CN105530216A

CN105530216A - 基于时-码域联合的载波频偏估计方法

Info

Publication number: CN105530216A
Application number: CN201510888275.8A
Authority: CN
Inventors: 徐兰天; 凌云志
Original assignee: CETC 41 Institute
Current assignee: CETC 41 Institute
Priority date: 2015-12-02
Filing date: 2015-12-02
Publication date: 2016-04-27
Anticipated expiration: 2035-12-02
Also published as: CN105530216B

Abstract

本发明公开了一种基于时-码域联合的载波频偏估计方法，属于无线通信测试和电子测量仪器领域，通过误差反馈环路进一步降低频偏的影响，提高误差参数估计精度；通过误差校正模块、Walsh码处理模块、码道变换模块和解扩频模块完成码道信号处理，通过相位连续模块、求Moore-Penrose伪逆矩模块和频/相偏计算模块估计出频偏误差和相偏误差并反馈给误差校正模块。本发明采用时-码域的联合估计方法，降低了复杂度、提高了抗干扰性、降低了残留频偏对算法的影响、提高了精度；通过无线电技术全数字实现，便于集成和移植，能够广泛应用于矢量信号分析仪器和DS-CDMA信号测量系统中。

Description

基于时-码域联合的载波频偏估计方法

技术领域

本发明属于无线通信测试和电子测量仪器领域，具体涉及一种基于时-码域联合的载波频偏估计方法。

背景技术

与FDMA、TDMA相比，CDMA具有容量大、抗多径衰落能力强和频带利用率高等优点，已成为WCDMA、CDMA2000、TD-SCDMA等第三代移动通信无线传输技术的主流，并且DS-CDMA信号测试技术已成为研究测试点。矢量信号分析技术是DS-CDMA信号测试关键测试技术之一，具有精确、直观的调制参数测量能力，广泛应用于矢量信号分析仪器和无线通信测量系统中。

频偏估计是矢量信号分析技术中关键技术之一，实现DS-CDMA信号的载波同步。常用的实现方法包括最大似然估计、迭代方法、利用导频法和时频联合法等。他们是采用时域、频域或时-频域的估计方法，存在的缺陷是非常明显的。时域估计方法是利用信号相位信息进行频偏估计，对多码道信号而言，相位跳变性很大，很难保证相位连续性，而且易受干扰信号影响；频域估计方法是利用信号频谱信息进行频偏估计，实现比较简单，但精度和运算量成正比。时-频域联合是对时域估计方法和频域估计方法的折中方法，并没有彻底解决抗干扰能力低、精度与运算量之间矛盾等问题。

发明内容

针对现有技术中存在的上述技术问题，本发明提出了一种基于时-码域联合的载波频偏估计方法，设计合理，克服了现有技术的不足，抗干扰能力强、精度高，具有良好的效果。

为了实现上述目的，本发明采用以下技术方案予以实现：

一种基于时-码域联合的载波频偏估计装置，包括误差参数反馈环路、误差校正模块、Walsh码处理模块、码道变换模块、解扩频模块、相位连续模块、求Moore-Penrose伪逆矩模块和频/相偏计算模块；

所述误差参数反馈环路，被配置为用于使误差参数传递形成闭环；

所述误差校正模块，被配置为用于根据上次估计的误差进行校正，在初始化和反馈的频偏估计误差超出一定范围时，不进行任何校正；

所述Walsh码处理模块，被配置为用于根据Walsh码的自相关性和码间正交性，确定Walsh码的边界和最小码道号；

所述码道变换模块，被配置为用于将最小码道号变换为码道号为1；

所述解扩频模块，被配置为用于扩频因子的确定和解扩；

所述相位连续模块，被配置为用于进行相位的计算和相位跳变点的消除；

所述求Moore-Penrose伪逆矩模块，被配置为用于根据相位连续模块提供的相位长度求取Moore-Penrose伪逆矩；

所述频/相偏计算模块，被配置为用于根据相位连续模块与求Moore-Penrose伪逆矩模块计算相偏和频偏，并将计算出的相偏和频偏反馈到误差校正模块形成误差参数反馈环路；

解扰后的CDMA信号进入误差校正模块，经过误差校正模块输出频偏和相偏校正信号至Walsh码处理模块，经过Walsh码处理模块输出与Walsh码边界对齐的信号和最小码道号至码道变换模块，经过码道变换模块输出码道号为1的信号即导频信道信号至解扩频模块，经过解扩频模块输出码道号为1的解扩信号至相位连续模块，经过相位连续模块输出连续相位数据至频/相偏计算模块以及连续相位数据长度至求Moore-Penrose伪逆矩模块，经过求Moore-Penrose伪逆矩模块输出连续相位数据的系数矩阵的Moore-Penrose伪逆矩至频/相偏计算模块，频/相偏计算模块利用线性回归理论估计出频偏误差和相偏误差并反馈给误差校正模块，形成误差参数反馈环路。

此外，本发明还提到一种基于时-码域联合的载波频偏估计方法，该方法采用上述的基于时-码域联合的载波频偏估计装置，按照如下步骤进行：

步骤1：初始化，将反馈的频/相偏参数初始化为零；

步骤2：解扰的信号y₀(nT)首先进入误差校正模块，误差校正模块根据误差参数反馈环路反馈的频/相偏参数对信号y₀(nT)进行校正，输出频偏和相偏校正信号y₁(nT)输出至Walsh码处理模块；

步骤3：Walsh码处理模块利用基于功率的改进方法确定Walsh码的边界以及最小码道号，并输出与Walsh码边界对齐的信号y₂(nT)和最小码道号U至码道变换模块；

步骤4：码道变换模块根据最小码道号U将信号y₂(nT)变换为码道号为1的导频信道信号y₃(nT)，并输出至解扩频模块；

步骤5：解扩频模块根据扩频因子F完成码道号为1的导频信道信号y₃(nT)的解扩频处理，并输出码道号为1的解扩信号y₄(nFT)至相位连续模块；

步骤6：通过相位连续模块计算解扩信号y₄(nFT)的相位，并消除相位在π与-π之间的跳变点，输出连续相位数据P(nFT)至频/相偏计算模块以及连续相位数据的长度L至求Moore-Penrose伪逆矩模块；

步骤7：求Moore-Penrose伪逆矩模块根据连续相位数据的长度L求取连续相位数据P(nFT)的系数矩阵A的Moore-Penrose伪逆矩A^mp，并输出至频/相偏计算模块；

步骤8：频/相偏计算模块根据连续相位数据P(nFT)以及伪逆矩A^mp估计出相偏误差θ¹和频偏误差φ¹，并通过误差参数反馈环路反馈至误差校正模块；

步骤9：判断当前输入数据y₀(nT)是否为期望信号；

若：判断结果是当前输入数据y₀(nT)是期望信号，则重复步骤2-步骤8；

或当前输入数据y₀(nT)不是期望信号，则重复步骤1-步骤9。

优选地，在步骤3中，具体包括

步骤3.1：根据信道环境设置Walsh码同步窗口长度；

步骤3.2：利用Walsh码正交性计算不同Walsh码功率；

步骤3.3：基于功率的改进方法确定Walsh码的边界以及最小码号。

优选地，在步骤6中，具体包括

步骤6.1：利用反正切函数根据公式PH＝(2πFφt/R_b+θ₀+n_p(t))％π计算相位，其中n_p(t)为噪声；

步骤6.2：消除π与-π之间跳变点，根据公式PH₁＝2πFφt/R_b+θ₀+n_p(t)实现连续相位输出，形成相位矩阵P_(L-2)×1＝[p₁,p₂,p₃,…+_L-2]^T，其中p_i＝2πFφi/R_b+θ₀+n_p(i)。

优选地，在步骤7中，具体包括

步骤7.1：通过Matlab预先计算几组Moore-Penrose伪逆矩A^mp输出；

步骤7.2：根据连续相位数据的长度L查表实现Moore-Penrose伪逆矩A^mp输出。

优选地，在步骤8中，具体包括

步骤8.1：根据

X_{2 \times 1} = A_{2 \times (L - 2)}^{m p} P_{(L - 2) \times 1}

估计出相位x₁和频率x₂；

步骤8.2：根据公式φ¹＝φ₀+x₂R_b/(2πF)估计频偏，其中φ₀为上次估计频偏；当估计出的频偏φ¹超出设置范围时，设置φ¹为0；然后更新φ₀的值；

步骤8.3：根据公式θ¹＝x₁+0.5Fx₂估计相偏，对解扩频后的相位偏差进行相偏补偿。

本发明实现原理：

(1)本方法是全数字实现，所有模块在FPGA上实现，可在不增加硬件成本的同时，采用本方法。

(2)本方法在码域上，利用CDMA信号的抗干扰性，降低噪声和频偏误差对本方法的影响；在时域上，利用相位曲线的回归性理论，提高估计精度；因此本方法在低SNR下获得很高性能。

(3)本方法利用误差反馈环路使得误差参数传递形成闭环，快速进入稳定估计状态，进一步降低频偏影响。

(4)误差校正模块是利用上次估计的误进行校正，在初始化和反馈的频偏估计误差超出一定范围时，不进行任何校正，用于确保误差反馈环路不会出现震荡。

(5)Walsh码处理模块是Walsh码的自相关性和码间正交性，确定Walsh码边界和最小码道号。Walsh码边界是利用Walsh码的自相关性实现；最小码道号利用Walsh码间正交性实现。由于存在相偏和频偏的影响，采用基于功率的改进实现方法。此时扩频因子采用该测试系统最大码道号。

(6)码道变换模块实现最小码道号变换为码道1的功能。如果最小码道号为1时，不做任何变换。该模块主要是考虑没有导频信道时，通过变换使其具有伪导频信道的功能。此时扩频因子与Walsh码处理模块的相同。

(7)解扩频模块实现扩频因子确定和解扩两个功能。在已知扩频因子时，只对码道1进行解扩。在未知扩频因子时，需要通过盲解，确定扩频因子。扩频因子盲解的原理是利用比较码道功率实现。

(8)实现相位连续模块进行相位计算和相位跳变点的消除。由于在计算相位时，存在π与-π的跳变点，需要算法进行消除；同时根据需要确定相位数据的长度。

(9)求Moore-Penrose伪逆矩模块是根据实现相位连续模块提供的相位长度实现系数矩阵的Moore-Penrose伪逆矩。在长度固定时，相位矩阵方程的系数矩阵为常数矩阵，可以利用Matlab实现其Moore-Penrose伪逆矩，且伪逆矩也是常数矩阵。因此具体实现方式采用查表法，为了降低伪逆矩的存储空间，因此要求提供的相位长度是固定的几种。

(10)频/相偏计算模块是利用相位矩阵与伪逆矩阵的乘法计算相偏和频偏。计算出的相偏和频偏反馈道误差校正模块形成误差参数反馈环路，通过迭代逐步降低相偏和频偏对算法的影响。

本发明所带来的有益技术效果：

本发明提出了一种基于时-码域联合的载波频偏估计方法，与现有技术相比，满足了DS-CDMA信号测试系统和矢量信号分析仪器的需求，采用时-码域的联合估计方法，且充分利用DS-CDMA的抗干扰性和线性回归理论，大大降低了频偏估计算法的复杂度，提高了抗干扰性；采用异步迭代方法，最大程度降低了残留频偏对算法的影响，提高了频偏估计的精度；通过无线电技术全数字实现，便于集成和移植，能够广泛应用于矢量信号分析仪器和DS-CDMA信号测量系统中。

附图说明

图1为本发明一种基于时-码域联合的载波频偏估计装置的原理框图。

图2为现有技术中带有相偏和频偏的CDMA2000数据星座图。

图3为利用本发明基于时-码域联合的载波频偏估计装置中相位连续模块实现的CDMA2000数据的连续相位曲线图。

图4为利用本发明基于时-码域联合的载波频偏估计方法校正后的CDMA2000数据星座图。

图5为本发明一种基于时-码域联合的载波频偏估计方法的流程框图。

其中，1-误差参数反馈环路；2-误差校正模块；3-Walsh码处理模块；4-码道变换模块；5-解扩频模块；6-相位连续模块；7-求Moore-Penrose伪逆矩模块；8-频/相偏计算模块。

具体实施方式

下面结合附图以及具体实施方式对本发明作进一步详细说明：

实施例1：

如图1所示，一种基于时-码域联合的载波频偏估计装置，包括误差参数反馈环路1、误差校正模块2、Walsh码处理模块3、码道变换模块4、解扩频模块5、相位连续模块6、求Moore-Penrose伪逆矩模块7和频/相偏计算模块8。误差反馈环路1通过逐步迭代降低相偏、频偏的影响，提高误差参数估计精度。解扰后的CDMA信号进入误差校正模块2输出初步频偏和相偏校正后信号给Walsh码处理模块3。Walsh码处理模块3输出Walsh码边界对齐的信号和最小码道号给码道变换模块4。码道变换模块4输出码道号为1的信号给解扩频模块5。解扩频模块5输出码道1的解扩信号给相位连续模块6。相位连续模块6输出连续相位数据给频/相偏计算模块8以及输出连续相位数据长度给求Moore-Penrose伪逆矩模块7。求Moore-Penrose伪逆矩模块7输出系数矩阵的Moore-Penrose伪逆矩给频/相偏计算模块8。频/相偏计算模块8利用线性回归理论估计出频偏误差和相偏误差，把无相偏和频偏的数据输出给后续处理以及把频偏误差和相偏误差反馈给误差校正模块2，形成误差参数反馈环路1。

实施例2：

在上述实施例的基础上，本发明提供一种基于时-码域联合的载波频偏估计方法(如图5所示)，利用DS-CDMA的抗干扰性、线性回归理论和异步迭代方法的抗干扰、高精度载波同步的测量装置进行载波频偏估计，按照如下步骤进行：

步骤1：进入算法信号为解扰的信号，需要码同步技术实现，解扰后的信号模型为

y = e^{j 2 π φ t / R_{b} + θ} Σ_{i = 1}^{M} A_{i} [P_{i}, X_{i}, Q_{i}] + n_{0} (t) - - - (1)

其中，

P_{i} = [d_{i m}^{1} w_{i m}, d_{i (m + 1)}^{1} w_{i (m + 1)}, ... d_{i F}^{1} w_{i F}]

为Walsh边界对齐前面残留的数据，

Q_{i} = [d_{i 1}^{L} w_{i 1}, d_{i 2}^{L} w_{i 2}, ... d_{i (F - m)}^{L} w_{i (F - m)}]

为Walsh边界对齐后面残留的数据，

X_{i} = [[d_{i 1}^{2} w_{i 1}, d_{i 2}^{2} w_{i 2}, ... d_{i F}^{2} w_{i k F}], [d_{i 1}^{3} w_{i 1}, d_{i 2}^{3} w_{i 2}, ... d_{i F}^{3} w_{i k F}], ..., [d_{i 1}^{L - 1} w_{i 1}, d_{i 2}^{L - 1} w_{i 2}, ... d_{i F}^{L - 1} w_{i k F}]]

为Walsh边界对齐数据，A_i为第i码道的功率，M为码道数，F为扩频因子，L为采集数据扩频前数据长度，为第i码道扩频前第j数据的扩频后第k数据，w_ik为第i码道的第k码字，X_i为第i码道的边界对齐数据，φ为频偏，θ为初始相位，R_b为码元速率；

步骤2：误差校正模块初始相偏和频偏为0，数据等效直通，输出数据等于其输入数据y；

步骤3：Walsh码处理模块利用基于功率的改进方法确定Walsh码边界和最小码道号，边界对齐后输出数据为

y_{1} = e^{j 2 π φ t / R_{b} + θ_{0}} Σ_{i = 1}^{M} A_{i} X_{i} + n_{0} (t),

其中θ₀为由于Walsh码边界对齐产生的相偏与原始相偏的和，最小码道号为A_i中i从1到M首先不为零的i值，设为U；

步骤4：码道变换模块实现最小码道转变为1码道号，主要乘以最小码号U的码字，输出含1码号信道数据，1码号的码字为全1，后续模块也只关系码道为1的数据，为了简化处理，以后只给出码道1的输出数据，其他码道数据为n₁(t)，码道1数据为

y_{2} = e^{j 2 π φ t / R_{b} + θ_{0}} A_{U} [[d_{U 1}^{2}, d_{U 2}^{2}, ... d_{U F}^{2}], [d_{U 1}^{3}, d_{U 2}^{3}, ... d_{U F}^{3}], ..., [d_{U 1}^{L - 1}, d_{U 2}^{L - 1}, ... d_{U F}^{L - 1}]] + n_{0} (t) + n_{1} (t),

由于n₁(t)是由于相偏和频偏存在带来的码间干扰，因此随着误差参数反馈环路的不断迭代，n₁(t)的影响逐渐降低；

步骤5：解扩频模块实现解DS扩频功能，输出1码号信道扩频前数据，为

y_{2} = e^{j 2 π F φ t / R_{b} + θ_{0}} f (θ_{0}, φ) {FA}_{U} [d_{U}^{2}, d_{U}^{3}, ... d_{U}^{L - 1}]] + n_{2} (t),

其中f(θ,φ)为解DS扩频是频偏与相偏干扰，n₂(t)为噪声和码间干扰的和；

步骤6：相位连续模块输出连续相位为P_(L-2)×1＝[p₁,p₂,p₃,…p_L-2]^T，具体实现步骤：

步骤6.1：利用atan()函数计算相位为PH＝(2πFφt/R_b+θ₀+n_p(t))％π，其中n_p(t)为相位噪声；

步骤6.2：由于利用atan()函数计算相位在π与-π之间跳变点，需要消除这些跳变点，实现连续相位输出为PH₁＝2πFφt/R_b+θ₀+n_p(t)，形成相位矩阵为P_(L-2)×1＝[p₁,p₂,p₃,…p_L-2]^T，其中p_i＝2πFφi/R_b+θ₀+n_p(i)；

相位矩阵长度L-2需要输出给求Moore-Penrose伪逆矩模块，用于计算系数矩阵的伪逆矩；

步骤7：求Moore-Penrose伪逆矩模块用于解频偏和相偏矩阵方程；

P_(L-2)×1＝A_(L-2)×2X_2×1，其中

X_{2 \times 1} = [\begin{matrix} x_{1} \\ x_{2} \end{matrix}],

x₁为初始相位，x₂为相位斜率，

A_{(L - 2) \times 2} = {[\begin{matrix} 1 & 1 & ... & 1 \\ 1 & 2 & ... & L - 2 \end{matrix}]}^{T};

解矩阵

X_{2 \times 1} = A_{(L - 2) \times 2} \ P_{(L - 2) \times 1} = A_{2 \times (L - 2)}^{m p} P_{(L - 2) \times 1} .

现在问题的关键为获得矩阵A的Moore-Penrose伪逆矩A^mp。我们发现在固定长度时，矩阵A是常数矩阵，其伪逆矩A^mp也是常数矩阵。因此，不需要在工程代码中实求Moore-Penrose伪逆矩算法，可使用Matlab实现，有效降低代码的复杂度。

步骤8：频/相偏计算模块实现

X_{2 \times 1} = A_{2 \times (L - 2)}^{m p} P_{(L - 2) \times 1} &RightArrow; [\begin{matrix} x_{1} \\ x_{2} \end{matrix}] = [\begin{matrix} a_{1} & a_{2} & ... & a_{L - 2} \\ b_{1} & b_{2} & ... & b_{L - 2} \end{matrix}] {[\begin{matrix} p_{1} & p_{2} & ... & p_{L - 2} \end{matrix}]}^{T}

最后，输出相偏为x₁，频偏为φ＝x₂R_b/(2πF)。

以CDMA2000信号为例，SNR为20dB，R_b为1.2288MHz，F为64，M为2，图2给出了原始数据的星座图，图3给出了连续相位曲线图，最后图4给出了利用本方法校正后的数据的星座图。测试结果表明，本方法在低SNR时，也能获得很好的性能。

本方法是在FPGA上实现，可用于便携式矢量信号分析仪或测试系统中，同时可移植到现有的矢量信号分析仪或测试系统中，在不增加硬件成本和硬件架构的条件下，提高载波同步的精度。

本发明一种基于时-码域联合的载波频偏估计方法，满足了DS-CDMA信号测试系统和矢量信号分析仪器的需求，采用时-码域的联合估计方法，且充分利用DS-CDMA的抗干扰性和线性回归理论，大大降低了频偏估计算法的复杂度，提高了抗干扰性；采用异步迭代方法，最大程度降低了残留频偏对算法的影响，提高了频偏估计的精度；通过无线电技术全数字实现，便于集成和移植，能够广泛应用于矢量信号分析仪器和DS-CDMA信号测量系统中。

当然，上述说明并非是对本发明的限制，本发明也并不仅限于上述举例，本技术领域的技术人员在本发明的实质范围内所做出的变化、改型、添加或替换，也应属于本发明的保护范围。

Claims

1.一种基于时-码域联合的载波频偏估计装置，其特征在于：包括误差参数反馈环路、误差校正模块、Walsh码处理模块、码道变换模块、解扩频模块、相位连续模块、求Moore-Penrose伪逆矩模块和频/相偏计算模块；

所述误差校正模块，被配置为用于根据上次估计的误差进行校正；

所述解扩频模块，被配置为用于扩频因子的确定和解扩；

通过码同步技术实现的解扰后的CDMA信号进入误差校正模块，经过误差校正模块输出频偏和相偏校正信号至Walsh码处理模块，经过Walsh码处理模块输出与Walsh码边界对齐的信号和最小码道号至码道变换模块，经过码道变换模块输出码道号为1的信号即导频信道信号至解扩频模块，经过解扩频模块输出码道号为1的解扩信号至相位连续模块，经过相位连续模块输出连续相位数据至频/相偏计算模块以及连续相位数据长度至求Moore-Penrose伪逆矩模块，经过求Moore-Penrose伪逆矩模块输出连续相位数据的系数矩阵的Moore-Penrose伪逆矩至频/相偏计算模块，频/相偏计算模块利用线性回归理论估计出频偏误差和相偏误差并反馈给误差校正模块，形成误差参数反馈环路。

2.一种基于时-码域联合的载波频偏估计方法，其特征在于：采用如权利要求1所述的基于时-码域联合的载波频偏估计装置，按照如下步骤进行：

步骤1：初始化，将反馈的频/相偏参数初始化为零；

步骤9：判断当前输入数据y₀(nT)是否为期望信号；

或当前输入数据y₀(nT)不是期望信号，则重复步骤1-步骤9。

3.根据权利要求2所述的基于时-码域联合的载波频偏估计方法，其特征在于：在步骤3中，具体包括

步骤3.1：根据信道环境设置Walsh码同步窗口长度；

步骤3.2：利用Walsh码正交性计算不同Walsh码的功率；

4.根据权利要求2所述的基于时-码域联合的载波频偏估计方法，其特征在于：在步骤6中，具体包括

步骤6.2：消除π与-π之间跳变点，根据公式PH₁＝2πFφt/R_b+θ₀+n_p(t)实现连续相位输出，形成相位矩阵P_(L-2)×1＝[p₁,p₂,p₃,…p_L-2]^T，其中p_i＝2πFφi/R_b+θ₀+n_p(i)。

5.根据权利要求2所述的基于时-码域联合的载波频偏估计方法，其特征在于：在步骤7中，具体包括

步骤7.1：通过Matlab预先计算几组Moore-Penrose伪逆矩A^mp；

步骤7.2：根据连续相位数据的长度L查表求取Moore-Penrose伪逆矩A^mp。

6.根据权利要求2所述的基于时-码域联合的载波频偏估计方法，其特征在于：在步骤8中，具体包括

步骤8.1：根据估计出相位x₁和频率x₂；