式电压均衡方案会带来额外的损耗、线路复杂的问题。
本发明提供了一种电池组主动均衡电路，包括n个串联连接的电池单元、n+1个正激变压器、n个开关元件以及用作能量转移的能量储存介质，n为大于等于1的正整数；
其中，第n个开关元件串联在第n个正激变压器的原边同名端和第n+1个正激变压器的原边非同名端之间，第n个电池单元的正、负极分别接所述第n+1个正激变压器的原边同名端和第n正激变压器的原边同名端；所有的正激变压器的副边同名端通过所述能量储存介质接地，所述正激变压器的副边非同名端接入PWM驱动信号，控制奇数编号开关元件和偶数编号开关元件交替导通，使该n个串联连接的电池单元充放电或静态电压均衡。
优选地，通过调节PWM驱动信号的电压值或占空比，给该n个电池单元进行均衡充电或均衡放电；
当Vcc＞VBAT_AVG/D，所述PWM驱动信号给电池单元均衡充电；
当Vcc＜VBAT_AVG/D，所述PWM驱动信号给电池单元均衡放电；
当Vcc＝VBAT_AVG/D，各个电池单元电压均衡，且电压平均值＝VBAT_AVG；
其中，Vcc为PWM驱动信号的高电平电压值，D为PWM驱动信号的占空比，VBAT_AVG为能量储存介质的电压。
优选地，所述开关元件的导通阀值Vth满足：Vcc-VBAT_AVG＞Vth。
优选地，所述开关元件为MOS管或IGBT管。
优选地，所述开关元件为N-MOS管，所述开关元件的控制极为N-MOS管的栅极，且第n个N-MOS管的源极接第n个正激变压器的原边同名端，漏极接第n+1个正激变压器的原边非同名端。
优选地，奇数编号的正激变压器的副边非同名端接入第一PWM驱动信号，偶数编号的正激变压器的副边非同名端接入第二PWM驱动信号，所述第一PWM驱动信号和所述第二PWM驱动信号相位相差180°，且满足占空比0＜D＜50％。
优选地，还包括n个驱动电阻，其中，第n个驱动电阻连接在第n个正激变压器的原边非同名端和第n个开关元件的控制端之间。
优选地，第1个电池单元负极接地或悬空。
优选地，所述能量储存介质为电容或电池。
本发明还提供了一种电池组主动均衡方法，基于上述的电池组主动均衡电路，所述方法包括：
控制所有奇数编号的开关元件导通，使与其相应的电池单元相互间通过变压器并联，并与所述能量储存介质并联；
关闭所有的开关元件，进入死区时间；
控制所有偶数编号的开关元件导通，使与其相应的电池单元相互间通过变压器并联，并与所述能量储存介质并联；
关闭所有的开关元件，进入死区时间。
其中，上述步骤在一个PWM周期内完成，使各个所述电池单元利用正激变压器及能量储存介质实现电压均衡。
上述电池组主动均衡电路采用变压器绕组自驱动技术，简化开关元件的驱动控制线路，降低成本，提高可靠性；采用并行工作原理，电压均衡过程快速省时，以较低的成本和较简单的控制方法，实现了串联数量没有限制的电池组的主动式电压均衡，具有均衡线路损耗低、均衡效率高、均衡速度快、均衡可靠性高等特点，不管电池组是处于充电、放电还是静态过程，都可以不间断地实现主动电压均衡，延长电池组的使用寿命。本方案还可以实现对串联超级电容器组的电压均衡。
附图说明
图1为本发明第一实施例中电池组主动均衡电路的电路原理图；
图2为本发明第二实施例中电池组主动均衡电路的电路原理图；
图3为本发明较佳实施例中电池组主动均衡方法流程图；
图4为两节串联电池组的主动电压均衡过程示意图；
图5为四节串联电池组的主动电压均衡过程示意图。
具体实施方式
为了使本发明要解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
请参阅图1和图2，本发明较佳实施例中电池组主动均衡电路包括n个串联连接的电池单元BT1～BTn、n+1个正激变压器T1～Tn+1、n个开关元件Q1～Qn以及用作能量转移的能量储存介质10，n为大于等于1的正整数。
优选地，每个电池单元BT1～BTn包括一个或多个串并联的电池单体。
优选地，能量储存介质10电容CAP(参考图1)，如超级电容或电解电容，或电池BT(参考图2)，电池BT与被均衡的电池单体具有相同电气特性。
n+1个正激变压器T1～Tn+1具有相同的电气特性，原边绕组与副边绕组的匝比选取1:1，变压器是一个高度耦合的能量双向可逆的正激变压器。
优选地，第一个电池单元BT1的负端可以连接到功率地GND，也可以不连接。当第一个电池单元BT1的负端连接到功率地GND时，可以利用整个电池组的电压给本控制系统供电；当第一个电池单元BT1的负端不连接到功率地GND时，本方案还可以实现电池单元BT1～BTn的电池组的电气隔离型电压均衡，实现高压电池组的安全维护。
其中，第n个开关元件串联在第n个正激变压器的原边同名端和第n+1个正激变压器的原边非同名端之间，第n个电池单元的正、负极分别接所述第n+1个正激变压器的原边同名端和第n个正激变压器的原边同名端；所有的正激变压器T1～Tn+1的副边同名端通过所述能量储存介质10接地；正激变压器T1～Tn+1的副边非同名端按照奇/偶序号分别接入第一和第二PWM驱动信号，控制所有奇数序号的开关元件和所有偶数序号的开关元件交替导通，使该n个串联连接的电池单元充放电或静态电压均衡。
优选地，电池组主动均衡电路还包括n个驱动电阻R1～Rn，其中，第n个驱动电阻连接在第n个正激变压器的原边非同名端和第n个开关元件的控制端之间。在其他实施方式中，驱动电阻R1～Rn可以用导线替换，即驱动电阻R1～Rn的阻值为0。
开关元件Q1～Qn为MOS管或IGBT管。本实施例中，开关元件Q1～Qn为N-MOS管，所述开关元件Q1～Qn的控制极为N-MOS管的栅极，且第n个N-MOS管的源极接第n个正激变压器的原边同名端，漏极接第n+1个正激变压器的原边非同名端。
在一个实施例中，开关元件为N-MOS管时，第2k+1个(可以理解为第奇数个)正激变压器的副边非同名端接入第一PWM驱动信号DRA，第2k个(可以理解为第偶数个)正激变压器的副边非同名端接入第二PWM驱动信号DRB，所述第一PWM驱动信号DRA和所述第二PWM驱动信号DRB相位相差180°，且占空比满足：0＜D＜50％。
在其他实施方式中，开关元件Q1～Qn不限于N型MOSFET，也可以用其他形式的开关元件代替。
特别的第一PWM驱动信号DRA和所述第二PWM驱动信号DRB是两个具有强驱动电流能力的，且电压及占空比连续可调的高频PWM驱动控制信号。其信号特点是：高电平电压是Vcc，低电平电压是0V(即等于功率地GND)，电流可双向流动，另外还具有高阻态输出特性。
其占空比D与电压Vcc、能量储存介质10电压VBAT_AVG之间具有如下关系：VBAT_AVG＝Vcc*D，也可表述为：Vcc＝VBAT_AVG/D。其中，稳态时能量储存介质10电压VBAT_AVG是电池组BT1～BTn的电池单元的电压平均值。如此，控制系统可通过调节PWM驱动信号的电压值Vcc或占空比D，给该n个电池单元BT1～BTn进行均衡充电或均衡放电；也可根据VBAT_AVG判断电池组的荷电状态。
当实际电压Vcc≥VBAT_AVG/D时，可以实现从PWM驱动信号Vcc给整个电池组均衡充电；而当实际电压Vcc≤VBAT_AVG/D时，又可以实现整个电池组通过PWM驱动信号Vcc均衡放电。通过调整驱动工作电压Vcc以及/或者PWM的占空比D，还可以实现电池组的隔离充放电维护。应当注意，为了保证变压器原边具有足够的电压驱动能力驱动N-MOS开关管Q1～Qn，应当满足如下关系：Vcc-VBAT_AVG>Vth，其中Vth是N-MOS开关管的导通阀值。
请参阅图3、图4和图5，本发明还提供了一种电池组主动均衡方法，基于上述的电池组主动均衡电路，其所述方法包括：
步骤S110，控制所有奇数编号开关元件导通，使与其相应的电池单元相互间通过变压器并联，并与所述能量储存介质10并联以实现电池电压均衡；
步骤S120，关闭所有开关元件，进入死区时间；
步骤S130，控制所有偶数编号开关元件导通，使与其相应的电池单元相互间通过变压器并联，并与所述能量储存介质10并联以实现电池电压均衡；
步骤S140，关闭所有开关元件，进入死区时间。
其中，上述步骤在一个PWM周期内完成，使各个所述电池单元相互间利用变压器及能量储存介质10实现电压均衡。
以下分别以两节串联电池组和四节串联电池组的电压均衡为例，详细介绍本方案的主动电压均衡原理及其工作过程。图4是两节串联电池组的主动电压均衡过程示意图，主要用于说明奇数编号与偶数编号电池单元之间通过能量储存介质而实现的电压均衡过程。其工作过程分为以下四个阶段：
阶段1：第一PWM驱动信号DRA输出高电平Vcc，作用时间为D*Ts，其中Ts是PWM的开关周期；第二PWM驱动信号DRB仍保持低电平。此时有电压Vcc-VBAT_AVG作用于正激变压器T1、T3的副边绕组，通过变压器耦合在其原边非同名端感应出正电压：Vgs＝Vcc-VBAT_AVG>Vth，开通N-MOS开关管Q1。由于此时第二PWM驱动信号DRB仍保持低电平，电容CAP的VBAT_AVG电压仍继续作用在正激变压器T2的副边绕组，N-MOS开关管Q1开通后电池单元BT1直接与变压器T2原边绕组并联，在正激变压器T2的耦合作用下，副边绕组的电压等于原边绕组的电压，这样，电容CAP与电池单元BT1通过能量双向可逆正激变压器T2间接并联而实现了能量的双向转移；当VBAT_AVG电压高于VBT1时，电容CAP给电池单元BT1充电；当VBAT_AVG电压低于VBT1时，电池单元BT1给电容CAP充电。稳态的电压关系如下：VBAT_AVG＝VBT1。该过程开关管Q2继续保持关闭状态。
阶段2：第一PWM驱动信号DRA输出低电平0V，第二PWM驱动信号DRB继续保持输出低电平0V。该阶段电容CAP的VBAT_AVG电压作用在变压器T1～T3的副边绕组，通过变压器耦合在其原边非同名端感应出负电压Vgs＝-VBAT_AVG，分别关闭N-MOS开关管Q1、Q2，其中第一PWM驱动信号变压器T3输出电压不驱动任何开关管。
阶段3：第一PWM驱动信号DRA继续保持低电平，第二PWM驱动信号DRB输出高电平Vcc，作用时间为D*Ts，其中Ts是PWM的开关周期。与阶段1类似，此阶段有电压Vcc-VBAT_AVG作用于变压器T2的副边绕组，通过变压器耦合在其原边非同名端感应出正电压：Vgs＝Vcc-VBAT_AVG>Vth，开通N-MOS开关管Q2。由于此时第一PWM驱动信号DRA仍保持低电平，电容CAP的VBAT_AVG电压仍继续作用在变压器T1、T3的副边绕组，N-MOS开关管Q2开通后电池单元BT2直接与变压器T3原边绕组并联，在正激变压器T3的耦合作用下，副边绕组的电压等于原边绕组的电压，这样，电容CAP与电池单元BT2通过能量双向可逆正激变压器T3间接并联而实现了能量的双向转移；当VBAT_AVG电压高于VBT2时，电容CAP给电池单元BT2充电；当VBAT_AVG电压低于VBT2时，电池单元BT2给电容CAP充电。稳态的电压关系如下：VBAT_AVG＝VBT2。该过程开关管Q1继续保持关闭状态。
阶段4：第一PWM驱动信号DRA和第二PWM驱动信号DRB都输出低电平0V。此时电容CAP的VBAT_AVG电压作用在变压器T1～T3的副边绕组，通过变压器耦合在其原边非同名端感应出负电压Vgs＝-VBAT_AVG，分别关闭N-MOS开关管Q1、Q2，其中变压器T3输出电压不驱动任何开关管。
经过上述四个阶段，实现了能量在电池单元BT1、电容CAP、电池单元BT2之间的双向转移，稳态关系如下：VBT1＝VBAT_AVG＝VBT2，即实现了两节串联电池之间的电压均衡。同时，也证明了电容CAP的稳态电压VBAT_AVG代表了电池组各个单体电池电压的平均值，通过测量稳态的VBAT_AVG，可获知整个电池组的荷电状态。
此外，根据变压器励磁电感的伏秒平衡关系，有如下方程成立：
(Vcc-VBAT_AVG)*D*Ts＝VBAT_AVG*(1-D)*Ts
整理后可得：Vcc*D＝VBAT_AVG
该方程表明了驱动电压Vcc、驱动占空比D、以及电容电压VBAT_AVG之间具有明确的数学关系，其实质是一个能量双向可逆的BUCK控制电路：
当实际的驱动供电电压Vcc≥VBAT_AVG/D时，能量将从Vcc经过变压器的励磁电感转移到电容CAP上以保持等式的成立，电容CAP的电压VBAT_AVG将有上升的趋势。由于电容CAP的能量又可以转移到电池组的各个电池单元BT1～BTn上以保持VBAT_AVG与各个电池单元的电压相等，当电压VBAT_AVG上升时，电池组BT1～BTn将被均衡充电。通过调节Vcc电压和/或者驱动占空比D，就可以实现从Vcc给各个电池单元BT1～BTn均衡充电。
当实际的驱动供电电压Vcc≤VBAT_AVG/D时，能量将从电容CAP经过变压器的励磁电感转移到驱动工作电压Vcc上以保持等式的成立，此时电容CAP的电压VBAT_AVG将有下降的趋势。由于电池组各个电池单元BT1～BTn的能量又可以转移到电容CAP上以保持VBAT_AVG与各个电池单元的电压相等，当电压VBAT_AVG下降时，电池单元BT1～BTn将被均衡放电。通过控制Vcc对外部放电，可以实现电池组各个电池单元的均衡放电。即通过调节Vcc电压和/或者驱动占空比D，还可以实现从Vcc给各个电池单元BT1～BTn均衡放电。
更进一步的，图5是四节串联电池组的主动电压均衡过程示意图，主要用于说明所有奇数编号的电池单元之间，以及所有偶数编号的电池单元之间，通过正激变压器的耦合并联作用而实现的电压均衡过程。其工作过程也分为以下四个阶段：
阶段1：第一PWM驱动信号DRA输出高电平Vcc，作用时间为D*Ts，其中Ts是PWM的开关周期；第二PWM驱动信号DRB仍保持低电平。此时有电压Vcc-VBAT_AVG作用于所有编号为奇数的变压器T1、T3、T5的副边绕组，通过变压器耦合在其原边非同名端感应出正电压：Vgs＝Vcc-VBAT_AVG>Vth，开通所有编号为奇数的N-MOS开关管Q1、Q3。由于此时第二PWM驱动信号DRB仍保持低电平0V，电容CAP的VBAT_AVG电压仍继续作用在所有编号为偶数的变压器T2、T4的副边绕组，当所有编号为奇数的开关管Q1、Q3开通后，所有编号为奇数的电池BT1、BT3就直接与所有编号为偶数的变压器T2、T4的原边绕组一一并联，在正激变压器的耦合作用下，其副边绕组的电压等于原边绕组的电压。这样，通过所有编号为偶数的正激变压器T2、T4的耦合作用，所有编号为奇数的电池单体BT1、BT3以及电容CAP间接地并联在一起，通过能量双向可逆正激变压器实现了能量的双向转移——高压单元给低压单元充电，电路并行工作，高压单元电压下降而低压单元电压上升。稳态的电压关系如下：VBAT_AVG＝VBT2k+1，2k+1≤n，k为自然数。在该过程所有编号为偶数的开关管Q2、Q4继续保持关闭状态。
阶段2：第一PWM驱动信号DRA输出低电平0V，第二PWM驱动信号DRB继续保持输出低电平0V。该阶段电容CAP的VBAT_AVG电压作用在变压器T1～T5的副边绕组，通过变压器耦合在其原边非同名端感应出负电压Vgs＝-VBAT_AVG，关闭所有的N-MOS开关管Q1～Q4，其中变压器T5输出电压不驱动任何开关管。
阶段3：第一PWM驱动信号DRA继续保持低电平，第二PWM驱动信号DRB输出高电平Vcc，作用时间为D*Ts，其中Ts是PWM的开关周期。与阶段1类似，此阶段有电压Vcc-VBAT_AVG作用于所有编号为偶数的变压器T2、T4的副边绕组，通过变压器耦合在其原边非同名端感应出正电压：Vgs＝Vcc-VBAT_AVG>Vth，开通所有编号为偶数的N-MOS开关管Q2、Q4。由于此时第一PWM驱动信号DRA仍保持低电平0V，电容CAP的VBAT_AVG电压仍继续作用在所有编号为奇数的变压器T1、T3、T5的副边绕组，当所有编号为偶数的开关管Q2、Q4开通后，所有编号为偶数的电池BT2、BT4直接与所有编号为奇数的变压器(T1除外)T3、T5的原边绕组一一并联，在正激变压器的耦合作用下，其副边绕组的电压等于原边绕组的电压。这样，通过所有编号为奇数的正激变压器(T1除外)的耦合作用，所有编号为偶数的电池单体BT2、BT4以及电容CAP间接并联在一起，通过能量双向可逆正激变压器实现了能量的双向转移——高压单元给低压单元充电，电路并行工作，高压单元电压下降而低压单元电压上升。稳态的电压关系如下：VBAT_AVG＝VBT2k。在该过程所有编号为奇数的开关管Q1、Q3继续保持关闭状态。
阶段4：第一PWM驱动信号DRA、第二PWM驱动信号DRB都输出低电平0V。此时电容CAP的VBAT_AVG电压作用在T1～T5变压器的副边绕组，通过变压器耦合在其原边非同名端感应出负电压Vgs＝-VBAT_AVG，关闭所有的N-MOS开关管Q1～Q4，其中变压器T5输出电压不驱动任何开关管。
经过上述四个阶段，实现了能量在所有电池单元BT1～BTn以及电容CAP之间的双向转移，其稳态关系如下：VBT2k+1＝VBAT_AVG＝VBT2k，即实现了多节串联电池之间的电压均衡。同时，也证明了电容CAP的稳态电压VBAT_AVG代表了电池组单体电池电压的平均值，通过测量稳态的VBAT_AVG，可获知整个电池组的荷电状态。
同样的，对于多节串联电池组，驱动供电电压Vcc、驱动占空比D、以及电容电压VBAT_AVG之间的关系Vcc*D＝VBAT_AVG仍成立。通过调节Vcc电压和/或者驱动占空比D，可以实现从Vcc给各个电池单元BT1～BTn均衡充电或者均衡放电，以此实现电池组的在线维护。也可以通过直接给电容CAP充电或者放电的方式，实现对整个电池组BT1～BTn的在线维护。
可以看出，由于采用了MOS管同步整流变压器自驱动的技术，本方案不但大大简化了MOS开关管驱动控制的线路，节省了成本；也大大降低了均衡线路自身的损耗，提高了电池组的能源利用率。
另外，通过正激变压器的电压驱动及能量耦合作用，在一个开关周期内实现了所有奇数编号的电池单元和能量储存介质的间接并联而均衡了相互间的电压；也实现了所有偶数编号的电池单元和能量储存介质的间接并联而均衡了相互间的电压。从而本方案实现了在一个开关周期内并行的主动均衡所有电池单元及能量储存介质的电压，实现了快速省时的高效主动电压均衡，缩短了电压均衡的时间，提高了均衡的工作效率。
由于采用了分立的正激变压器以及分立的N-MOS开关管实现主动式电压均衡，电池串联数量可以灵活变化，不受限制。
本方案还可以实现在电池组的充电过程、放电过程以及静态过程的全工作范围内的主动电压均衡，延长电池组的使用寿命。同时，被均衡的对象也不仅仅限制于电池组，也可以实现超级电容器组的电压均衡。
总之本方案，以较低的成本和较简单的控制方法，实现了串联数量没有限制的电池组的主动式电压均衡，具有均衡线路损耗低、均衡效率高、均衡速度快、均衡可靠性高等特点，不管电池组是处于充电、放电还是静态过程，都可以不间断的实现主动电压均衡，延长电池组的使用寿命。本方案还可以实现对串联超级电容器组的电压均衡。
本方案实现主动式电压均衡，避免电池单体过充/过放电，延长电池组使用寿命。采用MOS同步整流技术降低均衡线路的功率损耗，节省电池组能量，提高电池组能源利用率。采用变压器绕组自驱动技术，简化MOS管驱动控制线路，降低成本，提高可靠性。采用并行工作原理，电压均衡过程快速省时，节省时间，提高工作效率。采用分立器件实现多节串联电池组的电压均衡，电池串联数量可以灵活变化，不受限制。可以实现在电池组充电过程、放电过程以及静态过程的全工作范围的电压均衡。可以实现均衡过程的电气隔离，高压电池组维护更安全。
上述电池组主动均衡电路采用变压器绕组自驱动技术，简化开关元件的驱动控制线路，降低成本，提高可靠性；采用并行工作原理，电压均衡过程快速省时，以较低的成本和较简单的控制方法，实现了串联数量没有限制的电池组的主动式电压均衡，具有均衡线路损耗低、均衡效率高、均衡速度快、均衡可靠性高等特点，不管电池组是处于充电、放电还是静态过程，都可以不间断的实现主动电压均衡，延长电池组的使用寿命。本方案还可以实现对串联超级电容器组的电压均衡。
节省时间，提高工作效率；采用分立器件实现多节串联电池组的电压均衡，电池串联数量可以灵活变化，不受限制；可以实现在电池组充电过程、放电过程以及静态过程的全工作范围的电压均衡；可以实现均衡过程的电气隔离，高压电池组维护更安全。主动式电压均衡，避免电池单元过充/过放电，延长电池组使用寿命；采用开关元件同步整流技术降低均衡线路的功率损耗，节省电池组能量，提高电池组能源利用率。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (10)
1.一种电池组主动均衡电路，其特征在于，包括n个串联连接的电池单元、n+1个正激变压器、n个开关元件以及用作能量转移的能量储存介质，n为大于等于1的正整数；
其中，第n个开关元件串联在第n个正激变压器的原边同名端和第n+1个正激变压器的原边非同名端之间，第n个电池单元的正、负极分别接所述第n+1个正激变压器的原边同名端和第n个正激变压器的原边同名端；所有的正激变压器的副边同名端通过所述能量储存介质接地，所述正激变压器的副边非同名端接入PWM驱动信号，控制奇数编号开关元件和偶数编号开关元件交替导通，使该n个串联连接的电池单元充放电或静态电压均衡。
2.如权利要求1所述的电池组主动均衡电路，其特征在于，通过调节PWM驱动信号的电压值或占空比，给该n个电池单元进行均衡充电或均衡放电；
当Vcc＞VBAT_AVG/D，所述PWM驱动信号给电池单元均衡充电；
当Vcc＜VBAT_AVG/D，所述PWM驱动信号给电池单元均衡放电；
当Vcc＝VBAT_AVG/D，各个电池单元电压均衡，且电压平均值＝VBAT_AVG；
其中，Vcc为PWM驱动信号的高电平电压值，D为PWM驱动信号的占空比，VBAT_AVG为能量储存介质电压。
3.如权利要求2所述的电池组主动均衡电路，其特征在于，所述开关元件的导通阀值Vth满足：Vcc-VBAT_AVG＞Vth。
4.如权利要求1、2或3所述的电池组主动均衡电路，其特征在于，所述开关元件为MOS管或IGBT管。
5.如权利要求1、2或3所述的电池组主动均衡电路，其特征在于，所述开关元件为N-MOS管，所述开关元件的控制极为N-MOS管的栅极，且第n个N-MOS管的源极接第n个正激变压器的原边同名端，漏极接第n+1个正激变压器的原边非同名端。
6.如权利要求5所述的电池组主动均衡电路，其特征在于，奇数编号的正激变压器的副边非同名端接入第一PWM驱动信号，偶数编号的正激变压器的副边非同名端接入第二PWM驱动信号，所述第一PWM驱动信号和所述第二PWM驱动信号相位相差180°，且占空比满足0＜D＜50％。
7.如权利要求1所述的电池组主动均衡电路，其特征在于，还包括n个驱动电阻，其中，第n个驱动电阻连接在第n个正激变压器的原边非同名端和第n个开关元件的控制端之间。
8.如权利要求1所述的电池组主动均衡电路，其特征在于，第1个电池单元负极接地或悬空。
9.如权利要求1所述的电池组主动均衡电路，其特征在于，所述能量储存介质为电容或电池。
10.一种电池组主动均衡方法，基于权利要求1至9任一项所述的电池组主动均衡电路，其特征在于，所述方法包括：
控制所有奇数编号的开关元件导通，使与其相应的电池单元相互间通过变压器并联，并与所述能量储存介质并联；
关闭所有的开关元件，进入死区时间；
控制所有偶数编号的开关元件导通，使与其相应的电池单元相互间通过变压器并联，并与所述能量储存介质并联；
关闭所有的开关元件，进入死区时间；
其中，上述步骤在一个PWM周期内完成，使各个所述电池单元利用正激变压器及能量储存介质实现电压均衡。
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