CN105493498A

CN105493498A - 发送广播信号的装置、接收广播信号的装置、发送广播信号的方法和接收广播信号的方法

Info

Publication number: CN105493498A
Application number: CN201480046725.2A
Authority: CN
Inventors: 金昞吉; 金哉亨; 高祐奭; 洪性龙
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2013-08-23
Filing date: 2014-08-21
Publication date: 2016-04-13
Anticipated expiration: 2034-08-21
Also published as: JP2016535524A; JP6378340B2; MX2016001883A; WO2015026177A1; CA2919834A1; EP3036898A4; EP3036898A1; US9800390B2; KR101775007B1; US20170366327A1; MX349870B; CN105493498B; KR20160025013A; US9948444B2; CA2919834C; US20150055727A1

Abstract

公开一种用于发送广播信号的方法和装置。该装置发送广播信号，该装置包括：编码器，该编码器用于对与承载至少一个服务数据或者服务分量数据的数据传输信道中的每个相对应的数据；帧构建器，所述帧构建器用于构建包括编码的数据的至少一个信号帧；调制器，所述调制器用于通过OFDM(正交频分复用)方案调制至少一个信号帧；发射器，该发射器用于发送承载至少一个调制的信号帧的广播信号。

Description

发送广播信号的装置、接收广播信号的装置、发送广播信号的方法和接收广播信号的方法

技术领域

本发明涉及一种发送广播信号的装置、接收广播信号的装置以及发送和接收广播信号的方法。

背景技术

模拟广播信号传输已到尽头，正开发发送/接收数字广播信号的各种技术。数字广播信号可以包括比模拟广播信号更大量的视频/音频数据并且除视频/音频数据外，进一步包括各种另外的数据。

发明内容

技术问题

即，数字广播系统能提供HD(高清)图像、多通道音频和各种另外的服务。然而，为数字广播，需要进一步提高用于传输大量数据的数据传输效率、发送/接收网络的鲁棒性和考虑移动接收设备的网络灵活性。

技术方案

为了实现目的和其它的优点并且根据本发明的目标，如在此所体现和一般性描述的，一种用于发送广播信号的方法，该方法包括：对与多个数据传输路径中的每一个相对应的服务数据进行编码，其中数据传输路径中的每一个承载至少一个服务组件；构建包括被编码的服务数据的至少一个信号帧；通过OFDM(正交频分复用)方案调制至少一个信号帧；发送承载至少一个被调制的信号帧的广播信号，其中至少一个信号帧中的每一个包括具有信令数据的前导，其中所述信令数据包括FFT的大小、是否信号帧包括EAC消息的信息以及与信号帧的服务数据有关的信息。

有益效果

本发明能根据服务特性处理数据来控制每一服务或服务组件的QoS(服务质量)，由此提供各种广播服务。

本发明能通过同一RF信号带宽，通过传输各种广播服务，实现传输灵活性。

本发明能使用MIMO系统，提高数据传输效率和增加广播信号的发送/接收的鲁棒性。

根据本发明，即使通过移动接收设备或在室内环境中，也可以提供能无错误地接收数字广播信号的广播信号发送和接收方法及装置。

附图说明

图1图示根据本发明的实施例的发送用于未来广播服务的广播信号的装置的结构。

图2图示根据本发明的实施例的输入格式化模块。

图3图示根据本发明的另一实施例的输入格式化模块。

图4图示根据本发明的另一实施例的输入格式化模块。

图5图示根据本发明的实施例的编译和调制模块。

图6图示根据本发明的实施例的帧结构模块。

图7图示根据本发明的实施例的波形生成模块。

图8图示根据本发明的实施例的接收用于未来广播服务的广播信号的装置的结构。

图9图示根据本发明的实施例的同步和解调模块。

图10图示根据本发明的实施例的帧解析模块。

图11图示根据本发明的实施例的解映射和解码模块。

图12图示根据本发明的实施例的输出处理器。

图13图示根据本发明的另一实施例的输出处理器。

图14图示根据本发明的另一实施例的编译和调制模块。

图15图示根据本发明的另一实施例的解映射和解码模块。

图16图示根据本发明的实施例的广播系统的帧结构。

图17图示根据本发明的实施例的前导插入块。

图18示出根据本发明的实施例的表示输入信息和输出信息之间的关系或者DQPSK/DBPSK映射器17040的映射规则的数学表达。

图19图示根据本发明的实施例的前导结构。

图20图示根据本发明的实施例的前导插入块。

图21图示根据本发明的实施例的前导插入块。

图22是示出根据本发明的实施例的加扰序列的曲线图。

图23图示根据本发明的实施例的从二进制线性调频状序列修改的加扰序列的示例。

图24图示根据本发明的实施例的前导中的信令信息结构。

图25图示根据本发明的实施例的处理通过前导发送的信令数据的过程。

图26图示根据本发明的实施例的处理通过前导发送的信令数据的过程。

图27图示根据本发明的实施例的能够由前导插入模块执行的差分编码操作。

图28图示根据本发明的实施例的能够由前导插入模块执行的差分编码操作。

图29是根据本发明的实施例的被包括在前导检测器中的相关性检测器的框图。

图30图示根据本发明的实施例的前导检测器的信令解码器。

图31图示根据本发明的实施例的前导检测器的信令解码器。

图32图示根据本发明的实施例的前导检测器的信令解码器。

图33是图示根据本发明的实施例的用于发送广播信号的方法的流程图。

图34是图示根据本发明的实施例的用于接收广播信号的方法的流程图。

具体实施方式

现在，将详细地参考本发明的优选实施例，在附图中示例其描述。在下文中，将参考附图给出的详细描述意在解释本发明的示例性实施例，而不是表示根据本发明能实现的仅有的实施例。下述详细描述包括具体细节以便提供对本发明的全面理解。然而，对本领域的技术人员显而易见的是，没有这些具体细节，也能实施本发明。

尽管从本领域广泛使用的常见术语选择用在本发明中的大多数术语，但一些术语由申请人任意选择并且根据需要，在下述描述中详细地解释它们的含义。由此，应当基于术语的预期含义，而不是它们的简单名称或含义理解本发明。

本发明提供用于发送和接收用于未来广播服务的广播信号的装置和方法。根据本发明的实施例的未来广播服务包括地面广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等等。根据本发明的一个实施例的用于发送的装置和方法可以被分类为用于地面广播服务的基础规范(baseprofile)、用于移动广播服务的手持规范(handheldprofile)以及用于UHDTV服务的高级规范(advancedprofile)。在这种情况下，基础规范能够被用作用于地面广播服务和移动广播服务这两者的规范。即，基础规范能够被用于定义包括移动规范的规范的概念。这能够根据设计者的意图来改变。

根据一个实施例，本发明可以通过非MIMO(多输入多输出)或MIMO，处理用于未来广播服务的广播信号。根据本发明的实施例的非MIMO方案可以包括MISO(多输入单输出)方案、SISO(单输入单输出)方案等等。

尽管为方便描述，在下文中，MISO或MIMO使用两个天线，但本发明可应用于使用两个或更多个天线的系统。

图1示出根据本发明的实施例，用于发送未来广播服务的广播信号的装置的结构。

根据本发明的实施例的发送用于未来广播服务的广播信号的装置能包括输入格式化模块1000、编译和调制模块1100、帧结构模块1200、波形生成模块1300和信令生成模块1400。将描述发送广播信号的装置的每个模块的操作。

参考图1，根据本发明的实施例的发送用于未来广播服务的广播信号的装置能接收MPEG-TS、IP流(v4/v6)和通用流(GS)，作为输入信号。此外，发送广播信号的装置能接收有关构成输入信号的每个流的配置的管理信息并且参考所接收的管理信息，生成最终物理层信号。

根据本发明的实施例的输入格式化模块1000能在用于编码和调制的标准或服务或服务组件的基础上，分类输入流并且将输入流输出为多个逻辑数据管道(或数据管道或DP数据)。数据管道是承载可承载一个或多个服务或服务组件的服务数据或相关元数据的物理层中的逻辑信道。此外，通过每个数据管道传输的数据可以称为DP数据。

此外，根据本发明的实施例的输入格式化模块1000能将每个数据管道划分成执行编译和调制所必需的块，并且执行必需的处理以增加传输效率或执行调度。稍后将描述输入格式化模块1000的操作的细节。

根据本发明的实施例的编译和调制模块1100能在从输入格式化模块1000接收的每个数据管道上执行前向纠错(FEC)编码，使得接收广播信号的装置能校正可以在传输信道上生成的错误。此外，根据本发明的实施例的编译和调制模块1100能将FEC输出比特数据变换成符号数据并且交织该符号数据来校正由信道引起的突发错误。如图1所示，根据本发明的实施例的编译和调制模块1100能划分所处理的数据，使得所划分的数据能通过用于各个天线输出的数据路径输出，以便通过两个或更多个Tx天线发送该数据。

根据本发明的实施例的帧结构模块1200能将从编译和调制模块1100输出的数据映射到信号帧。根据本发明的实施例的帧结构模块1200能使用从输入格式化模块1000输出的调度信息，执行映射并且交织信号帧中的数据以便获得额外的分集增益。

根据本发明的实施例的波形生成模块1300能将从帧结构模块1200输出的信号帧变换成用于发送的信号。在这种情况下，根据本发明的实施例的波形生成模块1300能将前导信号(或前导)插入到用于发送装置的检测的信号中并且将用于估计传输信道来补偿失真的参考信号插入到该信号中。此外，根据本发明的实施例的波形生成模块1300能提供保护间隔并且将特定序列插入到同一信号中以便抵消由于多路接收导致的信道延迟扩展的影响。此外，根据本发明的实施例的波形生成模块1300能考虑信号特性，诸如输出信号的峰均功率比，执行有效发送所必需的过程。

根据本发明的实施例的信令生成模块1400使用输入管理信息和由输入格式化模块1000、编译和调制模块1100和帧结构模块1200生成的信息，生成最终物理层信令信息。因此，根据本发明的实施例的接收装置能通过解码信令信息，解码所接收的信号。

如上所述，根据本发明的一个实施例的发送用于未来广播服务的广播信号的装置能提供地面广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等等。因此，根据本发明的一个实施例的发送用于未来广播服务的广播信号的装置能在时域中复用用于不同服务的信号并且发送它们。

图2、3和4示出根据本发明的实施例的输入格式化模块1000。将描述每个图。

图2示出根据本发明的一个实施例的输入格式化模块。图2示出当输入信号为单一输入流时的输入格式化模块。

参考图2，根据本发明的一个实施例的输入格式化模块能包括模式自适应模块2000和流自适应模块2100。

如图2所示，模式自适应模块2000能包括输入接口块2010、CRC-8编码器块2020和BB报头插入块2030。将描述模式自适应模块2000的每个块。

输入接口块2010能将输入到其的单一输入流划分成每个具有用于稍后将执行的FEC(BCH/LDPC)的基带(BB)帧的长度的数据片并且输出数据片。

CRC-8编码器块2020能在BB帧数据上执行CRC编码来向其添加冗余数据。

BB报头插入块2030能将包括诸如模式自适应类型(TS/GS/IP)、用户分组长度、数据字段长度、用户分组同步字节、数据字段中的用户分组同步字节的开始地址、高效率模式指示器、输入流同步字段等等的信息的报头插入到BB帧数据中。

如图2所示，流自适应模块2100能包括填充插入块2110和BB加扰器块2120。将描述流自适应模块2100的每个块。

如果从模式自适应模块2000接收的数据具有短于FEC编码所必需的输入数据长度的长度，则填充插入块2110能将填充比特插入数据中，使得该数据具有输入数据长度并且输出包括该填充比特的数据。

BB加扰器块2120能通过在输入比特流和伪随机二进制序列(PRBS)上执行XOR运算，随机化输入比特流。

上述块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。

如图2所示，输入格式化模块能将数据管道最终输出到编译和调制模块。

图3示出根据本发明的另一实施例的输入格式化模块。图3示出当输入信号对应于多个输入流时的输入格式化模块的模式自适应模块3000。

用于处理多个输入流的输入格式化模块的模式自适应模块3000能单独地处理多个输入流。

参考图3，用于分别处理多个输入流的模式自适应模块3000能包括输入接口块、输入流同步器块3100、补偿延迟块3200、空分组删除块3300、CRC-8编码器块和BB报头插入块。将描述模式自适应模块3000的每个块。

输入接口块、CRC-8编码器块和BB报头插入块的操作对应于参考图2所述的输入接口块、CRC-8编码器块和BB报头插入块的操作，由此，将省略其描述。

输入流同步器块3100能传输输入流时钟参考(ISCR)信息来生成用于接收广播信号来恢复TS或GS的装置所必需的时序信息。

补偿延迟块3200能延迟输入数据并且输出所延迟的输入数据，使得如果在由发送装置，根据包括时序信息的数据的处理，在数据管道之间生成延迟，则接收广播信号的装置能同步输入数据。

空分组删除块3300能从输入数据删除不必要传输的输入空分组，基于删除空分组的位置，将所删除的空分组数量插入到输入数据中，并且传输该输入数据。

上述块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。

图4示出根据本发明的另一实施例的输入格式化模块。

具体地，图4示例当输入信号对应于多个输入流时的输入格式化模块的流自适应模块。

输入信号对应于多个输入流时的输入格式化模块的流自适应模块能包括调度器4000、1帧延迟块4100、带内信令或填充插入块4200、物理层信令生成块4300和BB加扰器块4400。将描述流自适应模块的每个块。

调度器4000能使用具有双极性的多个天线，执行用于MIMO系统的调度。此外，调度器4000能生成用在用于包括在图1所示的编译和调制模块中的天线路径的信号处理块，诸如比特到信元解复用块、信元交织器、时间交织器等等中的参数。

1-帧延迟块4100能使输入数据延迟一个传输帧，使得能通过用于将插入到数据管道中的带内信令信息的当前帧，传输有关下一帧的调度信息。

带内信令或填充插入块4200能将未延迟的物理层信令(PLS)-动态信令信息插入到延迟一个传输帧的数据中。在这种情况下，当存在用于填充的空间时，带内信令或填充插入块4200能插入填充比特或将带内信令信息插入到填充空间中。此外，除带内信令信息外，调度器4000能输出有关当前帧的物理层信令-动态信令信息。因此，稍后所述的信元映射器能根据从调度器4000输出的调度信息，映射输入信元。

物理层信令生成块4300能生成将通过传输帧的前导符号传输或扩展并且通过除带内信令信息外的数据符号传输的物理层信令数据。在这种情况下，根据本发明的实施例的物理层信令数据能称为信令信息。此外，根据本发明的实施例的物理层信令数据能分成PLS前信息和PLS后信息。PLS前信息能包括编码PLS-后信息所必需的参数以及静态PLS信令数据，并且PLS-后信息能包括编码数据管道所必需的参数。编码数据管道所必需的参数能分成静态PLS信令数据和动态PLS信令数据。静态PLS信令数据是公共应用于包括在超帧中的所有帧的参数并且能在超帧基础上改变。动态PLS信令数据是不同地应用于包括在超帧中的各个帧的参数并且能在逐帧基础上改变。因此，接收装置能通过解码PLS前信息，获得PLS后信息以及通过解码PLS后信息，并且解码所期望的数据管道。

BB加扰器块4400能生成伪随机二进制序列(PRBS)并且在PRBS和输入比特流上执行XOR运算来减小波形生成块的输出信号的峰均功率比(PAPR)。如图4所示，BB加扰器块4400的加扰被应用于数据管道和物理层信令信息。

取决于设计者，上述块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。

如图4所示，流自适应模块能将数据管道最终输出到编译和调制模块。

图5示出根据本发明的实施例的编译和调制模块。

图5所示的编译和调制模块对应于图1所示的编译和调制模块的实施例。

如上所述，根据本发明的实施例的发送用于未来广播服务的广播信号的装置能提供地面广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等等。

由于QoS(服务质量)取决于由根据本发明的实施例的发送用于未来广播服务的广播信号的装置提供的服务的特性，所以对应于各个服务的数据需要通过不同方案处理。因此，根据本发明的实施例的编译和调制模块能通过将SISO、MISO和MIMO方案单独地应用于分别对应于数据路径的数据管道，单独地处理输入到其的数据管道。因此，根据本发明的实施例的发送用于未来广播服务的广播信号的装置能控制用于通过每个数据管道传输的每个服务或服务组件的QoS。

因此，根据本发明的实施例的编译和调制模块能包括用于SISO的第一块5000、用于MISO的第二块5100、用于MIMO的第三块5200和用于处理PLS-前/PLS后信息的第四块5300。图5所示的编译和调制模块是示例性的，取决于设计，可以仅包括第一块5000和第四块5300、第二块5100和第四块5300或第三块5200和第四块5300。即，根据设计，编译和调制模块能包括用于同样或不同地处理数据管道的块。

将描述编译和调制模块的每个块。

第一块5000根据SISO处理输入数据管道并且能包括FEC编码器块5010、比特交织器块5020、比特到信元解复用块5030、星座映射器块5040、信元交织器块5050、时间交织器块5060。

FEC编码器块5010能在输入数据管道上执行BCH编码和LDPC编码来向其添加冗余，使得接收装置能校正在传输信道上生成的误差。

比特交织器块5020能根据交织规则，交织FEC编码数据管道的比特流，使得比特流具有抗可能在传输信道上产生的突发错误的鲁棒性。因此，当将深衰落或擦除应用于QAM符号时，因为交织比特被映射到QAM符号，能防止在所有代码字比特的连续比特中产生误差。

比特到信元解复用块5030能确定输入比特流的顺序，使得能考虑输入比特流的顺序和星座映射规则，通过适当鲁棒性传输FEC块中的每个比特。

此外，比特交织器块5020位于FEC编码器块5010和星座映射器块5040之间并且考虑接收广播信号的装置的LDPC编码，能将由FEC编码器块5010执行的LDPC编码的输出比特连接到具有星座映射器的不同可靠性值和最佳值的比特位置。因此，比特到信元解复用块5030能由具有类似或相同功能的块代替。

星座映射器块5040能将输入到其中的比特字映射到一个星座。在这种情况下，星座映射器块5040能另外执行旋转和Q延迟。即，星座映射器块5040能根据旋转角，旋转输入星座，将星座划分成同相分量和正交相位分量并且仅使正交相位分量延迟任意值。然后，使用成对同相分量和正交相位分量，星座映射器块5040能将星座重新映射到新的星座。

此外，星座映射器块5040能移动二维平面上的星座点以便找出最佳星座点。通过该过程，能优化编译和调制模块1100的容量。此外，星座映射器块5040能使用IQ平衡星座点和旋转，执行上述操作。星座映射器块5040能由具有相同或类似功能的块代替。

信元交织器块5050能任意地交织对应于一个FEC块的信元并且输出所交织的信元，使得能以不同顺序输出对应于各个FEC块的信元。

时间交织器块5060能交织属于多个FEC块的信元并且输出所交织的信元。因此，在对应于时间交织深度的期间，分散和传输对应于FEC块的信元，并且从而能够获得分集增益。

第二块5100根据MISO处理输入数据管道，并且能以与第一块5000相同的方式，包括FEC编码器块、比特交织器块、比特到信元解复用块、星座映射器块、信元交织器块和时间交织器块。然而，第二块5100不同于第一块5000之处在于第二块5100进一步包括MISO处理块5110。第二块5100执行与第一块5000相同的过程，包括输入操作到时间交织器操作，由此，省略相应块的描述。

MISO处理块5110能根据提供发射分集的MISO编码矩阵，编码输入信元，并且通过两条路径，输出MISO处理过的数据。根据本发明的一个实施例的MISO处理能包括OSTBC(正交空间时间块编码)/OSFBC(正交空间频率块编码，Alamouti编码)。

第三块5200根据MIMO处理输入数据管道并且能以与第二块5100相同的方式，包括FEC编码器块、比特交织器块、比特到信元解复用块、星座映射器块、信元交织器块和时间交织器块，如图5所示。然而，第三块5200的数据处理过程不同于第二块5100之处在于第三块5200包括MIMO处理块5220。

即，在第三块5200中，FEC编码器块和比特交织器块的基本任务与第一块和第二块5000和5100相同，尽管其功能可能不同于第一块和第二块5000和5100。

比特到信元解复用块5210能生成与MIMO处理的输入比特流一样多的输出比特流，并且通过用于MIMO处理的MIMO路径，输出该输出比特流。在这种情况下，能考虑LDPC和MIMO处理的特性，设计比特到信元解复用块5210来优化接收装置的解码性能。

星座映射器块、信元交织器块和时间交织器块的基本作用与第一和第二块5000和5100相同，尽管其功能可能不同于第一和第二块5000和5100。如图5所示，能存在与用于MIMO处理的MIMO路径的数量一样多的星座映射器块、信元交织器块和时间交织器块。在这种情况下，对通过各个路径输入的数据，星座映射器块、信元交织器块和时间交织器块能同等或独立地操作。

MIMO处理块5220能使用MIMO编码矩阵，在两个输入信元上执行MIMO处理并且通过两条路径，输出MIMO处理过的数据。根据本发明的实施例的MIMO编码矩阵能包括空间复用、Golden码、全速率全分集码、线性分散码等等。

第四块5300处理PLS前/PLS后信息并且能执行SISO或MISO处理。

包括在第四块5300中的比特交织器块、比特到信元解复用块、星座映射器块、信元交织器块、时间交织器块和MISO处理块的基本作用对应于第二块5100，尽管其功能可能不同于第二块5100。

包括在第四块5300中的缩短/删余(punctured)FEC编码器块5310能使用用于对输入数据的长度短于执行FEC编码所必需的长度的情形提供的PLS路径的FEC编码方案，处理PLS数据。具体地，缩短/删余FEC编码器块5310能在输入比特流上执行BCH编码，填充对应于用于常规LDPC编码所必需的所需输入比特流的0，执行LDPC编码，然后，去除填充的0来删余奇偶检验位，使得有效编码率变得等于或小于数据管道率。

根据设计，包括在第一块5000至第四块5300中的块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。

如图5所示，编译和调制模块能将对各个路径处理的数据管道(或DP数据)、PLS前信息和PLS后信息输出到帧结构模块。

图6示出根据本发明的一个实施例的帧结构模块。

图6所示的帧结构模块对应于图1所示的帧结构模块1200的实施例。

根据本发明的一个实施例的帧结构模块能包括至少一个信元映射器6000、至少一个延迟补偿模块6100和至少一个块交织器6200。能改变信元映射器6000、延迟补偿模块6100和块交织器6200的数量。将描述帧结构块的每个模块。

信元映射器6000能根据调度信息，将对应于从编译和调制模块输出的SISO、MISO或MIMO处理后数据管道的信元、对应于可共同用于数据管道的公共数据的信元和对应于PLS前/PLS后信息的信元分配给信号帧。公共数据是指共同应用于所有或一些数据管道并且能通过特定数据管道传输的信令信息。传输公共数据通过的数据管道能称为公共数据管道并且能根据设计改变。

当根据本发明的实施例的发送广播信号的装置使用两个输出天线并且Alamouti编码用于MISO处理时，根据Alamouti编码，信元映射器6000能执行成对信元映射以便保持正交性。即，信元映射器6000能将输入信元的两个连续信元处理为一个单元并且将该单元映射到帧。因此，对应于每个天线的输出路径的输入路径中的成对信元能分配到传输帧中的相邻位置。

延迟补偿模块6100能通过使用于下一传输帧的输入PLS数据信元延迟一帧，获得对应于当前传输帧的PLS数据。在这种情况下，通过当前信号帧中的前导部，传输对应于当前帧的PLS数据，并且通过当前信号帧中的前导部或当前信号帧的每个数据管道中的带内信令，传输对应于下一信号帧的PLS数据。这能由设计者改变。

块交织器6200能通过交织对应于信号帧的单元的传输块中的信元，获得额外分集增益。此外，当执行上述成对信元映射时，块交织器6200能通过将输入信元的两个连续信元处理为一个单元执行该交织。因此，从块交织器6200输出的信元能是两个连续相同的信元。

当执行成对映射和成对交织时，对通过路径输入的数据，至少一个信元映射器和至少一个块交织器能同等或独立地操作。

根据设计，上述块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。

如图6所示，帧结构模块能将至少一个信号帧输出到波形生成模块。

图7示出根据本发明的实施例的波形生成模块。

图7所示的波形生成模块对应于参考图1所述的波形生成模块1300的实施例。

根据本发明的实施例的波形生成模块能调制和发送与用于接收和输出从图6所示的帧结构模块输出的信号帧的天线数量一样多的信号帧。

具体地，图7所示的波形生成模块是使用m个Tx天线，发送广播信号的装置的波形生成模块的实施例并且能包括用于调制和输出对应于m个路径的帧的m个处理块。m个处理块能执行相同处理过程。将描述m个处理块中的第一处理块7000的操作。

第一处理块7000能包括参考信号和PAPR降低块7100、逆波形变换块7200、时间的PAPR降低块7300、保护序列插入块7400、前导插入块7500、波形处理块7600、其他系统插入块7700和DAC(数模转换器)块7800。

参考信号插入和PAPR降低块7100能将参考信号插入到每个信号块的预定位置中并且应用PAPR降低方案来降低时域中的PAPR。如果根据本发明的实施例的广播发送/接收系统对应于OFDM系统，则参考信号插入和PAPR降低块7100能使用预留一些活跃子载波而不使用它们的方法。此外，根据广播发送/接收系统，参考信号插入和PAPR降低块7100可以不将PAPR降低方案用作可选特征。

考虑传输信道和特性以及系统体系结构，逆波形变换块7200能以提高传输效率和灵活性的方式变换输入信号。如果根据本发明的实施例的广播发送/接收系统对应于OFDM系统，则逆波形变换块7200能采用通过逆FFT运算，将频域信号变换成时域信号的方法。如果根据本发明的实施例的广播发送/接收系统对应于单载波系统，则逆波形变换块7200可以不用在波形生成模块中。

时间的PAPR降低块7300能使用用于降低时域中的输入信号的PAPR的方法。如果根据本发明的实施例的广播发送/接收系统对应于OFDM系统，则时间的PAPR降低块7300可以使用简单截断峰值振幅的方法。此外，时间的PAPR降低块7300可以不用在根据本发明的实施例的广播发送/接收系统中，因为它是可选的特征。

保护序列插入块7400能提供相邻信号块之间的保护间隔并且当需要时，将特定序列插入到保护间隔中以便最小化传输信道的延迟扩展的影响。因此，接收装置能易于执行同步或信道估计。如果根据本发明的实施例的广播发送/接收系统对应于OFDM系统，则保护序列插入块7400可以将循环前缀插入到OFDM符号的保护间隔中。

前导插入块7500能将发送装置和接收装置之间商定的已知类型的信号(例如前导或前导符号)插入到发送信号中，使得接收装置能快速且有效地检测目标系统信号。如果根据本发明的实施例的广播发送/接收系统对应于OFDM系统，则前导插入块7500能定义由多个OFDM符号组成的信号帧并且将前导符号插入到每个信号帧的开始。即，前导承载基本PLS数据并且位于信号帧的开始。

波形处理块7600能在输入基带信号上执行波形处理，使得输入基带信号满足信道传输特性。波形处理块7600可以使用执行平方根升余弦(SRRC)滤波来获得发送信号的带外发射的标准。如果根据本发明的实施例的广播发送/接收系统对应于多载波系统，则可以不使用波形处理块7600。

其他系统插入块7700能复用时域中的多个广播发送/接收系统的信号，使得能在同一RF信号带宽中，同时传输提供广播服务的两个或更多个不同广播发送/接收系统的数据。在这种情况下，两个或更多个不同广播发送/接收系统是指提供不同广播服务的系统。不同广播服务可以指地面广播服务、移动广播服务等等。通过不同帧，能传输与各个广播服务有关的数据。

DAC块7800能将输入数字信号变换成模拟信号并且输出该模拟信号。从DAC块7800输出的信号能通过m个输出天线发射。根据本发明的实施例的Tx天线能具有垂直或水平极性。

图8示出根据本发明的实施例的接收用于未来广播服务的广播信号的装置的结构。

根据本发明的实施例的接收用于未来广播服务的广播信号的装置对应于参考图1所述的发送用于未来广播服务的广播信号的装置。根据本发明的实施例的接收用于未来广播服务的广播信号的装置能包括同步和解调模块8000、帧解析模块8100、解映射和解码模块8200、输出处理器8300和信令解码模块8400。将描述用于接收广播信号的每个模块的操作。

同步和解调模块8000能通过m个Rx天线，接收输入信号，相对于对应于接收广播信号的装置的系统，执行信号检测和同步，并且执行对应于由发送广播信号的装置执行的过程的逆过程的解调。

帧解析模块8100能解析输入信号帧并且提取传输由用户选择的服务通过的数据。如果发送广播信号的装置执行交织，则帧解析模块8100能执行对应于交织的逆过程的解交织。在这种情况下，通过解码从信令解码模块8400输出的数据，能够获得需要提取的信号和数据的位置来恢复由发送广播信号的装置生成的调度信息。

解映射和解码模块8200能将输入信号转换成比特域数据，然后根据需要对其解交织。解映射和解码模块8200能执行应用于传输效率的映射的解映射并且通过解码，校正在传输信道上产生的误差。在这种情况下，解映射和解码模块8200能获得通过解码从信令解码模块8400输出的数据，获得用于解映射和解码所需的传输参数。

输出处理器8300能执行由发送广播信号的装置用来提高传输效率的各种压缩/信号处理过程的逆过程。在这种情况下，输出处理器8300能从由信令解码模块8400输出的数据，获得所需控制信息。输出处理器8300的输出对应于输入到发送广播信号的装置的信号并且可以是MPEG-TS、IP流(v4或v6)和通用流。

信令解码模块8400能从由同步和解调模块8000解调的信号，获得PLS信息。如上所述，帧解析模块8100、解映射和解码模块8200和输出处理器8300能使用从信令解码模块8400输出的数据，执行其功能。

图9示出根据本发明的实施例的同步和解调模块。

图9所示的同步和解调模块对应于参考图8所述的同步和解调模块的实施例。图9所示的同步和解调模块能执行图7中所示的波形生成模块的操作的逆操作。

如图9所示，根据本发明的实施例的同步和解调模块对应于使用m个Rx天线，接收广播信号的装置的同步和解调模块并且能包括m个处理块，用于解调分别通过m个路径输入的信号。m个处理块能执行相同的处理过程。将描述m个处理块中的第一处理块9000的操作。

第一处理块9000能包括调谐器9100、ADC块9200、前导检测器9300、保护序列检测器9400、波形变换块9500、时间/频率同步块9600、参考信号检测器9700、信道均衡器9800和逆波形变换块9900。

调谐器9100能选择所需频带，补偿所接收的信号的大小并且将所补偿的信号输出到ADC块9200。

ADC块9200能将从调谐器9100输出的信号变换成数字信号。

前导检测器9300能检测前导(或前导信号或前导符号)以便校验该数字信号是否对应于接收广播信号的装置的系统的信号。在这种情况下，前导检测器9300能解码通过前导接收的基本传输参数。

保护序列检测器9400能检测数字信号中的保护序列。时间/频率同步块9600能使用所检测的保护序列，执行时间/频率同步，并且信道均衡器9800能使用所检测的保护序列，通过所接收/恢复的序列，估计信道。

当发送广播信号的装置已经执行逆波形变换时，波形变换块9500能执行逆波形变换的逆操作。当根据本发明的一个实施例的广播发送/接收系统是多载波系统时，波形变换块9500能执行FFT。此外，当根据本发明的实施例的广播发送/接收系统是单载波系统时，如果在频域中处理或在时域中处理所接收的时域信号，可以不使用波形变换块9500。

时间/频率同步块9600能接收前导检测器9300、保护序列检测器9400和参考信号检测器9700的输出数据并且执行包括保护序列检测和位于检测信号上的块窗口的时间同步和载波频率同步。其中，时间/频率同步块9600能反馈波形变换块9500的输出信号，用于频率同步。

参考信号检测器9700能检测所接收的参考信号。因此，根据本发明的实施例的接收广播信号的装置能执行同步或信道估计。

信道均衡器9800能从保护序列或参考信号，估计从每个Rx天线到每个Tx天线的传输信道并且使用所估计的信道，执行用于接收数据的信道均衡。

当波形变换块9500执行用于有效同步和信道估计/均衡的波形变换时，逆波形变换块9900可以恢复初始接收的数据域。如果根据本发明的实施例的广播发送/接收系统是单载波系统，则波形变换块9500能执行FFT以便在频域中执行同步/信道估计/均衡，以及逆波形变换块9900能在信道均衡信号上执行IFFT来恢复所传输的数据符号。如果根据本发明的实施例的广播发送/接收系统是多载波系统，则可以不使用逆波形变换块9900。

图10示出根据本发明的实施例的帧解析模块。

图10所示的帧解析模块对应于参考图8所述的帧解析模块的实施例。图10所示的帧解析模块能执行图6所示的帧结构模块的操作的逆操作。

如图10所示，根据本发明的实施例的帧解析模块能包括至少一个块交解织器10000和至少一个信元解映射器10100。

块解交织器10000能在信号块的基础上，解交织通过m个Rx天线的数据路径输入并且由同步和解调模块处理的数据。在这种情况下，如果发送广播信号的装置执行如图8所示的成对交织，则块解交织器10000能将两个连续数据片处理为一对每个输入路径。因此，即使当已经执行解交织时，块解交织器10000也能输出两个连续数据片。此外，块解交织器10000能执行发送广播信号的装置执行的交织操作的逆操作来按原始顺序输出数据。

信元解映射器10100能从所接收的信号帧，提取对应于公共数据的信元、对应于数据管道的信元和对应于PLS数据的信元。信元解映射器10100能合并分布和传输的数据并且根据需要，将其输出为流。当在发送广播信号的装置中，将两个连续信元输入数据片处理为一对并且映射时，如图6所示，信元解映射器10100能作为发送广播信号的装置的映射操作的逆过程，执行用于将两个连续输入信元处理为一个单元的成对信元解映射。

此外，信元解映射器10100能将通过当前帧接收的PLS信令数据提取为PLS前和PLS后数据并且输出PLS前和PLS后数据。

图11示出根据本发明的实施例的解映射和解码模块。

图11所示的解映射和解码模块对应于图8所示的解映射和解码模块的实施例。图11所示的解映射和解码模块能执行图5所示的编译和调制模块的操作的逆操作。

如上所述，根据本发明的实施例的发送广播信号的装置的编译和调制模块能通过对各个路径，独立地向其应用SISO、MISO和MIMO，处理输入数据管道。因此，图11所示的解映射和解码模块能包括响应发送广播信号的装置，根据SISO、MISO和MIMO，用于处理从帧解析模块输出的数据的块。

如图11所示，根据本发明的实施例的解映射和解码模块能包括用于SISO的第一块11000、用于MISO的第二块11100、用于MIMO的第三块11200和用于处理PLS前/PLS后信息的第四块11300。根据设计，图11所示的解映射和解码模块是示例性的并且可以仅包括第一块11000和第四块11300、仅第二块11100和第四块11300，或仅第三块11200和第四块11300。即，解映射和解码模块能包括根据设计，用于同样或不同地处理数据管道的块。

将描述解映射和解码模块的每个块。

第一块11000根据SISO处理输入数据管道并且能包括时间解交织器块11010、信元解交织器块11020、星座解映射器块11030、信元到比特复用块11040、比特解交织器块11050和FEC解码器块11060。

时间解交织器块11010能执行由图5所示的时间交织器块5060执行的过程的逆过程。即，时间解交织器块11010能将在时域中交织的输入符号解交织成其原始位置。

信元解交织器块11020能执行由图5所示的信元交织器块5050执行的过程的逆过程。即，信元解交织器块11020能将在一个FEC块中扩展的信元的位置解交织成其原始位置。

星座解映射器块11030能执行由图5所示的星座映射器块5040执行的过程的逆过程。即，星座解映射器块11030能将符号域输入信号解映射成比特域数据。此外，星座解映射器块11030可以执行硬判决并且输出所判决的比特数据。此外，星座解映射器块11030可以输出每个比特的对数似然比(LLR)，其对应于软判决值或概率值。如果发送广播信号的装置应用旋转星座以便获得另外的分集增益，则星座解映射器块11030能执行对应于所旋转的星座的2维LLR解映射。这里，星座解映射器块11030能计算LLR，使得能补偿由发送广播信号的装置施加到I或Q分量的延迟。

信元到比特复用块11040能执行由图5中所示的比特到信元解复用块5030执行的过程的逆过程。即，信元到比特复用块11040能将由比特到信元解复用块5030映射的比特数据恢复成原始比特流。

比特解交织器块11050能执行由图5所示的比特交织器5020执行的过程的逆过程。即，比特解交织器块11050能按原始顺序，解交织从信元到比特复用块11040输出的比特流。

FEC解码器块11060能执行由图5所示的FEC编码器块5010执行的过程的逆过程。即，FEC解码器块11060能通过执行LDPC解码和BCH解码，校正在传输信道上产生的误差。

第二块11100根据MISO处理输入数据管道，并且能以与第一块11000相同的方式，包括时间解交织器块、信元解交织器块、星座解映射器块、信元到比特复用块、比特解交织器块和FEC解码器块，如图11所示。然而，第二块11100不同于第一块11000之处在于第二块11100进一步包括MISO解码块11110。第二块11100执行与第一块11000相同的过程，包括时间解交织操作到输出操作，由此省略相应块的描述。

MISO解码块11110能执行图5所示的MISO处理块5110的操作的逆操作。如果根据本发明的实施例的广播发送/接收系统使用STBC，则MISO解码块11110能执行Alamouti解码。

第三块11200根据MIMO处理输入数据管道并且能以与第二块11100相同的方式，包括时间解交织器块、信元解交织器块、星座解映射器块、信元到比特复用块、比特解交织器块和FEC解码器块，如图11所示。然而，第三块11200不同于第二块11100之处在于第三块11200进一步包括MIMO解码块11210。包括在第三块11200中的时间解交织器块、信元解交织器块、星座解映射器块、信元到比特复用块和比特解交织器块的基本作用与包括在第一和第二块11000和11100中的相应块的作用相同，尽管其功能可能不同于第一和第二块11000和11100。

MIMO解码块11210能接收用于m个Rx天线的输入信号的信元解交织器的输出数据并且作为图5所示的MIMO处理块5220的操作的逆操作，执行MIMO解码。MIMO解码块11210能执行最大似然解码来获得最佳解码性能或通过降低复杂度，执行球形解码。另外，MIMO解码块11210能通过执行MMSE检测或通过MMSE检测执行迭代解码，实现提高的解码性能。

第四块11300处理PLS前/PLS后信息并且能执行SISO或MISO解码。第四块11300能执行由参考图5所述的第四块5300执行的过程的逆过程。

包括在第四块中的时间解交织器块、信元解交织器块、星座解映射器块、信元到比特复用块和比特解交织器块的基本作用与第一、第二和第三块11000、11100和11200的相应块相同，尽管其功能可以不同于第一、第二和第三块11000、11100和11200。

包括在第四块11300中的缩短/删余FEC解码器11310能执行由参考图5所述的缩短/删余FEC解码器块5310执行的过程的逆过程。即，缩短/删余FEC解码器块5310能在根据PLS数据长度缩短/删余的数据上执行解缩短和解删余，然后在其上执行FEC解码。在这种情况下，不需要仅用于PLS的额外的FEC解码器硬件，由此，能简化系统设计并且实现有效编码。

根据本发明的实施例的解映射和解码模块能将对各个路径处理的数据管道和PLS信息输出到该输出处理器，如图11所示。

图12和13示出根据本发明的实施例的输出处理器。

图12示出根据本发明的实施例的输出处理器。图12所示的输出处理器对应于图8所示的输出处理器的实施例。图12所示的输出处理器接收从解映射和解码模块输出的单一数据管道并且输出单一输出流。输出处理器能执行图2所示的输入格式化模块的操作的逆操作。

图12所示的输出处理器能包括BB加扰器块12000、填充去除块12100、CRC-8解码器块12200和BB帧处理器块12300。

BB加扰器块12000能通过对输入比特流，生成与用在发送广播信号的装置中相同的PRBS并且在PRBS和比特流上执行XOR运算，解扰输入比特流。

当需要时，填充去除块12100能去除通过发送广播信号的装置插入的填充比特。

CRC-8解码器块12200能通过在从填充去除块12100接收的比特流上执行CRC解码，校验块误差。

BB帧处理器块12300能解码通过BB帧报头发送的信息并且使用解码信息，恢复MPEG-TS、IP流(v4或v6)或通用流。

图13示出根据本发明的另一实施例的输出处理器。图13所示的输出处理器对应于图8所示的输出处理器的实施例。图13所示的输出处理器接收从解映射和解码模块输出的多个数据管道。解码多个数据管道能包括合并公共应用于多个数据管道及其相关数据管道的公共数据并且解码它的过程或通过接收广播信号的装置，同时解码多个服务或服务组件(包括可缩放视频服务)的过程。

图13所示的输出处理器能包括与图12所示的输出处理器的BB解扰器块、填充去除块、CRC-解码器块和BB帧处理器块。这些块的基本作用与参考图12所述的块相同，尽管其操作可能不同于图12所示的块。

包括在图13所示的输出处理器中的去抖动缓冲器块13000能根据恢复的TTO(时间输出)参数，补偿由为同步多个数据管道，发送广播信号的装置插入的延迟。

空分组插入块13100能参考所恢复的DNP(删除的空分组)，恢复从流去除的空分组并且输出公共数据。

TS时钟再生块13200能基于ISCR(输入流时间基准)信息，恢复输出分组的时间同步。

TS重组块13300能重组从空分组插入块13100输出的公共数据及其相关的数据管道，以便恢复原始MPEG-TS、IP流(v4或v6)或通用流。能通过BB帧报头，获得TTO、DNT和ISCR信息。

带内信令解码块13400能解码和输出通过数据管道的每个FEC帧中的填充比特字段发送的带内物理层信令信息。

图13所示的输出处理器能BB解扰分别通过PLS前路径和PLS后路径输入的PLS前信息和PLS后信息，并且解码该解扰数据来恢复原始PLS数据。所恢复的PLS数据被输送到包括在接收广播信号的装置中的系统控制器。系统控制器能提供接收广播信号的装置的同步和解调模块、帧解析模块、解映射和解码模块和输出处理器模块所需的参数。

图14示出根据本发明的另一实施例的编译和调制模块。

图14所示的编译和调制模块对应于图1至5所示的编译和调制模块的另一实施例。

为控制通过每个数据管道传输的每个服务或服务组件的QoS，如上参考图5所述，图14所示的编译和调制模块能包括用于SISO的第一块14000、用于MISO的第二块14100、用于MIMO的第三块14200和用于处理PLS前/PLS后信息的第四块14300。此外，根据设计，编译和调制模块能包括用于同样或不同地处理数据管道的块。图14所示的第一块14000至14300与图5所示的第一至第四块5000至5300类似。

然而，图14所示的第一至第四块14000至14300不同于图5所示的第一块至第四块5000至5300之处在于包括在第一至第四块14000至14300中的星座映射器14010具有不同于图5所示的第一至第四块5000至5300的功能，旋转和I/Q交织器块14020存在于图14所示的第一至第四块14000至14300的信元交织器和时间交织器之间，并且用于MIMO的第三块14200具有不同于图5所示的用于MIMO的第三块5200的配置。下述描述集中在图14所示的第一至第四块14000至14300与图5所示的第一至第四块5000至5300之间的这些区别上。

图14所示的星座映射器块14010能将输入比特字映射成复数符号。然而，不同于图5所示的星座映射器块，星座映射器块14010可以不执行星座旋转。图14所示的星座映射器块14010公共应用于第一、第二和第三块14000、14100和14200，如上所述。

旋转和I/Q交织器块14020能在逐个符号的基础上，独立地交织从信元交织器输出的信元交织数据的每个复数符号的同相和正交相位分量并且输出该同相和正交相位分量。旋转和I/Q交织器块14020的输入数据片和输出数据片的数量为2个或以上，能由设计者改变。此外，旋转和I/Q交织器块14020可以不交织同相分量。

旋转和I/Q交织器块14020公共应用于第一至第四块14000至14300，如上所述。在这种情况下，通过上述前导，能信号告知是否将旋转和I/Q交织器块14020施加到用于处理PLS前/后信息的第四块14300。

用于MIMO的第三块14200能包括Q块交织器块14210和复数符号生成器块14220，如图14所示。

Q块交织器块14210能置换从FEC编码器接收的FEC编码的FEC块的奇偶校验部。因此，能使LDPCH矩阵的奇偶校验部为如信息部的循环结构。Q块交织器块14210能置换具有LDPCH矩阵的Q大小的输出比特块的顺序，然后执行行-列块交织来生成最终比特流。

复数符号生成器块14220接收从Q块交织器块14210输出的比特流，将比特流映射成复数符号并且输出复数符号。在这种情况下，复数符号生成器块14220能通过至少两个路径，输出复数符号。这能由设计者改变。

图14所示的根据本发明的另一实施例的编译和调制模块能将对各个路径处理的数据管道、PLS前信息和PLS后信息输出到帧结构模块。

图15示出根据本发明的另一实施例的解映射和解码模块。

图15所示的解映射和解码模块对应于图11所示的解映射和解码模块的另一实施例。图15所示的解映射和解码模块能执行图14所示的编译和调制模块的操作的逆操作。

如图15所示，根据本发明的另一实施例的解映射和解码模块能包括用于SISO的第一块15000、用于MISO的第二块11100、用于MIMO的第三块15200和用于处理PLS前/PLS后信息的第四块14300。此外，根据设计，解映射和解码模块能包括用于同样或不同地处理数据管道的块。图15所示的第一至第四块15000至15300与图11所示的第一至第四块11000至11300类似。

然而，图15所示的第一至第四块15000至15300不同于图11所示的第一至第四块11000至11300之处在于I/Q解交织器和解旋块15010存在于第一至第四块15000至15300的时间交织器和信元解交织器之间，包括在第一至第四块15000至15300中的星座映射器15010具有不同于图11所示的第一块至第四块11000至11300的功能以及用于MIMO的第三块15200具有不同于图11所示，用于MIMO的第三块11200。下述描述集中在图15所示的第一至第四块15000至15300和图11所示的第一至第四块11000至11300之间的这些区别上。

I/Q解交织器和解旋块15010能执行由图14中所示的旋转和I/Q交织器块14020执行的过程的逆过程。即，I/Q解交织器和解旋块15010能解交织由发送广播信号的装置I/Q交织和发送的I和Q分量并且解旋具有所恢复的I和Q分量的复数符号。

I/Q解交织器和解旋块15010公共应用于第一至第四块15000至15300，如上所述。在这种情况下，通过上述前导，能信号告知是否将I/Q解交织器和解旋块15010施加到用于处理PLS前/后信息的第四块15300。

星座解映射器块15020能执行由图14所示的星座映射器块14010执行的过程的逆过程。即，星座解映射器块15020能解映射信元解交织数据，而不执行解旋。

用于MIMO的第三块15200能包括复数符号解析块15210和Q块解交织器块15220，如图15所示。

复数符号解析块15210能执行由图14所示的复数符号生成器块14220执行的过程的逆过程。即，复数符号解析块15210能解析复数数据符号并且将其解映射成比特数据。在这种情况下，复数符号解析块15210能通过至少两个路径，接收复数数据符号。

Q块解交织器块15220能执行由图14所示的Q块交织器块14210执行的过程的逆过程。即，Q块解交织器块15220能根据行-列交织，恢复Q大小块，将置换的块的顺序恢复成原始顺序，然后根据奇偶校验解交织，将奇偶校验位的位置恢复成原始位置。

如图15所示，根据本发明的另一实施例的解映射和解码模块能将对各个路径处理的数据管道和PLS信息输出到输出处理器。

如上所述，根据本发明的实施例的发送广播信号的装置和方法能复用同一RF信道内的不同广播发送/接收系统的信号并且传输所复用的信号并且根据本发明的实施例的接收广播信号的装置和方法能响应广播信号发送操作处理信号。因此，可以提供柔性广播发送和接收系统。

如上所述，根据本发明实施例的波形生成模块1300可以将从帧结构模块1200输出的信号帧变换成最终可发送的信号。在这种情况下，根据本发明实施例的波形生成模块1300可以使用相位预失真(PPD)方法(或者相位失真)。根据本发明实施例的相位预失真方法可以被称为分布式MISO方案或者2D-eSFN。此外，本发明假设波形生成模块1300的输入信号是相同的。

根据本发明实施例的系统支持SFN(单频率网络)网络，其中分布式MISO方案可被有选择的用于支持非常鲁棒的传输模式。2D-eSFN是使用多TX天线的分布式MISO方案，每个TX天线位于SFN网络中不同的发射器位置。

在SFN的配置中，为了创建时间和频率这二者的分集，2D-eSFN处理独立地失真从多发射器发送的信号的相位。因此，由于长时间的低平坦衰落或者深衰落导致的突发错误能够被减轻。

根据本发明的相位预失真方法，可以不恶化通过广播信号接收装置的信道估计性能，可以不引起传输信号的增益失真，因此可以最小化由于增益失真导致的传输容量损失。

此外，本发明的相位预失真方法可以被独立地应用于如上所述的多个TX天线，因此可以获得分集增益。而且，由于广播信号接收装置不需要处理相位预失真，因此不要求额外的复杂性以设计广播信号接收装置。

图16图示根据本发明的实施例的广播系统的帧结构。

包括在上述帧结构模块中的信元映射器可布置传输根据SISO、MISO或MIMO处理的输入DP数据的信元、传输公共DP的信元和根据调度信息在信号帧中传输PLS数据的信元。然后，可连续地传输生成的信号帧。

根据本发明的实施例的广播信号发送装置和方法可以对同一RF信道中的广播发送/接收系统的不同信号进行复用并发射复用信号，并且根据本发明的实施例的广播信号接收装置和方法可以处理信号。因此，本发明可以提供灵活的广播发送/接收系统。

根据本发明的实施例的广播信号发送装置可以连续地发送承载与广播服务有关的数据的多个超帧。

图16(a)图示根据本发明的实施例的超帧。可以用Tsuper_frame来表示超帧的持续时间。如图16(b)中所示，超帧可包括多个帧类型集和不兼容帧(NCF)。根据本发明的实施例的信号帧是在上述帧结构模块中生成的物理层中的TDM(时分复用)信号帧，并且NCF是在未来可以被用于新广播服务系统的帧。

根据本发明的实施例的超帧可包括8个帧类型集。可将帧类型集称为帧重复单元(FRU)。FRU是用于信号帧的TDM的基本复用单元。

图16(c)图示根据本发明的实施例的帧类型集的配置。每个帧类型集可包括多个帧。

根据本发明的实施例的信号帧可以传输不同的服务。根据本发明的实施例的每个信号帧传输UD(超高清晰度)服务、移动服务或HD(高清晰度)服务中的一个。信号帧根据传输的服务而具有不同的持续时间Tframe1、Tframe2以及Tframe3。如图16中所示，可将传输UD的信号帧称为具有250毫秒的持续时间的帧类型1。可将发射移动服务的信号帧称为具有125毫秒的持续时间的帧类型2。可将传输HD服务的信号帧称为具有250毫秒的持续时间的帧类型3。

在本发明中建议的信号帧的名称、由信号帧传输的服务类型和信号帧的持续时间是示例性的，并且可根据设计者而改变。

根据本发明的实施例的信号帧可传输用于基础规范(profile)、手持规范和高级规范中的一个的数据。也就是说，可以基于信号帧传输对应于每个规范的数据。广播信号接收装置可根据接收到的信号帧来识别每个规范并获得适合于该规范的广播服务。一个帧类型集可包括对应于同一规范的多个信号帧。这可根据设计者而改变。

图16(d)图示每个信号帧的配置。每个信号帧可包括前导、边缘导频、信令字段和多个信号符号。此配置可根据设计者而改变。

前导位于信号帧的头部，并且可承载用于识别广播信号和每个信号帧的类型的基本传输参数、用于时域和频域的同步的信息、关于EAS(紧急报警系统)消息(或EAC消息)的信息等。根据本发明的实施例的广播信号接收装置可以执行帧同步，因为广播信号接收装置可以检测到前导以获取帧起始点。

根据本发明的实施例的前导是基本传输参数，并且可包括通过信号帧传输的规范的类型、FFT大小、保护间隔长度、导频图案等。

因此，根据本发明的实施例的广播信号接收装置可以通过首先检测信号帧的前导识别相应广播系统和帧类型并选择性地接收对应于接收机类型的广播信号且将其解码。

也就是说，即使当通过一个RF接收到其中包括诸如UHD、移动和MISO/MIMSO服务的各种广播服务的帧被复用的广播信号时，根据本发明的实施例的广播信号接收装置可以通过将帧的前导解码来获得相应帧的信息。

边缘符号可位于每个信号帧的前导之后或者在每个信号帧的末端。边缘符号的名称、位置和数目可根据设计者而改变。可将边缘符号插入每个信号帧中以支持前导设计的自由和不同类型的信号帧的复用。边缘符号可包括比数据符号更大数目的导频以使得能够实现数据符号之间的仅频率内插和时间内插。因此，与数据符号导频图案相比，边缘符号的导频图案具有更高密度。

信令字段是用于传输上述PLS数据的字段，并且可包括附加系统信息(网络拓扑/配置、PAPR使用等)和帧类型UD/配置信息及提取和解码每个DP所需的信息。

数据符号被用于传输DP数据。上述信元映射器可以在数据符号中布置多个DP。

本发明提出了作为时域和频域中的前导结构的常规前导和鲁棒前导及用于通过前导来发送EAS相关信号的方法。

根据本发明的实施例的广播信号发送装置可根据要提供到信号帧中的服务的目标SNR而插入前导结构。稍后将描述的根据本发明的实施例的鲁棒前导即使在低SNR环境中也具有优良的检测性能，但是因为FFT大小和保护间隔增加，在接收器中可能产生不必要的开销。因此，根据本发明的实施例的广播信号发送装置可以向在高SNR环境中传输的信号帧中插入常规前导，并向在低SNR环境中传输的信号帧中插入鲁棒前导。

可以将上述三个规范定义为用于提供对应于不同接收环境的服务的广播信号发送/接收情形。因此，根据本发明的实施例的广播信号发送装置可以根据通过信号帧传输的规范而插入常规前导或鲁棒前导。

将给出根据本发明的实施例的常规前导和鲁棒前导的生成过程、结构和信令信息的描述。

图17图示根据本发明的实施例的前导插入块。

图17示出参考图7所描述的前导插入块7500的另一实施例。如图17中所示，根据本发明的实施例的前导插入块可包括ReedMuller(里德-穆勒)编码器17000、数据格式化器17010、循环延迟块17020、交织器17030、DQPSK(差分正交相移键控)/DBPSK(差分二进制相移键控)映射器17040、加扰器17050、载波分配块17060、载波分配表块17070、IFFT块17080、加扰保护插入块17090和复用块17100。每个块可根据设计者而被修改，或者可不被包括在前导插入块中。将给出每个块的操作的描述。

ReedMuller编码器17000可接收将通过前导发送的信令信息并执行输入信令信息的ReedMuller编码。当执行ReedMuller编码时，相比于使用正交序列的常规信令而言可以提升信令性能。

数据格式化器17010可接收Reed-Muller编码的信令信息的比特并执行格式化以便重复和布置输入比特。

DQPSK/DBPSK映射器17040可根据DBPSK或DQPSK来映射格式化的信令信息比特并输出映射的信令信息。

当DQPSK/DBPSK映射器17040根据DBPSK来映射格式化的信令信息比特时，可跳过循环延迟块17020的操作。交织器17030可接收格式化的信令信息比特，对格式化的信令信息比特进行频率交织并输出交织的数据。在这种情况下，交织器17030的操作可根据设计者被省略。

当DQPSK/DBPSK映射器17040根据DQPSK来映射格式化的信令信息比特时，数据格式化器17010可通过图17中所示的路径I向交织器17030输出格式化的信令信息。循环延迟块17020可对从数据格式化器17010输出的格式化的信令信息位进行循环延迟，并且然后通过图17中所示的路径Q将延迟的信令信息比特输出到交织器17030。当执行循环Q延迟时，频率选择性衰落信道中的性能得到改善。

交织器17030可对通过路径I和路径Q输入的信令信息和循环Q延迟信令信息执行频率交织，并输出交织信息。在这种情况下，交织器17030的操作可根据设计者被省略。

加扰器17050可接收从DQPSK/DBPSK映射器17040输出的映射信令信息并将该信令信息乘以加扰序列。

载波分配块17060可使用从载波分配表块17070输出的位置信息在预先确定的载波位置上布置由加扰器17050处理的信令信息。

IFFT块17080可将从载波分配块17060输出的载波变换成时域的OFDM信号。

加扰保护插入块17090可向OFDM信号中插入加扰保护间隔以生成前导。根据本发明的实施例的加扰保护插入块17090可通过将循环前缀形式的保护间隔与加扰序列相乘来生成加扰保护间隔。稍后将详细地描述加扰保护间隔。在本发明中，可以将加扰保护间隔称为加扰GI。

加扰保护插入块17090可根据是否插入了EAS消息来选择加扰序列。加扰保护插入块17090可使用指示在前导中是否存在EAS消息的EAS标志信息来确定是否要插入EAS消息。

复用块17100可对加扰保护插入块17090的输出和从参考图7所描述的保护序列插入块7400输出的信号c(t)进行复用以输出输出信号p(t)。输出信号p(t)可被输入到图7中所示的波形处理块7600。

根据本发明的实施例的前导插入块可以通过执行ReedMuller编码而相比于使用正交序列的常规信令提升信令性能并通过执行循环Q延迟来增强频率选择性衰落信道中的性能。

图18示出根据本发明的实施例的表示输入信息和输出信息之间的关系或DQPSK/DBPSK映射器17040的映射规则的数学表达式。

图18(a)示出表示输入信息和输出信息之间的关系或根据本发明的实施例的DQPSK/DBPSK映射器17040根据DBPSK来映射输入信令信息时的映射规则的数学表达式。

图18(b)示出表示输入信息和输出信息之间的关系或根据本发明的实施例的DQPSK/DBPSK映射器17040根据DQPSK来映射输入信令信息时的映射规则的数学表达式。

如图18中所示，为了便于描述，可将DQPSK/DBPSK映射器17040的输入信息表示为si[n]和sq[n]，并且可将DQPSK/DBPSK映射器17040的输出信息表示为mi[n]和mq[n]。

图19图示根据本发明的实施例的前导结构。

图19(a)示出常规前导的结构，并且图19(b)示出鲁棒前导的结构。

在根据本发明的实施例的鲁棒前导的结构中，常规前导被重复。具体地，在根据本发明的实施例的鲁棒前导结构中，常规前导被重复两次。根据本发明的实施例的鲁棒前导被设计成在类似于移动接收的严苛信道条件下检测前导符号并将其解码。

图19(a)中所示的常规前导可由图17中所示的前导插入块生成。图19(b)中所示的鲁棒前导可由根据本发明的实施例的在图20或21中示出的前导插入块生成，稍后将对其进行描述。

根据本发明的实施例的常规前导可包括加扰GI区和OFDM数据区。根据本发明的实施例的前导的加扰GI区可以是加扰循环后缀或加扰循环前缀。不同于加扰前缀，加扰循环后缀可位于OFDM符号之后，并且可通过与用来生成加扰循环前缀相同的过程来生成，稍后将对其进行描述。生成加扰循环后缀的过程可根据设计者被修改。

可通过将某些或所有OFDM符号加扰来生成图19中所示的加扰的GI区并用作保护间隔。根据本发明的实施例的常规前导的加扰GI和OFDM数据可具有相同的长度。在图19中，加扰的GI和OFDM数据具有N的长度，并且常规前导具有2N的长度。与根据本发明的实施例的前导的长度有关的N可指代FFT大小。

根据本发明的实施例的前导由3个信令字段，即S1、S2和S3构成。每个信令字段包含7个信令位，并且前导承载总共21个信令位。每个信令字段被用一阶ReedMull(64，7)码编码。

根据本发明的实施例的信令字段可包括上述信令信息。稍后将详细地描述该信令字段。

根据本发明的实施例的广播信号接收装置即使当不能执行频率同步时也可以使用循环前缀形式的保护间隔通过保护间隔相关来检测前导。

另外，可以通过将OFDM符号用(或与)加扰序列(或序列)相乘来生成根据本发明的实施例的加扰循环前缀形式的保护间隔。此外，可以通过对OFDM信号和加扰序列进行加扰来生成根据本发明的实施例的加扰循环前缀形式的保护间隔。根据设计者，根据本发明的实施例的加扰序列可以是任何类型的信号。

根据本发明的实施例的以加扰循环前缀的形式生成保护间隔的方法具有以下优点。

首先，可以通过将前导与常规OFDM符号区别开来容易地检测到前导。如上所述，不同于常规OFDM符号，通过使用加扰序列的加扰来生成加扰循环前缀形式的保护间隔。在这种情况下，当根据本发明的实施例的广播信号接收装置执行保护间隔相关时，因为并未生成根据常规OFDM符号的相关峰值而仅生成了根据前导的相关峰值，所以可以容易地检测到前导，。

其次，当使用根据本发明的实施例的加扰循环前缀形式的保护间隔时，可以防止危险延迟。例如，当存在具有与OFDM符号周期Tu相对应的延迟的多路径干扰时，由于当广播信号接收装置执行保护间隔相关时始终存在根据多个路径的相关值，所以可能使前导检测性能恶化。然而，如上所述，当根据本发明的实施例的广播信号接收装置执行保护间隔相关时，因为仅生成了根据加扰循环前缀的峰值，所以可以在不被根据多个路径的相关值的影响的情况下检测到前导。

最后，可以防止连续波(CW)干扰的影响。当接收信号包括CW干扰时，在由广播信号接收装置执行的保护间隔相关期间始终存在根据CW的DC分量，并且可使广播信号接收装置的信号检测性能和同步性能恶化。然而，当使用根据本发明的实施例的加扰循环前缀形式的保护间隔时，可以防止CW的影响，因为根据CW的DC分量被加扰序列平均掉。

(b)根据本发明的实施例的鲁棒前导具有重复的常规前导，如图19中所示。因此，鲁棒前导可包括加扰GI区和OFDM数据区。

鲁棒前导是常规前导的一种重复，并用不同的信令加扰器序列(SSS)来承载相同信令字段S1、S2和S3。

图19(b)中所示的鲁棒前导的前半部分与常规前导完全相同。鲁棒前导的后半部分是常规前导的简单变化，其中，产生与在频域中应用的序列SSS的差异。因此，鲁棒前导的后半部分包括与常规前导相同的信息，但是在频域中可具有不同的数据。另外，OFDM数据B具有与OFDM数据A相同的信令数据，但是在时域中可具有不同的输出波形。也就是说，虽然用于分别地生成鲁棒前导的前半部分和鲁棒前导的后半部分的ReedMuller编码器17000的输入是相同的，但IFFT块17080可输出不同的波形。

根据本发明的实施例的鲁棒前导的双倍长度提升时域中的检测性能，并且信令字段的重复提升用于前导信令数据的解码性能。在图19中示出鲁棒前导符号的生成过程。在以下描述中描述了详细的功能步骤。

将参考图24、25和26来详细地描述信令字段，并且将参考图20和21来详细地描述鲁棒前导生成过程。

根据本发明的实施例的鲁棒前导甚至在具有高SNR(信噪比)的环境中可以被常规接收装置检测到，因为鲁棒前导包括常规前导结构。在具有低SNR的环境中，可以使用重复结构来检测鲁棒前导。在图19(b)中，鲁棒前导具有4N的长度。

当根据本发明的实施例的广播信号接收装置接收到包括鲁棒前导的信号帧时，广播信号接收装置可以甚至在低SNR情况下稳定地检测到前导以将信令信息解码。

图20和21图示出根据本发明的实施例的用于生成鲁棒前导的两种方法。根据本发明的实施例的鲁棒前导结构提升广播接收装置的信号的检测性能。鲁棒前导可包括常规前导的结构。鲁棒前导可另外包括与常规前导相同的重复信令数据。在这种情况下，根据本发明的实施例的广播发送装置的信号可以不同地设计在时域中被包括在鲁棒前导中的波形的重复信令数据，而不是在时域中被包括在常规前导中的波形的信令数据。图20中所示的鲁棒前导插入块可通过在加扰器中将前导的信令信息乘以不同的加扰序列以输出多片加扰的信令信息并基于同一载波分配表将被乘以加扰序列的多片加扰信令信息分配给OFDM符号载波来生成鲁棒前导。

图21中所示的鲁棒前导插入块可通过将前导信令信息乘以同一加扰序列并基于不同的载波分配表将被乘以加扰序列的前导信令信息分配给OFDM符号载波来生成鲁棒前导。

现在将参考附图来描述详细实施例。

图20图示出根据本发明的实施例的前导插入块。

具体地，图20示出图7中所示的前导插入块7500的另一实施例。图20中所示的前导插入块可生成鲁棒前导。参考图20，根据本发明的实施例的前导插入块可包括ReedMuller编码器17000、数据格式化器17010、循环延迟块17020、交织器17030、DQPSK(差分正交相移键控)/DBPSK(差分二进制相移键控)映射器17040、加扰器17050、载波分配块17060、载波分配表块17070、IFFT块17080、加扰保护插入块17090和复用块17100。每个块可根据设计者而被修改，或者可不被包括在前导插入块中。各块的操作可与图17中所示的相应块的操作相同。将给出重点关注于鲁棒前导生成过程与常规前导生成过程之间的差异的描述。

如上所述，鲁棒前导由鲁棒前导的前半部分和鲁棒前导的后半部分构成，并且鲁棒前导的前半部分可以与常规前导相同。

鲁棒前导生成不同于仅通过如所述地在频域中应用序列SSS的常规前导生成。因此，ReedMuller编码器17000、数据格式化器17010和DQPSK/DBPSK映射器块17040被与常规前导生成共享。

可通过与被用来生成常规前导相同的过程来生成鲁棒前导的前半部分。在图20中，可通过经由加扰器A块17050-1、载波分配块17060-1和IFFT模块对输入到ReedMuller编码器17000的信令数据进行加扰、将加扰的数据分配给有效载波(activecarrier)并将从载波分配块17060-1输出的载波变换成时域的OFDM信号来生成鲁棒前导的前半部分的OFDM数据A。

可通过经由加扰器B块17050-2、载波分配块17060-2和IFFT模块对输入到ReedMuller编码器17000的信令数据进行加扰、将加扰的数据分配给有效载波并将从载波分配块17060-2输出的载波变换成时域的OFDM信号来生成鲁棒前导的前半部分的OFDM数据B。

根据本发明的实施例的载波分配块17060-1和17060-2可以基于同一分配表向载波分配鲁棒前导的前半部分的信令数据和鲁棒前导的后半部分的信令数据。

加扰保护插入模块可分别地将各自通过IFFT模块被处理的OFDM数据A和OFDM数据B加扰以生成加扰GIA和加扰GIB，从而生成鲁棒前导的前半部分和鲁棒前导的后半部分。

图21图示根据本发明的实施例的前导插入块。

具体地，图21示出图7中所示的前导插入块7500的另一实施例。图20中所示的前导插入块可生成鲁棒前导。参考图21，根据本发明的实施例的前导插入块可包括ReedMuller编码器17000、数据格式化器17010、循环延迟块17020、交织器17030、DQPSK(差分正交相移键控)/DBPSK(差分二进制相移键控)映射器17040、加扰器17050、载波分配块17060、载波分配表块17070、IFFT块17080、加扰保护插入块17090和复用块17100。每个块可根据设计者而被修改，或者可不被包括在前导插入块中。各块的操作可与图17中所示的相应块的操作相同。

将给出重点关注鲁棒前导生成过程与图20的鲁棒前导生成过程之间的差异的描述。

通过ReedMuller编码器、数据格式化器、循环前缀、交织器、DQPSK/DBPSK映射器和加扰器模块来处理根据本发明的实施例的鲁棒前导的信令数据的程序可对应于通过各模块来处理常规前导的信令数据的上述程序。

被加扰器模块加扰的信令数据可被输入到载波分配A模块和载波分配B模块。输入到载波分配A模块和载波分配B模块的信令信息可被表示为p[n](n是大于0的整数)。在这里，可将p[n]表示为p[0]至p[N-1](N是被分配(或布置)所有信令信息的载波的数目)。载波分配A模块和载波分配B模块可基于不同载波分配表向载波分配(或布置)信令信息p[n]。

例如，载波分配A模块可以分别地向第一、第二和第N载波分配p[0]、p[1]和p[N-1]。载波分配B模块可以分别地向第一、第二、第三和第N载波分配p[N-1]、p[N-2]、p[N-3]和p[0]。

图20和21中所示的前导插入块可以使用不同的加扰序列或使用相同的加扰序列和不同的载波分配方案来生成鲁棒前导的前半部分和鲁棒前导的后半部分。根据本发明的实施例生成的鲁棒前导的前半部分和后半部分的信号波形可相互不同。因此，即使当在时域中重复地发送同一信令信息时，也不生成由于多径信道而引起的数据偏移。

图22是示出根据本发明的实施例的加扰序列的曲线图。

此曲线图示出类似于二进制线性调频脉冲序列的波形。二进制线性调频脉冲状序列是可以被用作本发明的加扰序列的信号的实施例。二进制线性调频脉冲状序列是被量化使得每个信号值的实部和虚部分别地仅具有‘1’和‘-1’的序列。图22中所示的二进制线性调频脉冲状序列由具有不同周期的多个方波构成，并且根据实施例，序列周期是1024。

二进制线性调频脉冲状序列具有以下优点。首先，二进制线性调频脉冲状序列不生成危险延迟，因为二进制线性调频脉冲状序列由具有不同周期的信号构成。其次，与常规广播系统相比，二进制线性调频脉冲状序列提供正确的符号定时信息，因为相关特性类似于保护间隔相关的那些特性，并且与诸如m序列之类的具有类似于Δ的相关的序列相比，其对多径信道上的噪声有抵抗力。第三，当使用二进制线性调频脉冲状序列来执行加扰时，与原始信号相比，较少地增加带宽。第四，二进制线性调频脉冲状序列是二进制序列，并且因此可以用来设计具有低复杂度的设备。

在示出二进制线性调频脉冲状序列的波形的曲线图中，实线表示对应于实部的波形且虚线表示虚部。二进制线性调频脉冲状序列的实部和虚部的波形对应于方波。

图23图示根据本发明的实施例的从二进制线性调频脉冲状序列修改的加扰序列的示例。

图23(a)示出通过在时域中相反地布置二进制线性调频脉冲状序列而获得的反向的二进制线性调频脉冲状序列。

图23(b)示出通过对二进制线性调频脉冲状序列进行复共轭而获得的共轭二进制线性调频脉冲状序列。也就是说，共轭二进制线性调频脉冲状序列的实部等于二进制线性调频脉冲状序列的实部且共轭二进制线性调频脉冲状序列的虚部就绝对值而言等于二进制线性调频脉冲状序列的虚部，并且就符号而言与二进制线性调频脉冲状序列的虚部相反。

图23(c)示出通过用半周期(即512)对二进制线性调频脉冲状序列进行循环移位而获得的循环移位二进制线性调频脉冲状序列。

图23(d)示出了半求反序列。半求反线性调频脉冲状序列的前半周期(即0至512)与二进制线性调频脉冲状序列的相等，并且半求反线性调频脉冲状序列的后半周期(即513至1024)的实部和虚部就绝对值而言与二进制线性调频脉冲状序列的相等，并且就符号而言与二进制线性调频脉冲状序列相反。

上述加扰序列的平均值是0。即使当在信号中产生连续波干扰且因此在广播信号接收装置的差分解码器的输出中存在复合(complex)DC时，也可以将具有0平均值的加扰序列乘以差分解码器的输出的复合DC以防止复合DC影响信号检测性能。

根据本发明的实施例的广播信号发送装置可以根据在前导中是否包括EAS消息而不同地使用在图22和23中所示的加扰序列。例如，当广播信号发送装置并未将EAS消息包括在前导中时，可以使用图22的加扰序列将前导的保护间隔加扰。当广播信号发送装置在前导中包括EAS消息时，可以使用图23的加扰序列中的一个将前导的保护间隔加扰。

图中所示的加扰序列是示例性的，并且可根据设计者来修改。

图24图示根据本发明的实施例的前导中的信令信息结构。

具体地，图24示出根据本发明的实施例的在频域中通过前导发送的信令信息的结构。

图24(a)和24(b)图示由数据格式化器17010根据由ReedMuller编码器17000执行的ReedMuller编码的码块的长度进行的数据的重复或布置。可将ReedMuller编码的码块称为ReedMullerFEC块。

数据格式化器17010可根据码块的长度来重复或布置从ReedMuller编码器17000输出的信令信息，使得该信令信息对应于有效载波的数目。图24(a)和(b)示出其中有效载波的数目是384的实施例。

因此，当ReedMuller编码器17000对64位块执行ReedMuller编码时，如图24(a)中所示，数据格式化器17010可以将相同数据重复六次。在这种情况下，ReedMuller编码器17000可以使用一阶ReedMuller码，并且每个ReedMuller码的信令信息可以是7位。

当ReedMuller编码器17000对256位块执行ReedMuller编码时，如图24(b)中所示，数据格式化器17010可以重复256位码块的前128位或后128位或者重复256位码块的偶数的128位或奇数的128位以将数据布置为384位。在这种情况下，ReedMuller编码器17000可以使用一阶ReedMuller码，并且每个ReedMuller码的信令信息可以是9位。

如上所述，由数据格式化器17010格式化的信令信息可通过循环延迟块17020和交织器17030被处理或者不通过其被处理，通过DQPSK/DBPSK映射器17040被映射，被加扰器17050加扰，并且然后输入到载波分配块17060。

图24(c)图示根据本发明的实施例的用于通过载波分配块17060向有效载波分配信令信息的方法。在图24(c)中，b(n)(n是等于或大于0的整数)表示被分配数据的载波。在一个实施例中，载波的数目是384。来自图24(c)中所示的载波之中的彩色载波表示有效载波且非彩色载波表示空载波。图24(c)中所示的有效载波的位置可根据设计者而改变。

图25图示出根据本发明的实施例的处理通过前导发送的信令数据的过程。

通过前导发送的信令数据可包括多个信令序列。每个信令序列可以是7位。信令序列的数目和大小可根据设计者而改变。

图25(a)示出了根据本发明的实施例的当信令数据是14时的处理通过前导发送的信令数据的过程。在这种情况下，通过前导发送的信令数据可包括可称为信令1和信令2的两个信令序列。信令1和信令2可以是与上述信令序列S1和S2相同的信令序列。

图25(b)示出了根据本发明的实施例的当信令数据是21时的处理通过前导发射的信令数据的过程。在这种情况下，通过前导发射的信令数据可包括可称为信令1、信令2和信令3的三个信令序列。信令1和信令2可以是与上述信令序列S1、S2和S3相同的信令序列。

如图25中所示，根据本发明的实施例的交织块17030可连续交替地向有效载波分配S1和S2。

载波的数目是384，并且在一个实施例中，可以用从0开始的连续数字来表示载波。因此，可以用b(0)来表示根据本发明的实施例的第一载波，如图25中所示。图25中所示的非彩色有效载波表示未被布置(或分配)S1、S2或S3的空载波。

将给出到信令字段和有效载波的信令信息的分配的详细描述。

根据本发明的实施例的S1的位序列和S2的位序列是可分配给有效载波、以便发送包括在前导中的独立信令信息(或信令字段)的信令序列。

具体地，S1可以承载3位信令信息，并且可以用其中64位序列被重复两次的结构来配置。另外，可以将S1布置在S2之前和之后。S2是256位序列，并且可以承载4位信令信息。根据一个实施例，可用从0开始的连续数字来表示本发明的S1和S2的位序列。因此，可以将S1的第一位序列表示为S1(0)，并且可以将S2的第一位序列表示为S2(0)。位序列的表示可根据设计者而改变。

S1可承载用于识别上文参考图16所述的超帧中的每个信号帧的信息，例如指示SISO处理信号帧、MISO处理信号帧或FEF的信息。S2可承载关于当前信号帧的FFT大小的信息或指示在一个超帧中被复用的帧是否是相同类型的信息。通过S2承载的信息可根据设计者而改变。

信令1和信令2可分别地被上述ReedMuller编码器编码成64位ReedMuller码。图25(a)示出ReedMuller编码信令序列块。

信令1和信令2的编码信令序列块可被上述数据格式化器重复三次。图25(a)示出信令1的重复信令序列块和信令2的重复信令序列块。由于ReedMuller编码信令序列块是64位，所以被重复三次的信令1和信令2中的每一个的信令序列块是192位。

信令1和信令2的数据由6个块构成，被交替地重新布置，连续地输入到循环延迟块17020和交织器17030并在其中被处理或者被DBPSK/DQPSK映射器17040映射而不经历循环延迟块17020和交织器17030的处理，并且然后被上述载波分配块分配给384个载波。在图25(a)中，b(0)可表示第一载波，并且b(1)和b(2)可表示载波。在本发明的一个实施例中，可存在总共384个载波b(0)至b(383)。从图3中所示的载波之中，彩色载波表示有效载波且非彩色载波表示空载波。有效载波表示被分配信令数据的载波，并且空载波表示未被分配信令数据的载波。如上所述，信令1和信令2的数据可被交替地分配给载波。例如，可以将信令1的数据分配给b(0)，可以将信令2的数据分配给b(3)，以及可以将信令1的数据分配给b(7)。有效载波和空载波的位置可以根据设计者而改变。

(b)根据本发明的实施例的通过前导发送的信令信息可被通过S1的位序列、S2的位序列和S3的位序列发送。

根据本发明的实施例的S1、S2和S3是可以被分配给有效载波、以便发送包括在前导中的独立信令信息(或信令字段)的信令序列。

具体地，S1、S2和S3可以分别地承载3位信令信息，并且可以用其中64位序列被重复两次的结构来配置。因此，S1、S2和S3与图25(b)的实施例相比可以进一步承载2位信令信息。

另外，S1和S2可承载参考图25所述的信令信息，并且S3可以承载关于保护间隔长度(或保护长度)的信令信息。通过S1、S2和S3承载的信令信息可根据设计者而改变。

信令1、信令2和信令3的数据由6个块构成，被交替地重新布置，连续地输入到循环延迟块17020和交织器17030并从而被处理或者被DBPSK/DQPSK映射器17040映射而不经历循环延迟块17020和交织器17030的处理，并且然后被上述载波分配块分配给384个载波。

可用从0开始的连续数字来表示S1、S2和S3的位序列，亦即mS1(0)、...。参考图25(b)，根据本发明的一个实施例，载波的数目是384，并且可用从0开始的连续数字来表示，亦即b(0),…。载波的数目和表示方法可根据设计师而改变。

参考图26，S1、S2和S3可在频域中的确定位置上被连续交替地分配给活动载波。

具体地，可以将S1、S2和S3的位序列连续地分配给来自有效载波b(0)至b(383)之中的除空载波之外的有效载波。

信令1、信令2和信令3中的每一个可以被上述ReedMuller编码器分别地编码成64位ReedMuller码。图26(b)示出了ReedMuller编码信令序列块。

信令1、信令2和信令3的编码信令序列块可被上述数据格式化器重复两次。图26(b)示出了信令1的重复信令序列块、信令2的重复信令序列块和信令3的重复信令序列块。由于每个ReedMuller编码信令块是64位，被重复两次的信令1、信令2和信令3中的每一个的信令序列块是128位。

由六个块构成的信令1、信令2和信令3可被上述载波分配块分配给384个载波。在图26(b)中，b(0)可以是第一载波，并且b(1)和b(2)可以是其它载波。在一个实施例中，可存在384个载波b(0)至b(383)。来自图中所示的载波之中的彩色载波表示有效载波且非彩色载波表示空载波。有效载波可以是被分配信令数据的载波，并且空载波可以是未被分配信令数据的载波。如上所述，信令1、信令2和信令3的数据可被交替地分配给载波。例如，可以将信令1的数据分配给b(0)，可以将信令2的数据分配给b(1)，可以将信令1的数据分配给b(3)，以及可以将信令1的数据分配给b(7)。图3中所示的有效载波和空载波的位置可根据设计者而改变。

图26图示出根据本发明的实施例的处理通过前导发送的信令数据的过程。

在图26(c)中示出当信令数据是24位时处理通过前导发送的信令数据的过程。在这种情况下，通过前导发送的信令数据可包括可称为信令1、信令2和信令3的三个信令序列。信令1和信令2可以是与上述信令序列S1、S2和S3相同的信令序列。处理该信令数据的过程与参考图25(b)所述的过程相同。

如上文参考图25和26所述，可以通过控制FEC编码信令数据块的长度来折中信令数据容量和信令数据保护等级。也就是说，虽然信令数据容量随着信令数据块长度的增加而增加，但数据格式化器的重复次数减小且信令数据保护等级被降低。因此，可以选择各种信令容量。

此外，根据本发明的实施例的交织器17030可以使每个信令字段的数据均匀地在频域中交织。因此，可以使前导的频率分集特性最大化，并且可以提高对抗频率选择性衰落的鲁棒性。

图27图示出根据本发明的实施例的可以由前导插入模块执行的差分编码操作。

根据本发明的实施例的前导插入模块可将信令信息(在图27中表示为信令1、信令2和信令3的S1、S2和S3)重复两次。然后，前导插入模块可连续交替地布置S1、S2和S3的重复位。可替换地，根据本发明的实施例的数据格式化器可重复并布置信令信息，如上所述。随后，前导插入模块可对连续位(在图中用曲线箭头来表示)进行差分编码。如上所述，可替换地，根据本发明的实施例的数据格式化器或DQPSK/DBPSK映射器可对连续位进行差分编码。前导插入模块可对差分编码信令位加扰，并连续交替地将S1、S2和S3的比特分配给相应载波。可替换地，根据本发明的实施例的载波分配模块可对差分编码信令比特加扰，并连续交替地将S1、S2和S3的位分配给相应载波。

图28图示根据本发明的另一实施例的可以由前导插入模块执行的差分编码操作。

图28中所示的根据本实施例的前导插入模块的操作可对应于图27中所示的前导插入模块的操作。另外，可包括在图28中所示的根据本实施例的前导插入模块中的数据格式化器、DQPSK/DBPSK映射器和载波分配模块可对应于可被包括在图27中所示的前导插入模块中的模块的操作。

然而，操作的顺序可以改变。具体地，根据本实施例的前导插入模块可在差分编码之后重复信令信息，其不同于图27中所示的前导插入模块的操作。也就是说，前导插入模块可连续交替地布置S1、S2和S3的非重复位。然后，前导插入模块可以执行所布置连续位的差分编码(在图中用曲线箭头指示)。然后，前导插入模块可重复差分编码信令位并连续交替地将重复位分配给相应载波。

稍后将描述的前导检测器的信令解码器的操作可取决于参考图27和28所述的前导插入模块的差分编码和数据重复的顺序。稍后将给出信令解码器的详细操作。

图29是根据本发明的实施例的包括在前导检测器中的相关检测器的框图。

具体地，图29示出根据一个实施例的上述前导检测器9300的配置，亦即用于检测上述鲁棒前导的前导相关检测器的配置。

根据本发明的实施例的前导相关检测器可包括常规前导相关检测器(在图29中表示为常规前导检测器)和鲁棒前导相关检测器(在图29中表示为鲁棒前导检测器)。

根据本发明的实施例的鲁棒前导可具有其中交替地布置加扰保护间隔和数据区的结构。常规前导相关检测器可获得鲁棒前导的前半部分的相关。鲁棒前导相关检测器可获得鲁棒前导的后半部分的相关。

将给出当由常规前导相关检测器接收到的前导包括与EAS消息有关的信息且广播信号发送装置使用图22的二进制线性调频脉冲状序列和图23(d)的半求反序列来通过前导用信号发送与EAS消息有关的信息时的常规前导相关检测器的操作的描述。

常规前导相关检测器可将通过将接收信号(i)r(t)和(ii)r(t)延迟FFT大小N并对延迟信号相互取共轭获得的信号(i)和(ii)相乘。

常规前导相关检测器可通过对r(t)取共轭并将共轭r(t)延迟FFT大小N来生成信号(ii)。在图29中，块conj和块ND(N延迟)可以生成信号(ii)。

复N/2相关器可输出通过将(i)乘以(ii)获得的信号与加扰序列之间的相关。如上所述，半求反序列的前半周期N/2等于二进制线性调频脉冲状序列的前半周期N/2，并且半求反序列的后半周期的符号与二进制线性调频脉冲状序列的后半周期N/2的符号相反。因此，两个复N/2相关器的输出的和可以是相对于二进制线性调频脉冲状序列的相关，并且两个复N/2相关器的输出之间的差可以是相对于半求反序列的相关。

文件前导相关检测器可基于由常规前导检测器检测到的两个序列相关而检测相关。鲁棒前导相关检测器可通过将(i)由常规前导检测器检测到的相关与(ii)通过将由常规前导检测器检测到的序列延迟2N而获得的相关求和来检测二进制线性调频脉冲状序列的相关。

鲁棒前导相关检测器可以通过将由常规前导检测器检测到的序列延迟对应于OFDM数据和加扰GI的长度来检测相关，因为鲁棒前导具有其中OFDM数据和加扰GI被重复两次的结构。

常规前导相关检测器和鲁棒前导相关检测器的复幅度块可输出通过相关器检测到的相关的复幅度值。峰值检测器块可检测输入相关的复幅度值的峰值。峰值检测器块可从检测到的峰值检测前导位置，并执行OFDM符号定时同步和分数频率偏移同步以输出帧起始信息。另外，峰值检测器块可输出关于前导类型的信息，亦即常规前导或鲁棒前导以及关于前导是否包括EAS消息的信息(EAS标志)。

图30图示根据本发明的实施例的前导检测器的信令解码器。

具体地，图30示出如上文参考图9所描述的前导检测器9300的实施例，其可以执行图17中所示的前导插入块的操作的反向操作。

根据本发明的实施例的前导检测器可包括相关检测器、FFT块、ICFO估计器、载波分配表块、数据提取器和信令解码器。每个块可根据设计者而被修改，或者可不包括在前导检测器中。

将给出组成信令解码器的模块及其操作的描述。

信令解码器可包括解扰器30000、平均块30010、差分解码器30020、去交织器30030、循环延迟块30040、I/Q组合器30050、数据去格式化器30060和ReedMuller解码器30070。

解扰器30010可将接收信令数据解扰。

当广播信号发送装置重复信令信息且然后对重复信令信息进行差分编码时，如参考图27所述，可以省略平均块30010。差分解码器30020可接收已解扰信号并对已解扰信号执行DBPSK或DQPSK解映射。

可替换地，当广播信号发送装置对信令信息进行差分编码且然后重复差分编码信令信息时，如参考图28所述，平均块30010可对已解扰信令数据的相应符号求平均，并且然后差分解码器30020可对平均信号执行DBPSK或DQPSK解映射。平均块可基于信令信息的重复次数来计算数据平均值。

将给出差分解码器30020的详细操作的描述。

当发射器接收到DQPSK映射信号时，差分解码器30020可对差分已解码信号执行π/4的相位旋转。因此，可以将差分解码信号分段成同相和正交分量。

当发射器已执行交织时，去交织器30030可将从差分解码器30020输出的信号去交织。

当发射器已执行循环延迟时，循环延迟块30040可执行在发射器中执行的循环延迟操作的反向操作。

I/Q组合器30060可将去交织信号或延迟信号的I和Q分量组合。

当从发射器接收的信号已被DBPSK映射时，I/Q组合器30050可仅输出去交织信号的I分量。

然后，数据去格式化器30060可将每个信号字段的从I/O组合器30060输出的信号比特组合而输出信令信息。当广播信号发射装置重复信令信息且然后对重复信令信息进行差分编码时，数据去格式化器30060可以对信令信息位求平均。

随后，ReedMuller解码器30070可将从数据去格式化器30060输出的信令信息解码。

因此，根据本发明的实施例的广播信号接收装置可以通过上述过程获得使用前导发送的信令信息。

图31图示根据本发明的实施例的前导检测器的信令解码器。

具体地，图31示出如上文参考图9所述的前导检测器9300的实施例，其可以执行图20中所示的前导插入块的操作的反向操作，亦即检测鲁棒前导。

根据本发明的实施例的前导检测器可包括相关检测器、FFT块、ICFO估计器、载波分配表块、数据提取器和信令解码器，如上所述。每个块可根据设计者而被修改，或者可不包括在前导检测器中。

现在将描述组成信令解码器的模块及其操作。

信令解码器可包括解扰器A、解扰器B、平均块、差分解码器、去交织器、循环延迟块、I/Q组合器、数据去格式化器和ReedMuller解码器。

解扰器A和解扰器B的操作可对应于上述解扰器30000的操作。

其它模块的操作可对应于图30中所示的模块的操作。

根据本发明的实施例的解扰器A和解扰器B可通过将OFDM数据A和OFDM数据B乘以加扰序列来将OFDM数据A和OFDM数据B解扰。然后，信令解码器可将从解扰器A和解扰器B输出的解扰数据求和。信令解码器的后续操作可与图30中所示的信令解码器的相应操作相同。

图32图示根据本发明的实施例的前导检测器的信令解码器。

具体地，图32示出如上文参考图9所述的前导检测器9300的实施例，其可以执行图21中所示的前导插入块的操作的反向操作，亦即检测鲁棒前导。根据本发明的实施例的前导检测器可包括相关检测器、FFT块、ICFO估计器、载波分配表块、数据提取器和信令解码器。每个块可根据设计者而被修改，或者可不包括在前导检测器中。

现在将描述组成信令解码器的模块及其操作。

信令解码器可包括解扰器A、解扰器B、平均块、差分解码器、去交织器、循环延迟块、I/O组合器、数据去格式化器和ReedMuller解码器。

数据去格式化器A和数据去格式化器B的操作可对应于上述数据去格式化器30060的操作。解扰器、平均块、差分解码器、去交织器、循环延迟块和I/Q组合器的操作可对应于图30中所示的模块的操作。

具体地，数据去格式化器A和数据去格式化器B可将与每个信令字段的来自从I/Q组合器输出的信号的比特之中的OFDM数据A或OFDM数据B相对应的信令信息组合而输出信令信息。然后，将从数据去格式化器A和数据去格式化器B输出的每个OFDM数据和每个信令字段组合的信令信息组合并输入到ReedMuller解码器模块。ReedMuller解码器模块可将输入信令信息解码。

根据本发明的实施例的广播信号发送装置可将承载至少一个广播服务分量的数据(或服务数据)编码(S33000)。可按照对应于每个数据的DP处理根据本发明的实施例的数据，如上所述。数据编码可由编码和调制模块1100执行。

然后，根据本发明的实施例的广播信号发送装置可构建至少一个信号帧(S33010)。根据本发明的实施例的广播信号发送装置可将DP数据映射到数据符号以生成信号帧。如上所述，信号帧可包括前导、PLS符号、数据符号和边缘符号。信号帧可由帧结构模块1200生成。

根据本发明的实施例的广播信号发送装置可用OFDM来调制至少一个信号帧(S33020)。随后，根据本发明的实施例的广播信号发送装置可向至少一个信号帧中插入前导。被插入信号帧中的前导可以是常规前导或鲁棒前导。根据本发明的实施例的广播信号发送装置可根据其中阐述信号帧的信道环境而向信号帧中插入常规前导或鲁棒前导。如上所述，可通过重复常规前导来生成鲁棒前导。在这种情况下，鲁棒前导的前半部分与常规前导完全相同，并且鲁棒前导的后半部分是常规前导的简单变化，其中，从在频域中应用的序列SSS产生差异。

根据本发明的实施例的前导插入块7500可向信号帧中插入上述前导。

根据本发明的实施例的前导插入块7500可分别地使用不同的加扰序列或使用相同的加扰序列但不同的载波分配方案来生成鲁棒前导的第前半部分和鲁棒前导的后半部分。根据本发明的实施例生成的鲁棒前导的前半部分和后半部分可在时域中具有不同的信号波形。因此，即使当在时域中重复地发送同一信令信息时，也不生成由于多径信道而引起的数据偏移。

根据本发明的实施例的广播信号发送装置可发送包括至少一个已调制信号帧的至少一个广播信号(S33030)。

图34是图示出根据本发明的实施例的用于接收广播信号的方法的流程图。

图34是图33中所示的广播信号发送方法的反向过程。

根据本发明的实施例的广播信号接收装置可接收至少一个广播信号(S34000)。根据本发明的实施例的广播信号可包括至少一个信号帧。每个信号帧可包括前导、边缘导频、PLS符号和数据符号。如上所述，已接收到至少一个广播信号的广播信号接收装置可检测包括在广播信号中的前导，并基于被用于广播信号发送装置生成前导的加扰序列而将前导解扰。在这种情况下，前导可以是常规前导或鲁棒前导。在解扰之后，广播信号接收装置可获取包括前导的信令数据。

根据本发明的实施例的前导检测器9300可检测前导、将其解扰和解码。亦即，前导检测器930可执行前导插入块7500的操作的反向操作。

已参考图29至32描述了前导检测器的详细操作。

随后，根据本发明的实施例的广播信号接收装置可用OFDM来将接收到的至少一个广播信号解调(S34010)。广播信号的解调可由同步和解调模块8000执行。

然后，根据本发明的实施例的广播信号接收装置可从已解调广播信号解析至少一个信号帧(S34020)。可由帧解析模块8100来解析信号帧。

根据本发明的实施例的广播信号接收装置可将承载至少一个广播服务分量的服务数据解码(S34030)。可由解映射和解码模块8200来执行数据解码。

发明模式

在用于执行本发明的最佳方式中已经描述了各个实施例。

工业适用性

本发明可用于一系列广播信号规范领域中。

对本领域的技术人员来说显而易见的是，在不背离本发明的精神和范围的情况下，可以在本发明中做出各种修改和变形。由此，本发明旨在覆盖本发明的修改和变形，只要它们落入附加权利要求及其等效物的范围内。

Claims

1.一种发送广播信号的方法，所述方法包括：

对与数据传输信道中的每个相对应的数据进行编码，所述数据传输信道中的每个承载至少一个服务数据或者服务组件数据；

构建包括所述编码的数据的至少一个信号帧；

通过OFDM(正交频分复用)方案调制所述至少一个信号帧；以及

发送承载至少一个调制的信号帧的所述广播信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述至少一个信号帧中的每个包括具有信令数据的前导，其中所述信令数据包括FFT的大小、是否所述信号帧包括EAC消息的信息以及与所述信号帧的服务数据有关的信息。

3.根据权利要求2所述的方法，其中所述前导是常规前导和鲁棒前导中的一个，其中所述鲁棒前导的长度是所述常规前导的两倍的长度。

4.根据权利要求3所述的方法，所述方法进一步包括：

将所述至少一个前导插入到所述至少一个信号帧，

其中，所述插入进一步包括：

基于第一加扰序列第一次加扰所述信令数据；以及

将所述加扰的信令数据第一次分配给所述常规前导的载波。

5.根据权利要求4所述的方法，将所述至少一个前导插入到所述至少一个信号帧进一步包括：

基于第二加扰序列第二次加扰所述信令数据；以及

将所述加扰的信令数据第二次分配给所述鲁棒前导的载波，其中所述鲁棒前导的前半部分包括常规前导以及鲁棒前导的后半部分包括第二次分配的信令数据，其中所述第二加扰序列不同于所述第一加扰序列。

6.根据权利要求5所述的方法，其中，通过使用相同载波表执行所述第一次分配和所述第二次分配，其中所述载波表指示所述常规前导和所述鲁棒前导的载波的位置。

7.一种用于接收广播信号的方法，所述方法包括：

接收包括至少一个信号帧的所述广播信号；

通过OFDM(正交频分复用)方案解调所述接收到的广播信号；

从包括数据的所述解调的广播信号解析至少一个信号帧，其中输出与多个数据传输信道中的每个相对应的所述数据，其中所述数据传输信道中的每个承载至少一个服务数据或者服务组件数据；以及

对所述数据进行解码。

8.根据权利要求7所述的方法，其中，所述广播信号包括至少一个信号帧，其中所述至少一个信号帧中的每个包括具有信令数据的前导，其中所述信令数据包括FFT的大小、是否所述信号帧包括EAC消息的信息以及与所述信号帧的服务数据有关的信息。

9.根据权利要求8所述的方法，其中，所述前导是常规前导和鲁棒前导中的一个，其中所述鲁棒前导的长度是所述常规前导的两倍的长度。

10.根据权利要求9所述的方法，所述方法进一步包括：

检测所述前导，所述检测进一步包括：

基于第一加扰序列对所述常规前导中的所述信令数据进行第一次解扰。

11.根据权利要求10所述的方法，所述检测前导进一步包括：

基于第二加扰序列对所述鲁棒前导的后半部分中的所述信令数据进行第二次解扰，其中所述鲁棒前导的前半部分包括所述常规前导以及所述鲁棒前导的后半部分包括被所述第二加扰序列加扰的所述信令数据。

12.根据权利要求11所述的方法，其中，所述第二加扰序列不同于所述第一加扰序列。

13.一种发送广播信号的装置，所述装置包括：

编码器，所述编码器用于对与承载至少一个服务数据或者服务组件数据的所述数据传输信道中的每个相对应的数据进行编码；

帧构建器，所述帧构建器用于构建包括所述编码数据的至少一个信号帧；

调制器，所述调制器用于通过OFDM(正交频分复用)方案调制所述至少一个信号帧；以及

发射器，所述发射器用于发送承载所述至少一个调制的信号帧的所述广播信号。

14.根据权利要求13所述的装置，其中，所述至少一个信号帧中的每一个包括具有信令数据的前导，其中所述信令数据包括FFT的大小、是否所述信号帧包括EAC消息的信息或者与所述信号帧的服务数据有关的信息。

15.根据权利要求14所述的装置，其中，所述前导是常规前导和鲁棒前导中的一个，其中所述鲁棒前导的长度是所述常规前导的两倍长度。

16.根据权利要求15所述的装置，所述装置进一步包括：

插入，所述插入用于将所述至少一个前导插入到所述至少一个信号帧，其中所述插入进一步包括：

加扰器，所述加扰器用于基于第一加扰序列第一次加扰所述信令数据；和

分配器，所述分配器用于将所述加扰的信令数据第一次分配给所述常规前导的载波。

17.根据权利要求16所述的装置，用于将至少一个前导插入到至少一个信号帧的所述插入进一步包括：

加扰器，所述加扰器用于基于第二加扰序列第二次加扰所述信令数据；和

分配器，所述分配器用于将所述加扰的信令数据第二次分配给所述鲁棒前导的载波，其中所述鲁棒前导的前半部分包括所述常规前导以及所述鲁棒前导的后半部分包括所述第二次分配的信令数据，其中所述第二加扰序列不同于所述第一加扰序列。

18.根据权利要求17所述的装置，其中通过使用相同载波表执行用于所述第一次分配和所述第二次分配的所述分配器，

其中，所述载波表指示所述常规前导和所述鲁棒前导的载波的位置。

19.一种用于接收广播信号的装置，所述装置包括：

接收器，所述接收器用于接收包括至少一个信号帧的所述广播信号；

解调器，所述解调器用于通过OFDM(正交频分复用)方案解调接收到的广播信号；

帧解析器，所述帧解析器用于从包括数据的所述解调的广播信号解析至少一个信号帧，其中输出与多个数据传输信道中的每个相对应的所述数据，

其中所述数据传输信道中的每个承载至少一个服务数据或者服务组件数据；以及

解码器，所述解码器用于对所述数据进行解码。

20.根据权利要求19所述的装置，其中，所述广播信号包括至少一个信号帧，其中所述至少一个信号帧中的每个包括具有信令数据的前导，其中所述信令数据包括FFT的大小、是否所述信号帧包括EAC消息的信息或者与所述信号帧的服务数据有关的信息。

21.根据权利要求20所述的装置，其中，所述前导是常规前导和鲁棒前导中的一个，其中所述鲁棒前导的长度是所述常规前导的两倍长度。

22.根据权利要求21所述的装置，所述装置进一步包括：

检测器，所述检测器用于检测所述前导，其中所述检测器进一步包括：

解扰器，所述解扰器用于基于第一加扰序列第一次解扰所述常规前导中的所述信令数据。

23.根据权利要求22所述的装置，用于所述检测前导的所述检测器进一步包括：

解扰器，所述解扰器用于基于第二加扰序列第二次解扰所述鲁棒前导中的所述信令数据，其中所述鲁棒前导的前半部分包括所述常规前导以及所述鲁棒前导的后半部分包括被所述第二加扰序列加扰的所述信令数据。

24.根据权利要求23所述的装置，其中，所述第二加扰序列不同于所述第一加扰序列。