CN105529933A - Dsp控制器和具有其的三电平全桥llc变换器及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种DSP控制器，三电平全桥LLC变换器和DSP控制器的控制方法，所述控制方法包括以下步骤：获取电池所需电压；判断所述所需电压是否第一电压预设值的关系,得到所需电压的电压关系；根据所述电压关系，控制变压器的两个次级绕组之间进行并联连接或串联连接。该控制方法通过控制变压器的两个次级绕组之间进行并联连接或串联连接，提高输出电压等级，且可以满足恒流宽电压范围输出设计的要求。另外在变压器输出电压时，空载和带载条件下，使谐振网络运行在额定频率附近时，提高变压器的转换效率。

Description

DSP控制器和具有其的三电平全桥LLC变换器及控制方法

技术领域

本发明涉及LLC谐振变换器领域，尤其涉及一种DSP控制器和具有其的三电平全桥LLC变换器及控制方法。

背景技术

LLC谐振变换器因为其结构简单、软开关特性优越，在业界得到了越来越广泛的应用。在大功率、高功率密度的场合，三电平LLC谐振变换器更是以其器件应力低、开关损耗小、变换频率高等优点，逐渐成为业界的主流拓扑。

LLC谐振变换器一般通过改变工作频率来对变换器增益进行调节，以实现输出电压的稳定和调整，通常应用在恒压输出场合，但是现有的LLC谐振变换器无法适用于宽范围的恒流输出。

发明内容

本发明的目的旨在至少解决上述技术缺陷之一，提供一种DSP控制器和具有其的三电平全桥LLC变换器及控制方法。

本发明提供一种DSP控制器,所述DSP控制器与变压器连接,所述控制器包括:

获取模块,用于获取电池所需电压；

第一判断模块,用于判断所述所需电压与第一电压预设值的关系,得到所需电压的电压区间；

控制模块，用于根据所述电压区间，控制变压器的两个次级绕组之间进行并联连接或串联连接。

从上述控制器的方案可以看出，通过控制变压器的两个次级绕组之间进行并联连接或串联连接，提高输出电压等级，且可以满足恒流宽电压范围输出设计的要求。另外在变压器输出电压时，空载和带载条件下，使谐振网络运行在额定频率附近时，从而提高变压器的转换效率。

本发明还提供一种DSP控制器的控制方法，所述修改方法包括：

获取电池所需电压；

判断所述所需电压是否第一电压预设值的关系,得到所需电压的电压关系；

根据所述电压关系，控制变压器的两个次级绕组之间进行并联连接或串联连接。

从上述控制方法的方案可以看出，通过控制变压器的两个次级绕组之间进行并联连接或串联连接，提高输出电压等级，且可以满足恒流宽电压范围输出设计的要求。另外在变压器输出电压时，空载和带载条件下，使谐振网络运行在额定频率附近时，提高变压器的转换效率。

本发明还提供一种三电平全桥LLC变换器，所述变换器包括上述的DSP控制器和具有两个次级绕组的变压器，所述变压器与所述DSP控制器电连接。

从上述变换器的方案可以看出，通过控制变压器的两个次级绕组之间进行并联连接或串联连接，提高输出电压等级，且可以满足恒流宽电压范围输出设计的要求。另外在变压器输出电压时，空载和带载条件下，使谐振网络运行在额定频率附近时，提高变换器的转换效率。

附图说明

图1为本发明的DSP控制器一种实施例的结构示意图；

图2为本发明的三电平全桥LLC变换器一种实施例的结构示意图；

图3为现有的三电平全桥LLC变换器的电路图；

图4为现有的三电平全桥LLC变换器的工作区间；

图5为本发明的三电平全桥LLC变换器一种实施例的电路图；

图6为本发明的三电平全桥LLC变换器另一种实施例的电路图

图7为本发明的DSP控制器的控制方法一种实施例的流程图；

图8为本发明的DSP控制器的控制方法另一种实施例的流程图。

具体实施方式

为了使本发明所解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明提供一种实施例的DSP控制器，所述DSP控制器10与变压器11连接，如图1所示，所述控制器包括:

获取模块1,用于获取电池所需电压；

第一判断模块2,用于判断所述所需电压与第一电压预设值的关系,得到所需电压的电压区间；

控制模块3，用于根据所述电压区间，控制变压器的两个次级绕组之间进行并联连接或串联连接。

在具体实施中，所述控制器还包括第二判断模块4；

所述第二判断模块4用于判断所述所需电压是否在第二电压预设值和第三电压预设值之间，其中第二电压预设值大于第三电压预设值；

如果是，获取变压器的输出电压；

根据变压器的输出电压，判断输出电压的变化趋势；

所述控制模块3用于根据所述电压关系和输出电压的变化趋势，控制变压器的两个次级绕组之间进行并联连接或串联连接。

具体的，所述电压的变化趋势包括上升趋势和下降趋势。

从上述控制器的方案可以看出，通过控制变压器的两个次级绕组之间进行并联连接或串联连接，提高输出电压等级，且可以满足恒流宽电压范围输出设计的要求。另外在变压器输出电压时，空载和带载条件下，使谐振网络运行在额定频率附近时，从而提高变压器的转换效率。

本发明提供一种实施例的三电平全桥LLC变换器，如图2所示，所述LLC变换器包括DSP控制器10和具有两个次级绕组的变压器11，所述变压器11与所述DSP控制器10电连接。

如图3所示，现有的三电平全桥LLC变换器包括两个桥臂，8个开关管S1-S8，其中开关管S1、S2、S3、S4分别与开关管S7、S8、S5、S6有着共同的控制信号，习惯上将开关管S1、S4、S5、S8称为变换器的外管，而将开关管S2、S3、S6、S7称为变换器的内管。现有的三电平全桥LLC变换器在PFM控制模态下驱动波形，内、外管占空比为固定值，例如0.5；在PWM控制模式下，根据增益需求对所述外管进行占空比调宽，同时保持内管的占空比不低于最小占空比，该最小占空比按照在外管关断后内管延迟关断的时长能够避免谐振电流反向谐振的要求确定。当变压器初级电压被输出电压箝位时，Lm不参加谐振，Lr和Cr产生的串联谐振频率为f1；当变压器不向次级传递能量时，Lm电压不被箝位，Lm,Lr,Cr共同参与谐振，构成谐振频率f2为：

$f_1=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_r{C}_r}}---\left(1\right)$

$f_2=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{(L_r+L_m)C_r}}---\left(2\right)$

现有的LLC谐振变流器的直流电压增益表达式为：

$G_{dc}=\frac{1}{\sqrt{{\[\frac{1}{h}(\frac{1}{{f_n}^2}-1)-1\]}^2+{\[Q(\frac{1}{f_n}-f_n)\]}^2}}---\left(3\right)$

式中 $f_n=\frac{f_s}{f_1};w_0=\sqrt{\frac{1}{C_r{L}_r}};Q=\frac{w_0{L}_r}{R};h=\frac{L_m}{L_r};w_0=2{\mathrm{\πf}}_1$ R为等效输出电阻。

图4示出现有的半桥LLC变流器在不同负载情况下的直流增益曲线。现有的LLC变换器在f1(即图中(1,1)点)时，谐振回路阻抗最小，损耗最低。所以在普通设计中，一般将满载工作点设计在该点。在3区间中，开关管工作在容性区域，开关损耗大，所以在任何设计中都应该避免电路工作在此区域。而2区间中，LLC工作在谐振电流断续模式，可同时实现初级开关管零电压开通和次级整流管零电流关断，避免反向恢复，所以恒压输出的设计中，一般将所有负载情况下的工作点设计在该区间中。但是在电动车充电模块应用场合要求恒流宽电压范围输出，负载变化大，对应的直流增益变化范围大，很难保证全负载范围内所有的工作点均在零电压开通区域。并且电路工作在最大增益点和(1,1)点之间的曲线上，这段曲线增益越小，越接近谐振点。故仅能将满载工作点设计在直流增益高(恒流模式下，输出电压越高，功率越大)，即f_s＜f₁的区间，输出电压小即轻载工作点设计在谐振点，满载效率不能得到优化，效率会很低。在1区间中，f_s>f₁，现有的LLC变换器在谐振电流连续模式，初级开关管可实现零电压开通，次级整流管不能实现零电流关断，会有反向恢复过程。这一区间增益曲线斜率较大，直流增益可调的范围广，可满足恒流宽电压范围输出设计的要求。直流增益表达式：

$G_{dc}=\frac{{\mathrm{nV}}_o}{V_{in}}---\left(4\right)$

式中：n为实际变压器绕组匝比；V_in,V_o分别为输入、输出电压。

可见，为得到最佳设计点(即谐振点)，仅需取期望的变压器绕组匝比

如图4所示，曲线增益越小，斜率越大。若满载的工作点设计在谐振点，输出电压降至一半(即G_dc降至0.5)时，工作频率将达到2倍谐振频率以上，工作频率范围很广。为使工作频率范围变窄，可选择增益曲线斜率大的一段，即G_dc＜1。由式(4)及N_nor计算式可知，若n＜N_nor,则G_dc＜1。图4示出n＝0.88N_nor时的增益曲线及工作点。U_o从500V～200V变化时，工作频率的范围为1.22f₁～2.11f₁。

因此充电桩模块恒流输出电压的变化范围一般在750V～200V之间。对于380V系统三相PFC直流母线输出电压能力在540V～820V。为保证在750V～500V的输出能力期望的变压器绕组匝比n＝1:1；要满足500V～200V的带载要求，要使变压器绕组匝比为n＝2:1。

本发明的三电平全桥LLC变换器，采用匝比为n＝2:1副边有两套绕组的变压器，通过对整流电路进行串、并联设计实现750V～200V的输出电压要求，即通过控制变压器的两个次级绕组之间进行并联连接或串联连接，提高输出电压等级，且可以满足恒流宽电压范围输出设计的要求。另外在变压器输出电压时，空载和带载条件下，使谐振网络运行在额定频率附近时，提高变换器的转换效率。

在具体实施中，如图5和图6所示，所述变压器的第一绕组N1、第二绕组N2、第三绕组N3。所述第一绕组为交流输入。所述第二绕组N2通过D1、D2、D3、D4形成一个VOUT+与Vo1-的回路。所述第三绕组N3通过D5、D6、D7、D8形成一个Vo2+与VOUT-的回路。500V～200V范围内第二绕组N2和第三绕组N3并联；750V～500V范围内第二绕组N2和第三绕组N3并联串联。如图5所示，通过DSP控制器控制晶体管Q1和Q2同时导通，实现第二绕组N2和第三绕组N3并联，通过DSP控制器控制晶体管Q3导通，实现第二绕组N2和第三绕组N3串联。如图6所示，通过DSP控制器控制晶体管RL1和RL2同时导通，实现第二绕组N2和第三绕组N3并联，通过DSP控制器控制晶体管RL3导通，实现第二绕组N2和第三绕组N3串联。

在具体实施中，本发明提供一种实施例的DSP控制器的控制方法，如图7所示，所述控制方法包括以下步骤：

步骤S71，获取电池所需电压；

步骤S72，判断所述所需电压是否第一电压预设值的关系,得到所需电压的电压关系；

步骤S73，根据所述电压关系，控制变压器的两个次级绕组之间进行并联连接或串联连接。

也就是说，通过所述所需电压是否第一电压预设值的关系，控制变压器的两个次级绕组之间进行并联连接或串联连接，从而实现提高输出电压等级，且可以满足恒流宽电压范围输出设计的要求。

在具体实施中，所述步骤S73，具体为：

当所述所需电压大于或等于第一电压预设值时，控制变压器的两个次级绕组之间进行串联连接；

当所述所需电压小于第一电压预设值时，控制变压器的两个次级绕组之间进行并联连接。

具体的，第一电压预设值为500V。

在具体实施中，在步骤S72之后，还包括以下步骤，

判断所述所需电压是否在第二电压预设值和第三电压预设值之间，其中第二电压预设值大于第三电压预设值；

如果是，获取变压器的输出电压；

根据变压器的输出电压，判断输出电压的变化趋势。

具体的，第二电压预设值为520V，第三电压预设值为480V。

在具体实施中，所述步骤S73，具体为：

步骤S731，根据所述电压关系和输出电压的变化趋势，控制变压器的两个次级绕组之间进行并联连接或串联连接。

在具体实施中，所述输出电压的变化趋势包括上升趋势和下降趋势。

在具体实施中，所述步骤S731，具体为：

当电压的变化趋势为上升趋势时，控制变压器的两个次级绕组停止进行并联连接，并在延迟第一预设时间之后，控制变压器的两个次级绕组停止进行串联连接；

当电压的变化趋势为下降趋势时，控制变压器的两个次级绕组停止进行串联连接，并在延迟第一预设时间之后，控制变压器的两个次级绕组停止进行并联连接。

具体的，第一预设时间为10-20ms。也就是说，当输出电压由低到高变化时，在480V～520V区间内并联信号无效，延时20ms串联信号有效；当输出电压由高到低降低时，在520V～480V区间内串联信号无效，20ms后并联信号有效。

在具体实施中，本发明提供一种实施例的DSP控制器的控制方法，如图8所示，所述控制方法包括以下步骤：

步骤S81，获取电池所需电压；

步骤S82，判断所述所需电压是否大于或等于第一电压预设值，如果是，进入步骤S83，如果否，进入步骤S84；

步骤S83，判断所述所需电压是否在第二电压预设值和第三电压预设值之间，其中第二电压预设值大于第三电压预设值，如果是，进入步骤S85，如果否，进入步骤S86；

步骤S84，控制变压器的两个次级绕组进行并联连接；

步骤S85，获取变压器的输出电压；

步骤S86，控制变压器的两个次级绕组进行串联连接；

步骤S87，根据变压器的输出电压，判断输出电压的变化趋势；

步骤S88，判断输出电压的变化趋势是否上升趋势，如果是，进入步骤S89，如果否，进入步骤S810；

步骤S89，控制变压器的两个次级绕组停止进行并联连接，并在延迟第一预设时间之后，控制变压器的两个次级绕组停止进行串联连接；

步骤S810，下降趋势时，控制变压器的两个次级绕组停止进行串联连接，并在延迟第一预设时间之后，控制变压器的两个次级绕组停止进行并联连接。

从上述控制方法的方案可以看出，通过控制变压器的两个次级绕组之间进行并联连接或串联连接，提高输出电压等级，且可以满足恒流宽电压范围输出设计的要求。另外在变压器输出电压时，空载和带载条件下，使谐振网络运行在额定频率附近时，提高变换器的转换效率。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种DSP控制器,所述DSP控制器与变压器连接,其特征在于：所述控制器包括:

获取模块,用于获取电池所需电压;

第一判断模块,用于判断所述所需电压与第一电压预设值的关系,得到所需电压的电压区间；

控制模块，用于根据所述电压区间，控制变压器的两个次级绕组之间进行并联连接或串联连接。

2.如权利要求1所述的DSP控制器，其特征在于：所述控制器还包括第二判断模块；

所述第二判断模块用于判断所述所需电压是否在第二电压预设值和第三电压预设值之间，其中第二电压预设值大于第三电压预设值；

如果是，获取变压器的输出电压；

根据变压器的输出电压，判断输出电压的变化趋势；

所述控制模块用于根据所述电压关系和输出电压的变化趋势，控制变压器的两个次级绕组之间进行并联连接或串联连接。

3.如权利要求2所述的DSP控制器，其特征在于：所述电压的变化趋势包括上升趋势和下降趋势。

4.一种DSP控制器的控制方法，其特征在于：所述控制方法包括：

获取电池所需电压；

判断所述所需电压是否第一电压预设值的关系,得到所需电压的电压关系；

根据所述电压关系，控制变压器的两个次级绕组之间进行并联连接或串联连接。

5.如权利要求4所述的控制方法，其特征在于：根据所述电压区间，控制变压器的两个次级之间进行并联连接或串联连接的步骤，具体为：

当所述所需电压大于或等于第一电压预设值时，控制变压器的两个次级绕组之间进行串联连接；

当所述所需电压小于第一电压预设值时，控制变压器的两个次级绕组之间进行并联连接。

6.如权利要求4所述的控制方法，其特征在于：所述控制方法还包括以下步骤：

判断所述所需电压是否在第二电压预设值和第三电压预设值之间，其中第二电压预设值大于第三电压预设值；

如果是，获取变压器的输出电压；

根据变压器的输出电压，判断输出电压的变化趋势。

7.如权利要求6所述的控制方法，其特征在于：所述根据所述电压关系，控制变压器的两个次级绕组之间进行并联连接或串联连接的步骤，具体为：

根据所述电压关系和输出电压的变化趋势，控制变压器的两个次级绕组之间进行并联连接或串联连接。

8.如权利要求7所述的控制方法，其特征在于，所述输出电压的变化趋势包括上升趋势和下降趋势。

9.如权利要求8所述的控制方法，其特征在于，所述根据所述电压关系和输出电压的变化趋势，控制变压器的两个次级绕组之间进行并联连接或串联连接的步骤，具体为：

当电压的变化趋势为上升趋势时，控制变压器的两个次级绕组停止进行并联连接，并在延迟第一预设时间之后，控制变压器的两个次级绕组停止进行串联连接；

当电压的变化趋势为下降趋势时，控制变压器的两个次级绕组停止进行串联连接，并在延迟第一预设时间之后，控制变压器的两个次级绕组停止进行并联连接。

10.一种三电平全桥LLC变换器，其特征在于：所述变换器包括如权利要求1-3所述的DSP控制器和具有两个次级绕组的变压器，所述变压器与所述DSP控制器电连接。