CN105445550B - 一种基于无盲区数字信道化的宽带实时谱分析系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于无盲区数字信道化的宽带实时谱分析系统及方法。首先根据数字信道化通道数，对待分析信号进行顺序延迟，并对各独立通道进行并行抽样，经由多相滤波器，对滤波结果进行并行DFT运算。然后对各通道输出结果进行FFT频域分析，根据通道重叠程度裁剪频域结果，并调整通道次序。最后将各通道输出结果进行拼接，则得到待处理信号的频域分析结果。本发明利用了信道重叠和通道频域拼接技术有效地解决了通道之间的盲区问题，避免了滤波器的边界效应，对各通道输出信号进行了“无缝”拼接，解决了多个信号或跨信道信号的进行全概率监测的问题，提高了信号分析的频率分辨率，使得接收机具备了全带宽全概率截获能力，具有广阔的发展空间和应用前景。

Description

一种基于无盲区数字信道化的宽带实时谱分析系统及方法

技术领域

本发明涉及一种基于无盲区数字信道化的宽带实时谱分析系统及方法，一种基于无盲区数字信道化的宽带实时谱处理系统及方法，可以缓解高速AD数字信号处理速度的压力，特别适用于为宽带信号的频谱态势监测，属于电子侦察领域。

背景技术

电子侦察接收机是电子侦察装备体系的重要组成部分，可以截获、分析、识别战场区域内的目标辐射源，在现代电子对抗中“扮演”了一个极其重要的角色。理想的电子侦察接收机要求能在全频带范围内能以100％的截获概率精确地检测各种信号，并能达到实时处理，基于数字信道化技术的接收机为这种应用需求提供了解决的可能。作为数字接收机技术核心的数字信道化技术，是接收机研究者广泛关注的一个热点。在目前数字接收机中，针对宽带信号均采用高速AD器件，随后产生的高速数据流对于DSP器件的处理速度提出了很高的要求；同时，在信号频域的精细化分析中，对频谱的频域分辨率要求很高，设采样率为fs，单次FFT分析点数为N，则频率分辨率为fs/N，而实际中硬件支持的单次FFT处理数据段长度(点数)十分有限，严重制约着频率分辨率的提高。另外，文献中关于数字信道化讨论较多的是其高效实现形式，且信道化划分均采用“硬边界”，即频域边界重复为0％，且后续处理均在独立通道处理，难以进行全景分析，很少有涉及侦收跨信道信号或多信号的频域检测问题。

发明内容

本发明的技术解决问题是：克服传统数字信道化“硬边界”划分的不足，提供了一种重叠信道划分方法，并对输出独立信道的频域分析结果进行了适应性拼接，解决了多个信号或跨信道信号全概率监测的问题，提高了信号分析的频率分辨率。

本发明的技术解决方案是：一种基于无盲区的数字信道化的宽带实时谱分析系统，包括：并行抽取模块、多相滤波模块、DFT模块、FFT模块、重叠裁剪模块、信道拼接模块；

并行抽取模块，根据需要的信道个数D，对输入时间序列信号x(1:1:n)，进行序列抽样，产生D个通道并行信号，每个通道并行信号序列长度J＝n/D，x(a:b:c)代表从a到c步长为b的一个序列，括号中的第一个数a、第二个数b和最后一个数均用冒号隔开，第一个数代表输入时间序列信号的第一个数的序号，括号中的最后一个数代表输入时间序列信号的最后一个数的序号，括号中的第二个数代表输入时间序列信号的序号的步长，D个通道依次传输信号x₁、x₂、x₃、…、x_D依次为：

x₁＝x(1:D:(n-D+1))，

x₂＝x(2:D:(n-D+2))，

x₃＝x(3:D:(n-D+3))，

……，

x_D＝x(D:D:n)；

并行抽取模块将该D个通道并行信号输出到多相滤波模块；

多相滤波模块，根据通道个数D，生成(D·L-1)阶低通FIR滤波器，L为设定的每个通道滤波器的阶次，得到滤波器系数f(1:1:D·L)，滤波器系数的长度为(D·L)，f(1:1:D·L)的第一个数、第二个数和最后一个数均用冒号隔开，括号中的第一个数代表滤波器系数的第一个数的序号，括号中的D·L代表滤波器系数的最后一个数的序号，括号中的第二个数代表滤波器系数序号的步长，对该滤波器系数f(1:1:D·L)进行序列抽样，产生D个通道的并行滤波器系数，即多相滤波器系数，每个并行滤波器系数长度为L；

f(a:b:c)函数代表从a到c步长为b的一个序列，括号中的第一个数a、第二个数b和最后一个数均用冒号隔开，第一个数代表滤波器系数f(1:1:D·L)的第一个数的序号，括号中的最后一个数代表滤波器系数f(1:1:D·L)的最后一个数的序号，括号中的第二个数代表滤波器系数f(1:1:D·L)的序号的步长；

D个通道的并行滤波器系数，即多相滤波器系数f₁、f₂、f₃、…，f_D依次为：

f₁＝f(1:D:(D·L-D+1))，

f₂＝f(2:D:(D·L-D+2))，

f₃＝f 3:D:(D·L-D+3))，

……，

f_D＝f(D:D:D·L)；

根据多相滤波器系数f₁、f₂、f₃、…，f_D，对并行抽取模块输出的并行抽取后的D个通道并行信号进行多相滤波，即进行卷积运算“*”，得到多相滤波模块输出信号h₁、h₂、h₃、……、h_D为：

h₁＝x₁*f₁，

h₂＝x₂*f₂，

h₃＝x₃*f₃，

……，

h_D＝x_D*f_D；

式中h₁到h_D分别为第一个通道到最后一个通道的并行信号多相滤波后的信号；

多相滤波模块将该多相滤波模块输出信号h₁、h₂、h₃、……、h_D送至DFT模块；

DFT模块，设每个多相滤波模块输出信号中包含的元素数为J，即h₁包含：元素h₁(1)、h₁(2)、h₁(3)、…、h₁(J)，h₂包含：元素h₂(1)、h₂(2)、h₂(3)、…、h₂(J)；h₃包含：元素h₃(1)、h₃(2)、h₃(3)、…、h₃(J)；…，h_D包含：元素h_D(1)、h_D(2)、h_D(3)、…、h_D(J)；

DFT模块，将每个多相滤波模块输出信号的第1个元素顺序拼接排列得到[h₁(1),h₂(1),h₃(1),……,h_D(1)]，将每个多相滤波模块输出信号的第2个元素顺序拼接排列得到[h₁(2),h₂(2),h₃(2),……,h_D(2)]，将每个多相滤波模块输出信号的第3个元素顺序拼接排列得到[h₁(3),h₂(3),h₃(3),……,h_D(3)]，…，将每个多相滤波模块输出信号的第J个元素顺序拼接排列得到[h₁(J),h₂(J),h₃(J),……,h_D(J)]；然后经过DFT变换后得到J个通道的离散傅里叶变化后的信号g₁、g₂、g₃……g_J，每个通道的离散傅里叶变化后的信号的序列长度为D，每个离散傅里叶变化后的信号g₁、g₂、g₃……g_J依次如下：

g₁＝DFT[h₁(1),h₂(1),h₃(1),……,h_D(1)]，

g₂＝DFT[h₁(2),h₂(2),h₃(2),……,h_D(2)]，

g₃＝DFT[h₁(3),h₂(3),h₃(3),……,h_D(3)]，

……，

g_J＝DFT[h₁(J),h₂(J),h₃(J),……,h_D(J)]；

设每个离散傅里叶变化后的信号中包含的元素数为D，每个元素的长度为：每个离散傅里叶变化后的信号的长度除以D，即g₁包含：元素g₁(1)、g₁(2)、g₁(3)、…、g₁(D)；g₂包含：元素g₂(1)、g₂(2)、g₂(3)、…、g₂(D)；g₃包含：元素g₃(1)、g₃(2)、g₃(3)、…、g₃(D)；g_J包含g_J(1)、g_J(2)、g_J(3)、…、g_J(D)；

将每个离散傅里叶变化后的信号的第1个元素顺序拼接排列得到信号y₁，即[g₁(1),g₂(1),g₃(1),……,g_J(1)]；将每个离散傅里叶变化后的信号的第2个元素顺序拼接排列得到信号y₂，即[g₁(2),g₂(2),g₃(2),……,g_J(2)]；将每个离散傅里叶变化后的信号的第3个元素顺序拼接排列得到信号y₃，即[g₁(3),g₂(3),g₃(3),……,g_J(3)]；将每个离散傅里叶变化后的信号的第D个元素顺序拼接排列得到信号y_D，即[g₁(D),g₂(D),g₃(D),……,g_J(D)]；则y₁、y₂、y₃、…、y_D如下：

y₁＝[g₁(1),g₂(1),g₃(1),……,g_J(1)]，

y₂＝[g₁(2),g₂(2),g₃(2),……,g_J(2)]，

y₃＝[g₁(3),g₂(3),g₃(3),……,g_J(3)]，

……，

y_D＝[g₁(D),g₂(D),g₃(D),……,g_J(D)]；

DFT模块将y₁、y₂、y₃、…、y_D送至FFT模块；

FFT模块，对y₁、y₂、y₃、…、y_D分别进行FFT频域变化后，得到多通道的频域信息Y₁、Y₂、Y₃、…、Y_D，即Y₁＝FFT(y₁)，Y₂＝FFT(y₂)，Y₃＝FFT(y₃)，……，Y_D＝FFT(y_D)，式中FFT表示FFT变换，将Y₁、Y₂、Y₃、…、Y_D送至重叠裁剪模块；

重叠裁剪模块，将多通道的频域信息进行裁剪，裁剪方式如下：

对通道序号小于或等于(D/2)的通道中的频域信息，裁剪为频域信息Z₁、Z₂、Z₃、…、Z_D/2如下：

Z₁＝Y₁((J/4+1):1:3J/4)，

Z₂＝Y₂((J/4+1):1:3J/4)，

Z₃＝Y₃((J/4+1):1:3J/4)，

……，

Z_D/2＝Y_D/2((J/4+1):1:3J/4)；

对通道序号大于D/2的通道中的频域信息，裁剪为频域信息Z_(D/2+1)、Z_(D/2+2)、Z_(D/2+3)、…、Z_D如下：

Z_(D/2+1)＝Y_(D/2+1)(J/4:1:(3J/4-1))，

Z_(D/2+2)＝Y_(D/2+2)(J/4:1:(3J/4-1))，

Z_(D/2+3)＝Y_(D/2+3)(J/4:1:(3J/4-1))，

……，

Z_D＝Y_D(J/4:1:(3J/4-1))；

重叠裁剪模块将裁减后的Z₁、Z₂、Z₃、…、Z_D送至信道拼接模块；信道拼接模块，对重叠裁剪模块输出的多通道频域信息Z₁、Z₂、Z₃、…、Z_D中通道序号小于或等于D/2的通道中的频域信息，保持不变，得到频域信息P₁、P₂、P₃、…、P_(D/2)；

P₁＝Z₁，

P₂＝Z₂，

P₃＝Z₃，

……，

P_(D/2)＝Z_(D/2)；

对重叠裁剪模块输出的多通道频域信息中通道序号大于D/2的通道，进行反序操作，得到频域信息P_(D/2+1)、P_(D/2+2)、P_(D/2+3)、…、P_(D)如下：

P_(D/2+1)＝WREV(Z_(D/2+1))，

P_(D/2+2)＝WREV(Z_(D/2+2))，

P_(D/2+3)＝WREV(Z_(D/2+3))，

……，

P_(D)＝WREV(Z_(D))；

式中WREV(·)表示对(·)中的序列元素进行反序操作，Z_(D/2+1)包含的元素z_(D/2+1)(1)、z_(D/2+1)(2)、z_(D/2+1)(3)、…、z_(D/2+1)(J/2)，反序调整为P_(D/2+1)的元素z_(D/2+1)(J/2)、z_(D/2+1)(J/2-1)、z_(D/2+1)(J/2-2)、…、z_(D/2+1)(1)；Z_(D/2+2)包含的元素z_(D/2+2)(1)、z_(D/2+2)(2)、z_(D/2+2)(3)、…、z_(D/2+2)(J/2)，反序调整为P_(D/2+2)的元素z_(D/2+2)(J/2)、z_(D/2+2)(J/2-1)、z_(D/2+2)(J/2-1)、…、z_(D/2+2)(1)；Z_(D/2+3)包含的元素z_(D/2+3)(1)、z_(D/2+3)(2)、z_(D/2+3)(3)、…、z_(D/2+3)(J/2)，反序调整为P_(D/2+3)的元素z_(D/2+3)(J/2)、z_(D/2+3)(J/2-1)、z_(D/2+3)(J/2-1)、…、z_(D/2+3)(1)；Z_(D)包含的元素z_(D)(1)、z_(D)(2)、z_(D)(3)、…、z_(D)(J/2)，反序调整为P_(D)的元素z_(D)(J/2)、z_(D)(J/2-1)、z_(D)(J/2-2)、…、z_(D)(1)；即将Z_(D/2+1)、Z_(D/2+2)、Z_(D/2+3)、…、Z_(D)中的元素由从小到大排列变为从大到小排列后，得到P_(D/2+1)、P_(D/2+2)、P_(D/2+3)、…、P_(D)；

对反序调整后的各通道序列P₁、P₂、P₃、…、P_D，根据序号大小进行重排拼接，即：通道序号小于或等于(D/2)的通道，进行通道逆序，得到序列M＝[P_(D/2),P_(D/2-1),P_(D/2-2),……,P₍₁₎]，通道序号大于(D/2)的通道，通道序号保持不变，得到序列N＝[P_(D/2+1),P_(D/2+2),P_(D/2+3),……,P_(D)]，对N、M序列进行交叉排列，得到无盲区数字信道化输出的宽带实时谱Q：

Q＝[P_(D/2+1),P_(D/2),P_(D/2+2),P_(D/2-1),P_(D/2+3),P_(D/2-2),……,P_(D),P₍₁₎]。

系统还包括频域分析模块，频域分析模块根据信号分析的需求，对信号频域做检测与提取，得到需要的信息。

一种基于无盲区的数字信道化的宽带实时谱分析方法，包括步骤如下：

步骤1：根据设定的信道个数D，对输入时间序列信号x(1:1:n)，进行序列抽样，产生D个通道并行信号，每个通道并行信号序列长度J＝n/D，x(1:1:n)的括号中的第一个数、第二个数和最后一个数均用分号隔开，第一个数代表输入时间序列信号的第一个数的序号，括号中的最后一个数代表输入时间序列信号的最后一个数的序号，括号中的第二个数代表输入时间序列信号的序号的步长，D个通道并行信号x₁、x₂、x₃、…、x_D依次为：

x₁＝x(1:D:(n-D+1))，

x₂＝x(2:D:(n-D+2))，

x₃＝x(3:D:(n-D+3))，

……，

x_D＝x(D:D:n)；

步骤2：根据通道个数D，生成(D·L-1)阶低通FIR滤波器，L为设定的每个通道滤波器的阶次，得到滤波器系数f(1:1:D·L)，滤波器系数的长度为(D·L)，f(1:1:D·L)的的第一个数、第二个数和最后一个数均用分号隔开，括号中的第一个数代表滤波器系数的第一个数的序号，括号中的D·L代表滤波器系数的最后一个数的序号，括号中的第二个数代表滤波器系数序号的步长，对该滤波器系数f(1:1:D·L)进行序列抽样，产生D个通道的并行滤波器系数，即多相滤波器系数，每个并行滤波器系数长度为L；

D个通道的并行滤波器系数，即多相滤波器系数f₁、f₂、f₃、…，f_D依次为：

f₁＝f(1:D:(D·L-D+1))，

f₂＝f(2:D:(D·L-D+2))，

f₃＝f3:D:(D·L-D+3))，

……，

f_D＝f(D:D:D·L)；

根据多相滤波器系数f₁、f₂、f₃、…，f_D，对步骤1中输出的并行抽取后的D个通道并行信号进行多相滤波，即进行卷积运算“*”，得到信号h₁、h₂、h₃、……、h_D为：

h₁＝x₁*f₁，

h₂＝x₂*f₂，

h₃＝x₃*f₃，

……，

h_D＝x_D*f_D；

式中h₁到h_D分别为第一个通道到最后一个通道的并行信号多相滤波后的信号；

步骤3：设步骤2中输出信号中包含的元素数为J，即h₁包含：元素h₁(1)、h₁(2)、h₁(3)、…、h₁(J)，h₂包含：元素h₂(1)、h₂(2)、h₂(3)、…、h₂(J)；h₃包含：元素h₃(1)、h₃(2)、h₃(3)、…、h₃(J)；…，h_D包含：元素h_D(1)、h_D(2)、h_D(3)、…、h_D(J)；

将步骤2每个输出信号的第1个元素顺序拼接排列得到[h₁(1),h₂(1),h₃(1),……,h_D(1)]，将每个步骤2输出信号的第2个元素顺序拼接排列得到[h₁(2),h₂(2),h₃(2),……,h_D(2)]，将每个步骤2输出信号的第3个元素顺序拼接排列得到[h₁(3),h₂(3),h₃(3),……,h_D(3)]，…,将每个步骤2输出信号的第J个元素顺序拼接排列得到[h₁(J),h₂(J),h₃(J),……,h_D(J)]；然后经过DFT变换后得到J个通道的离散傅里叶变化后的信号g₁、g₂、g₃……g_J，每个通道的离散傅里叶变化后的信号的序列长度为D，每个离散傅里叶变化后的信号g₁、g₂、g₃……g_J依次如下：

g₁＝DFT[h₁(1),h₂(1),h₃(1),……,h_D(1)]，

g₂＝DFT[h₁(2),h₂(2),h₃(2),……,h_D(2)]，

g₃＝DFT[h₁(3),h₂(3),h₃(3),……,h_D(3)]，

……，

g_J＝DFT[h₁(J),h₂(J),h₃(J),……,h_D(J)]；

设每个离散傅里叶变化后的信号中包含的元素数为D，每个元素的长度为：每个离散傅里叶变化后的信号的长度除以D，即g₁包含：元素g₁(1)、g₁(2)、g₁(3)、…、g₁(D)；g₂包含：元素g₂(1)、g₂(2)、g₂(3)、…、g₂(D)；g₃包含：元素g₃(1)、g₃(2)、g₃(3)、…、g₃(D)；g_J包含g_J(1)、g_J(2)、g_J(3)、…、g_J(D)；

将每个离散傅里叶变化后的信号的第1个元素顺序拼接排列得到信号y₁，即[g₁(1),g₂(1),g₃(1),……,g_J(1)]；将每个离散傅里叶变化后的信号的第2个元素顺序拼接排列得到信号y₂，即[g₁(2),g₂(2),g₃(2),……,g_J(2)]；将每个离散傅里叶变化后的信号的第3个元素顺序拼接排列得到信号y₃，即[g₁(3),g₂(3),g₃(3),……,g_J(3)]；将每个离散傅里叶变化后的信号的第D个元素顺序拼接排列得到信号y_D，即[g₁(D),g₂(D),g₃(D),……,g_J(D)]；则y₁、y₂、y₃、…、y_D如下：

y₁＝[g₁(1),g₂(1),g₃(1),……,g_J(1)]，

y₂＝[g₁(2),g₂(2),g₃(2),……,g_J(2)]，

y₃＝[g₁(3),g₂(3),g₃(3),……,g_J(3)]，

……，

y_D＝[g₁(D),g₂(D),g₃(D),……,g_J(D)]；

步骤4：对y₁、y₂、y₃、…、y_D分别进行FFT频域变化后，得到多通道的频域信息Y₁、Y₂、Y₃、…、Y_D，即Y₁＝FFT(y₁)，Y₂＝FFT(y₂)，Y₃＝FFT(y₃)，……，Y_D＝FFT(y_D)，式中FFT表示FFT变换；

步骤5：将多通道的频域信息进行裁剪，裁剪方式如下：

对通道序号小于或等于(D/2)的通道中的频域信息，裁剪为频域信息Z₁、Z₂、Z₃、…、Z_D/2如下：

Z₁＝Y₁((J/4+1):1:3J/4)，

Z₂＝Y₂((J/4+1):1:3J/4)，

Z₃＝Y₃((J/4+1):1:3J/4)，

……，

Z_D/2＝Y_D/2((J/4+1):1:3J/4)；

对通道序号大于D/2的通道中的频域信息，裁剪为频域信息Z_(D/2+1)、Z_(D/2+2)、Z_(D/2+3)、…、Z_D如下：

Z_(D/2+1)＝Y_(D/2+1)(J/4:1:(3J/4-1))，

Z_(D/2+2)＝Y_(D/2+2)(J/4:1:(3J/4-1))，

Z_(D/2+3)＝Y_(D/2+3)(J/4:1:(3J/4-1))，

……，

Z_D＝Y_D(J/4:1:(3J/4-1))；

步骤6：对步骤5输出的多通道频域信息中通道序号小于或等于D/2的通道中的频域信息，保持不变，得到频域信息P₁、P₂、P₃、…、P_(D/2)；

P₁＝Z₁，

P₂＝Z₂，

P₃＝Z₃，

……，

P_(D/2)＝Z_(D/2)；

对步骤5输出的多通道频域信息中通道序号大于D/2的通道，进行反序操作，得到频域信息P_(D/2+1)、P_(D/2+2)、P_(D/2+3)、…、P_(D)如下：

P_(D/2+1)＝WREV(Z_(D/2+1))，

P_(D/2+2)＝WREV(Z_(D/2+2))，

P_(D/2+3)＝WREV(Z_(D/2+3))，

……，

P_(D)＝WREV(Z_(D))；

式中WREV(·)表示对(·)中的序列元素进行反序操作，即将Z_(D/2+1)、Z_(D/2+2)、Z_(D/2+3)、…、Z_(D)中的元素由从小到大排列变为从大到小排列后，得到P_(D/2+1)、P_(D/2+2)、P_(D/2+3)、…、P_(D)；

对反序调整后的各通道序列P₁、P₂、P₃、…、P_D，根据序号大小进行重排拼接，即：通道序号小于或等于(D/2)的通道，进行通道逆序，得到序列M＝[P_(D/2),P_(D/2-1),P_(D/2-2),……,P₍₁₎]，通道序号大于(D/2)的通道，通道序号保持不变，得到序列N＝[P_(D/2+1),P_(D/2+2),P_(D/2+3),……,P_(D)]，对N、M序列进行交叉排列，得到无盲区数字信道化输出的宽带实时谱Q：

Q＝[P_(D/2+1),P_(D/2),P_(D/2+2),P_(D/2-1),P_(D/2+3),P_(D/2-2),……,P_(D),P₍₁₎]。

本发明与现有技术相比具有如下优点：

1)本发明通过并行抽取模块、多相滤波模块和DFT模块的处理，降低了高速AD采样的信号流密度，可根据独立通道分析的结果，选择性的分析个别感兴趣通道信号，缓解了后续数字信号处理能力的压力。

2)本发明在多项滤波模块和DFT模块中，采用了信道重叠划分方法，各通道输出的各子通道全是有效信道，信息重复少，具有效率高的优点，解决了宽带信号频域全概率检测的问题。

3)本发明通过重叠裁剪模块和信道拼接模块，将经过无盲区数字信道化的信号进行宽带频谱进行了“无缝”拼接和计算，得到频谱，可以在整个采样带宽范围内，对拼接的频谱进行多信号进行全概率检测。

4)本发明在DFT模块中采用了DFT结构完成混频，降低了硬件实现的复杂度，解决了无盲区数字信道化的高效实现问题。

5)本发明通过并行抽取模块、多相滤波模块和DFT模块的处理，输出到FFT模块中的各子通道全是有效信道，信息重复少，具有效率高的优点。

附图说明

图1为实信号的信道划分方法示意图；

图2为宽带范围内的信道化全景分析方式示意图；

图3为无盲区信道化结构示意图；

图4的(a)为原始输入线性调频信号的频谱，(b)为线性调频信号经过FFT模块输出的各通道频谱，(c)为经过信道拼接模块输出线性调频信号的频谱，(d)线性调频信号经过无盲区数字信道化系统分析的频域与原始频谱的相对误差。

图5的(a)为原始实测信号的频谱，(b)为线性实测信号经过FFT模块输出的各通道频谱，(c)为经过信道拼接模块输出实测信号的频谱，(d)实测信号经过无盲区数字信道化系统分析的频域与原始频谱的相对误差。

具体实施方式

下面就结合附图对本发明具体实施方式做进一步介绍。

全文中序列表示为(a:b:c)这种格式，如f(a:b:c)函数，代表从a到c步长为b的一个序列，括号中的第一个数a、第二个数b和最后一个数均用冒号隔开，第一个数代表滤波器系数f(1:1:D·L)的第一个数的序号，括号中的最后一个数代表滤波器系数f(1:1:D·L)的最后一个数的序号，括号中的第二个数代表滤波器系数f(1:1:D·L)的序号的步长，比如(1：1：5)表示序列是1，2，3，4，5，每个数之间的步长为1，序列的第一个数为1，最后一个数为5；(2：2：8)表示2，4，6，8，每个数之间的步长为2，第一个数为2，最后一个数为8；

如图1所示，为本发明的信道化划分示意图。无盲区数字信道化系统采用的是重叠信道划分，相对于传统数字信道化的硬边界信道划分的方式，本系统在通道频域划分时预留了50％的交叉重叠带宽，避免信号频点出现在频域划分边界附近，导致信号频域分析的盲区。设第m通道的归一化中心频率为w_m，w_m＝[m-(2D-1)/4]×2π/D，其中m＝0,1,2,…,D-1，w_m为第k信道的归一化中心角频率，该通的带宽为f_s/D，D为通道个数。在图1中，实线划分的信道为实际信道，虚线划分的信道为实线对应映射信道，实际信道和映射信道可以通过频谱元素对调反序取得，通过重叠信道划分，可以有效地解决通道之间的盲区问题，避免了滤波器的边界效应。

如图2所示，为本无盲区数字信道化系统的实现结构示意图，下面对该系统的实现方法及功能做详细介绍。

步骤1：根据系统设定的信道个数D，对输入时间序列信号x(1:1:n)，进行序列抽样，产生D个通道并行信号，每个通道并行信号序列长度J＝n/D，其中通道个数D应为以2为底指数的正整数，即D＝2^^m，m＝0,1,2,…,，n为大于2×D的正整数，x(1:1:n)的括号中的第一个数、第二个数和最后一个数均用分号隔开，第一个数代表输入时间序列信号的第一个数的序号，括号中的最后一个数代表输入时间序列信号的最后一个数的序号，括号中的第二个数代表输入时间序列信号的序号的步长。根据通道数D，对各通道进行延迟，在统一进行D倍抽样，并乘以系数(-1)^me^jπm/2，m＝0,1,2,…,D-1，π＝3.14，D个通道并行信号x₁、x₂、x₃、…、x_D依次为：

x₁＝x(1:D:(n-D+1))×1，

x₂＝x(2:D:(n-D+2))×(-1)e^jπ/2，

x₃＝x(3:D:(n-D+3))×e^jπ，

……，

x_D＝x(D:D:n)×(-1)^(D-1)e^jπ(D-1)/2；

式中x₁、x₂、x₃、…、x_D的下标1、2、3、…、D表示通道序号，对应的x₁、x₂、x₃、…、x_D为相应通道的信号；

步骤2：根据通道个数D，生成(D·L-1)阶低通FIR滤波器，“·”表示相乘，L为设定的每个通道滤波器的阶次，为方便计算通常L取以2为底指数的正整数，即L＝2^^m，m＝0,1,2,…,，L越大多相滤波器过渡带性能越好，但计算复杂度却成倍增加，常用的经验值为8、16、32，得到滤波器系数f(1:1:D·L)，滤波器系数的长度为(D·L)，f(1:1:D·L)的的第一个数、第二个数和最后一个数均用分号隔开，括号中的第一个数代表滤波器系数的第一个数的序号，括号中的D·L代表滤波器系数的最后一个数的序号，括号中的第二个数代表滤波器系数序号的步长，对该滤波器系数f(1:1:D·L)进行序列抽样，产生D个通道的并行滤波器系数，即多相滤波器系数，每个并行滤波器系数长度为L；

D个通道的并行滤波器系数，即多相滤波器系数f₁、f₂、f₃、…，f_D依次为：

f₁＝f(1:D:(D·L-D+1))，

f₂＝f(2:D:(D·L-D+2))，

f₃＝f3:D:(D·L-D+3))，

……，

f_D＝f(D:D:D·L)；

式中f₁、f₂、f₃、…，f_D的下标1、2、3、…、D表示通道序号，对应的f₁、f₂、f₃、…，f_D为相应通道的多相滤波器系数；

根据多相滤波器系数f₁、f₂、f₃、…，f_D，对步骤1中输出的并行抽取后的D个通道并行信号进行多相滤波，即进行卷积运算“*”，对多项滤波后的序列乘以系数e^-jπm/2D，m＝0,1,2,…,D-1，π＝3.14，得到信号h₁、h₂、h₃、……、h_D为：

h₁＝x₁*f₁×e^-jπ0/2D，

h₂＝x₂*f₂×e^-jπ1/2D，

h₃＝x₃*f₃×e^-jπ2/2D，

……，

h_D＝x_D*f_D×e^-jπ(D-1)/2D；

式中h₁、h₂、h₃、……、h_D的下标1、2、3、…、D表示通道序号，对应的h₁、h₂、h₃、……、h_D为相应通道经过多相滤波器滤波后的输出信号；

步骤3：设步骤2中输出信号中包含的元素数为J，即h₁包含：元素h₁(1)、h₁(2)、h₁(3)、…、h₁(J)，h₂包含：元素h₂(1)、h₂(2)、h₂(3)、…、h₂(J)；h₃包含：元素h₃(1)、h₃(2)、h₃(3)、…、h₃(J)；…，h_D包含：元素h_D(1)、h_D(2)、h_D(3)、…、h_D(J)；

将步骤2每个输出信号的第1个元素顺序拼接排列得到[h₁(1),h₂(1),h₃(1),……,h_D(1)]，将每个步骤2输出信号的第2个元素顺序拼接排列得到[h₁(2),h₂(2),h₃(2),……,h_D(2)]，将每个步骤2输出信号的第3个元素顺序拼接排列得到[h₁(3),h₂(3),h₃(3),……,h_D(3)]，…,将每个步骤2输出信号的第J个元素顺序拼接排列得到[h₁(J),h₂(J),h₃(J),……,h_D(J)]；然后经过DFT变换后得到J个通道的离散傅里叶变化后的信号g₁、g₂、g₃……g_J，每个通道的离散傅里叶变化后的信号的序列长度为D，每个离散傅里叶变化后的信号g₁、g₂、g₃……g_J依次如下：

g₁＝DFT[h₁(1),h₂(1),h₃(1),……,h_D(1)]，

g₂＝DFT[h₁(2),h₂(2),h₃(2),……,h_D(2)]，

g₃＝DFT[h₁(3),h₂(3),h₃(3),……,h_D(3)]，

……，

g_J＝DFT[h₁(J),h₂(J),h₃(J),……,h_D(J)]；

式中g₁、g₂、g₃……g_J的下标1、2、3、…、J表示DFT对的序号，对应的g₁、g₂、g₃……g_J为相应的做完DFT后输出的信号；

设每个离散傅里叶变化后的信号中包含的元素数为D，每个元素的长度为：每个离散傅里叶变化后的信号的长度除以D，即g₁包含：元素g₁(1)、g₁(2)、g₁(3)、…、g₁(D)；g₂包含：元素g₂(1)、g₂(2)、g₂(3)、…、g₂(D)；g₃包含：元素g₃(1)、g₃(2)、g₃(3)、…、g₃(D)；g_J包含g_J(1)、g_J(2)、g_J(3)、…、g_J(D)；

将每个离散傅里叶变化后的信号的第1个元素顺序拼接排列得到信号y₁，即[g₁(1),g₂(1),g₃(1),……,g_J(1)]；将每个离散傅里叶变化后的信号的第2个元素顺序拼接排列得到信号y₂，即[g₁(2),g₂(2),g₃(2),……,g_J(2)]；将每个离散傅里叶变化后的信号的第3个元素顺序拼接排列得到信号y₃，即[g₁(3),g₂(3),g₃(3),……,g_J(3)]；将每个离散傅里叶变化后的信号的第D个元素顺序拼接排列得到信号y_D，即[g₁(D),g₂(D),g₃(D),……,g_J(D)]；则y₁、y₂、y₃、…、y_D如下：

y₁＝[g₁(1),g₂(1),g₃(1),……,g_J(1)]，

y₂＝[g₁(2),g₂(2),g₃(2),……,g_J(2)]，

y₃＝[g₁(3),g₂(3),g₃(3),……,g_J(3)]，

……，

y_D＝[g₁(D),g₂(D),g₃(D),……,g_J(D)]；

式中y₁、y₂、y₃、…、y_D的下标1、2、3、…、D表示通道序号，对应的y₁、y₂、y₃、…、y_D为相应通道经过信道化后的输出信号；

步骤4：对y₁、y₂、y₃、…、y_D分别进行FFT频域变化后，得到多通道的频域信息Y₁、Y₂、Y₃、…、Y_D，即Y₁＝FFT(y₁)，Y₂＝FFT(y₂)，Y₃＝FFT(y₃)，……，Y_D＝FFT(y_D)，式中FFT表示FFT变换，各通道输出的频谱信息存在50％的重叠。

步骤5：将多通道的频域信息进行裁剪，裁剪方式如下：

对通道序号小于或等于(D/2)的通道中的频域信息，裁剪为频域信息Z₁、Z₂、Z₃、…、Z_D/2如下：

Z₁＝Y₁((J/4+1):1:3J/4)，

Z₂＝Y₂((J/4+1):1:3J/4)，

Z₃＝Y₃((J/4+1):1:3J/4)，

……，

Z_D/2＝Y_D/2((J/4+1):1:3J/4)；

式中Z₁、Z₂、Z₃、…、Z_D/2的下标1、2、3、…、D/2表示通道序号，对应的Z₁、Z₂、Z₃、…、Z_D/2为相应通道经过频谱裁剪后的输出信号；

对通道序号大于D/2的通道中的频域信息，裁剪为频域信息Z_(D/2+1)、Z_(D/2+2)、Z_(D/2+3)、…、Z_D如下：

Z_(D/2+1)＝Y_(D/2+1)(J/4:1:(3J/4-1))，

Z_(D/2+2)＝Y_(D/2+2)(J/4:1:(3J/4-1))，

Z_(D/2+3)＝Y_(D/2+3)(J/4:1:(3J/4-1))，

……，

Z_D＝Y_D(J/4:1:(3J/4-1))；

式中Z_(D/2+1)、Z_(D/2+2)、Z_(D/2+3)、…、Z_D的下标(D/2+1)、(D/2+2)、(D/2+3)、…、D表示通道序号，对应的Z_(D/2+1)、Z_(D/2+2)、Z_(D/2+3)、…、Z_D为相应通道经过频谱裁剪后的输出信号；

步骤6：对步骤5输出的多通道频域信息中通道序号小于或等于D/2的通道中的频域信息，保持不变，得到频域信息P₁、P₂、P₃、…、P_(D/2)；

P₁＝Z₁，

P₂＝Z₂，

P₃＝Z₃，

……，

P_(D/2)＝Z_(D/2)；

对步骤5输出的多通道频域信息中通道序号大于D/2的通道，进行反序操作，得到频域信息P_(D/2+1)、P_(D/2+2)、P_(D/2+3)、…、P_(D)如下：

P_(D/2+1)＝WREV(Z_(D/2+1))，

P_(D/2+2)＝WREV(Z_(D/2+2))，

P_(D/2+3)＝WREV(Z_(D/2+3))，

……，

P_(D)＝WREV(Z_(D))；

式中WREV(·)表示对(·)中的序列元素进行反序操作，即将Z_(D/2+1)、Z_(D/2+2)、Z_(D/2+3)、…、Z_(D)的通道序号由从小到大排列变为从大到小排列后，得到P_(D/2+1)、P_(D/2+2)、P_(D/2+3)、…、P_(D)；

如图3所示，为无盲区数字信道化系统中各通道拼接的示意图，基于图1分离出的信道与实际顺序不符，需要调整信道次序，具体方式如下：

对反序调整后的各通道序列P₁、P₂、P₃、…、P_D，根据序号大小进行重排拼接，即：通道序号小于或等于(D/2)的通道，进行通道逆序，得到序列M＝[P_(D/2),P_(D/2-1),P_(D/2-2),……,P₍₁₎]，通道序号大于(D/2)的通道，通道序号保持不变，得到序列N＝[P_(D/2+1),P_(D/2+2),P_(D/2+3),……,P_(D)]，对N、M序列进行交叉排列，得到无盲区数字信道化输出的宽带实时谱Q：

Q＝[P_(D/2+1),P_(D/2),P_(D/2+2),P_(D/2-1),P_(D/2+3),P_(D/2-2),……,P_(D),P₍₁₎]。

实施例

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。

下面分别以线性调频信号和实际AD采样信号为例，给出本发明的实施例，本实施例的最终频谱分析结果可如图4、图5(a)、(b)、(c)、(d)所示。

1、输入信号源

(1)线性调频信号

在MATLAB(R2001a)中对，生成采样率为512MHz的线性调频信号，其信号模型为：

其中变量时间t＝0→T，T为信号长度，k为线性调频信号的调频斜率，φ₀为信号初相位。可见，该信号频率与其分量的幅度成正比，多相滤波器16*8阶，每通道64MHz，线性调频信号的频谱如图4(a)所示，上图为测试信号原始信号，其横坐标为测试信号序列的序号，纵坐标模拟AD采样定点化量化值大小；下图为测试信号频谱信息，其横坐标为频率值，纵坐标为对应频率值的信号功率。为测试该系统全概率检测性能，避免无盲区数字信道化系统出现的频点纰漏现象，测试信号频域横跨为整个采样带宽，且信号的功率随着信号频率的升高而线性增大。

(2)实测信号

经采样率70MHz的ADC，对基带混合信号进行采样，混合信号主要由AM、QPSK、16QMAM、窄带BPSK信号组成，多相滤波器16*8阶，单通道带宽4.375MHz，实测信号的频谱如5(a)所示，上图为测试信号原始信号，其横坐标为测试信号序列的序号，纵坐标AD采样值大小；下图为测试信号频谱信息，其横坐标为频率值，纵坐标为对应频率值的信号功率。从频域上可以清晰的看到存在四个谱峰，分别对应采样带宽内的四个信号。

2、并行抽取模块，设信道个数为8，信号时间序列长度为8192，对输入时间序列信号x(1:1:8192)，进行序列抽样，产生8个通道并行信号，每个通道并行信号序列长度为1024，需要说明的是：设信号为x(a:b:c)，代表从a到c步长为b的一个序列，括号中的第一个数a、第二个数b和最后一个数均用冒号隔开，第一个数代表输入时间序列信号的第一个数的序号，括号中的最后一个数代表输入时间序列信号的最后一个数的序号，括号中的第二个数代表输入时间序列信号的序号的步长，8个通道依次传输信号x₁、x₂、x₃、…、x₈依次为：

x₁＝x(1:8:8185)，

x₂＝x(2:8:8186)，

x₃＝x(3:8:8187)，

……，

x₈＝x(8:8:8192)；

并行抽取模块将该8个通道并行信号输出到多相滤波模块；

3、多相滤波模块，根据通道个数8，设定的每个通道滤波器的阶次为16，生成127阶低通FIR滤波器，得到滤波器系数f(1:1:128)，滤波器系数的长度为128，f(1:1:128)的第一个数、第二个数和最后一个数均用冒号隔开，括号中的第一个数代表滤波器系数的第一个数的序号，括号中的128代表滤波器系数的最后一个数的序号，括号中的第二个数代表滤波器系数序号的步长，对该滤波器系数f(1:1:128)进行序列抽样，产生8个通道的并行滤波器系数，即多相滤波器系数，每个并行滤波器系数长度为16；

f(a:b:c)函数代表从a到c步长为b的一个序列，括号中的第一个数a、第二个数b和最后一个数均用冒号隔开，第一个数代表滤波器系数f(1:1:128)的第一个数的序号，括号中的最后一个数代表滤波器系数f(1:1:128)的最后一个数的序号，括号中的第二个数代表滤波器系数f(1:1:128)的序号的步长；

8个通道的并行滤波器系数，即多相滤波器系数f₁、f₂、f₃、…，f₈依次为：

f₁＝f(1:8:121)，

f₂＝f(2:8:122)，

f₃＝f 3:8:123)，

……，

f₈＝f(8:8:128)；

根据多相滤波器系数f₁、f₂、f₃、…，f₈，对并行抽取模块输出的并行抽取后的8个通道并行信号进行多相滤波，即进行卷积运算“*”，得到多相滤波模块输出信号h₁、h₂、h₃、……、h₈为：

h₁＝x₁*f₁，

h₂＝x₂*f₂，

h₃＝x₃*f₃，

……，

h₈＝x₈*f₈；

式中h₁到h₈分别为第一个通道到最后一个通道的并行信号多相滤波后的信号；

多相滤波模块将该多相滤波模块输出信号h₁、h₂、h₃、……、h₈送至DFT模块；

4、DFT模块，设每个多相滤波模块输出信号中包含的元素数为1024，即h₁包含：元素h₁(1)、h₁(2)、h₁(3)、…、h₁(1024)，h₂包含：元素h₂(1)、h₂(2)、h₂(3)、…、h₂(1024)；h₃包含：元素h₃(1)、h₃(2)、h₃(3)、…、h₃(1024)；…，h₈包含：元素h₈(1)、h₈(2)、h₈(3)、…、h₈(1024)；

将每个多相滤波模块输出信号的第1个元素顺序拼接排列得到[h₁(1),h₂(1),h₃(1),……,h₈(1)]，将每个多相滤波模块输出信号的第2个元素顺序拼接排列得到[h₁(2),h₂(2),h₃(2),……,h₈(2)]，将每个多相滤波模块输出信号的第3个元素顺序拼接排列得到[h₁(3),h₂(3),h₃(3),……,h₈(3)]，…，将每个多相滤波模块输出信号的第1024个元素顺序拼接排列得到[h₁(1024),h₂(1024),h₃(1024),……,h₈(1024)]；然后经过DFT变换后得到1024个通道的离散傅里叶变化后的信号g₁、g₂、g₃……g₁₀₂₄，每个通道的离散傅里叶变化后的信号的序列长度为8，每个离散傅里叶变化后的信号g₁、g₂、g₃……g₁₀₂₄依次如下：

g₁＝DFT[h₁(1),h₂(1),h₃(1),……,h₈(1)]，

g₂＝DFT[h₁(2),h₂(2),h₃(2),……,h₈(2)]，

g₃＝DFT[h₁(3),h₂(3),h₃(3),……,h₈(3)]，

……，

g₁₀₂₄＝DFT[h₁(1024),h₂(1024),h₃(1024),……,h₈(1024)]；

设每个离散傅里叶变化后的信号中包含的元素数为8，每个元素的长度为：每个离散傅里叶变化后的信号的长度除以8，即g₁包含：元素g₁(1)、g₁(2)、g₁(3)、…、g₁(8)；g₂包含：元素g₂(1)、g₂(2)、g₂(3)、…、g₂(8)；g₃包含：元素g₃(1)、g₃(2)、g₃(3)、…、g₃(8)；g₁₀₂₄包含g₁₀₂₄(1)、g₁₀₂₄(2)、g₁₀₂₄(3)、…、g₁₀₂₄(8)；

将每个离散傅里叶变化后的信号的第1个元素顺序拼接排列得到信号y₁，即[g₁(1),g₂(1),g₃(1),……,g₁₀₂₄(1)]；将每个离散傅里叶变化后的信号的第2个元素顺序拼接排列得到信号y₂，即[g₁(2),g₂(2),g₃(2),……,g₁₀₂₄(2)]；将每个离散傅里叶变化后的信号的第3个元素顺序拼接排列得到信号y₃，即[g₁(3),g₂(3),g₃(3),……,g₁₀₂₄(3)]；将每个离散傅里叶变化后的信号的第8个元素顺序拼接排列得到信号y₈，即[g₁(8),g₂(8),g₃(8),……,g₁₀₂₄(8)]；则y₁、y₂、y₃、…、y₈如下：

y₁＝[g₁(1),g₂(1),g₃(1),……,g₁₀₂₄(1)]，

y₂＝[g₁(2),g₂(2),g₃(2),……,g₁₀₂₄(2)]，

y₃＝[g₁(3),g₂(3),g₃(3),……,g₁₀₂₄(3)]，

……，

y₈＝[g₁(8),g₂(8),g₃(8),……,g₁₀₂₄(8)]；

DFT模块将y₁、y₂、y₃、…、y_D送至FFT模块；

5、FFT模块，对y₁、y₂、y₃、…、y₈分别进行FFT频域变化后，得到多通道的频域信息Y₁、Y₂、Y₃、…、Y₈，即Y₁＝FFT(y₁)，Y₂＝FFT(y₂)，Y₃＝FFT(y₃)，……，Y₈＝FFT(y₈)，式中FFT表示FFT变换，将Y₁、Y₂、Y₃、…、Y₈送至重叠裁剪模块。线性调频信号经过数字信道化输出8个信道的频谱如图4(b)所示，其中有8副小图，分别对应8各通道输出信号的频谱信息，小图横坐标为各个通道的频率值，小图纵坐标为各通道对应功率；实际AD采样信号经过数字信道化输出8个信道的频谱如图5(b)所示，其中有8副小图，分别对应8各通道输出信号的频谱信息，小图横坐标为各个通道的频率值，小图纵坐标为各通道对应功率；从图4(b)和图5(b)可以看出，相对于传统频域“硬边界”0％的重叠带宽，本系统输出的各个通道在左、又频率边带存在50％的重叠带宽，有效地解决了通道之间的盲区问题，避免了滤波器的边界效应；图5的(a)为原始实测信号的频谱，(b)为线性实测信号经过FFT模块输出的各通道频谱，(c)为经过信道拼接模块输出实测信号的频谱，(d)实测信号经过无盲区数字信道化系统分析的频域与原始频谱的相对误差。

6、重叠裁剪模块，将多通道的频域信息进行裁剪，裁剪方式如下：

对通道序号小于或等于4的通道中的频域信息，裁剪为频域信息Z₁、Z₂、Z₃、…、Z₄如下：

Z₁＝Y₁(257:1:768)，

Z₂＝Y₂(257:1:768)，

Z₃＝Y₃(257:1:768)，

Z₄＝Y₄(257:1:768)；

对通道序号大于4的通道中的频域信息，裁剪为频域信息Z₅、Z₆、Z₇、Z₈如下：

Z₅＝Y₅(256:1:767)，

Z₆＝Y₆(256:1:767)，

Z₇＝Y₇(256:1:767)，

Z₈＝Y₈(256:1:767)；

重叠裁剪模块将裁减后的Z₁、Z₂、Z₃、…、Z₈送至信道拼接模块；

7、信道拼接模块，将频域裁剪后的频谱信息Z₁、Z₂、Z₃、…、Z₈经过信道次序适应性调整、“无缝”拼接后输出到频域分析模块；

信道拼接模块，对重叠裁剪模块输出的多通道频域信息中通道序号小于或等于4的通道中的频域信息，保持不变，得到频域信息P₁、P₂、P₃、P₄；

P₁＝Z₁，

P₂＝Z₂，

P₃＝Z₃，

P₄＝Z₄；

对重叠裁剪模块输出的多通道频域信息中通道序号大于4的通道，进行反序操作，得到频域信息P₅、P₆、P₇、P₈如下：

P₅＝WREV(Z₅)，

P₆＝WREV(Z₆)，

P₇＝WREV(Z₇)，

P₈＝WREV(Z₈)；

式中WREV(·)表示对(·)中的序列元素进行反序操作，Z₅包含的元素z₅(1)、z₅(2)、z₅(3)、…、z₅(512)，反序调整为P₅的元素z₅(512)、z₅(511)、z₅(1024/2-3)、…、z₅(1)；Z₆包含的元素z₆(1)、z₆(2)、z₆(3)、…、z₆(512)，反序调整为P₆的元素z₆(512)、z₆(511)、z₆(510)、…、z₆(1)；Z₇包含的元素z₇(1)、z₇(2)、z₇(3)、…、z₇(512)，反序调整为P₇的元素z₇(512)、z₇(511)、z₇(510)、…、z₇(1)；Z₈包含的元素z₈(1)、z₈(2)、z₈(3)、…、z₈(512)，反序调整为P₈的元素z₈(512)、z₈(511)、z₈(510)、…、z₈(1)；即将Z₅、Z₆、Z₇、…、Z₈的通道序号由从小到大排列变为从大到小排列后，得到P₅、P₆、P₇、…、P₈；

对反序调整后的各通道序列P₁、P₂、P₃、…、P₈，根据序号大小进行重排拼接，即：通道序号小于或等于4的通道，进行通道逆序，得到序列M＝[P₄,P₃,P₂,P₁]，通道序号大于4的通道，通道序号保持不变，得到序列N＝[P₅,P₆,P₇,……,P₈]，对N、M序列进行交叉排列，得到无盲区数字信道化输出的宽带实时谱Q：

Q＝[P₅,P₄,P₆,P₃,P₇,P₂,P₈,P₁]。

线性调频信号经过重叠裁剪模块、信道拼接模块处理后结果如图图4(c)所示，其中横坐标为信号拼接后的频谱频率值，纵坐标为信号拼接后的功率值；实际AD采样信号经过重叠裁剪模块、信道拼接模块处理后结果如图图4(c)所示，其中横坐标为信号拼接后的频谱频率值，纵坐标为信号拼接后的功率值；从图4(c)和5(c)可以看出，拼接后处理后全景频谱与原始信号采样带宽范围内的频谱基本一致，基本反映了输入信号的频谱特点。在图4(d)中，对线性调频信号拼接后的频域和原始信号频谱进行了误差分析，线性调频信号拼接后的频谱误差在2.5％以内，具有较高的精度，且不存在漏频和多频的现象；在5(d)中，对实际AD采样信号处理得到的拼接频域和原始信号频谱进行了误差分析，可以看出其基本反映了输入信号的频域特征，传统频域分析仅局限在单个独立通道，通过系统在整个采样带宽对各通道输出频谱进行了拼接，可做进一步的频域全景分析，解决了多个信号或跨信道信号的进行全概率监测的问题，具备了全频宽全概率检测的特点。同时，设信号采样率为fs，传统频域分析的频率分辨率受限于单次处理的FFT点数N，即频率分辨率为fs/N，通过本系统数字信道化处理，可将频率分辨率提高到2×fs/(D×N)，即在该实施例中D＝8，将频率分辨率提高了4倍。

Claims (3)

1.一种基于无盲区的数字信道化的宽带实时谱分析系统，其特征在于：包括：并行抽取模块、多相滤波模块、DFT模块、FFT模块、重叠裁剪模块、信道拼接模块；

并行抽取模块，根据需要的信道个数D，对输入时间序列信号x(1:1:n)，进行序列抽样，产生D个通道并行信号，每个通道并行信号序列长度J＝n/D，x(a:b:c)代表从a到c步长为b的一个序列，括号中的第一个数a、第二个数b和最后一个数均用冒号隔开，第一个数代表输入时间序列信号的第一个数的序号，括号中的最后一个数代表输入时间序列信号的最后一个数的序号，括号中的第二个数代表输入时间序列信号的序号的步长，D个通道依次传输信号x₁、x₂、x₃、…、x_D依次为：

x₁＝x(1:D:(n-D+1))，

x₂＝x(2:D:(n-D+2))，

x₃＝x(3:D:(n-D+3))，

……，

x_D＝x(D:D:n)；

并行抽取模块将该D个通道并行信号输出到多相滤波模块；

多相滤波模块，根据通道个数D，生成(D·L-1)阶低通FIR滤波器，L为设定的每个通道滤波器的阶次，得到滤波器系数f(1:1:D·L)，滤波器系数的长度为(D·L)，f(1:1:D·L)的第一个数、第二个数和最后一个数均用冒号隔开，括号中的第一个数代表滤波器系数的第一个数的序号，括号中的D·L代表滤波器系数的最后一个数的序号，括号中的第二个数代表滤波器系数序号的步长，对该滤波器系数f(1:1:D·L)进行序列抽样，产生D个通道的并行滤波器系数，即多相滤波器系数，每个并行滤波器系数长度为L；

D个通道的并行滤波器系数，即多相滤波器系数f₁、f₂、f₃、…，f_D依次为：

f₁＝f(1:D:(D·L-D+1))，

f₂＝f(2:D:(D·L-D+2))，

f₃＝f 3:D:(D·L-D+3))，

……，

f_D＝f(D:D:D·L)；

根据多相滤波器系数f₁、f₂、f₃、…，f_D，对并行抽取模块输出的并行抽取后的D个通道并行信号进行多相滤波，即进行卷积运算“*”，得到多相滤波模块输出信号h₁、h₂、h₃、……、h_D为：

h₁＝x₁*f₁，

h₂＝x₂*f₂，

h₃＝x₃*f₃，

……，

h_D＝x_D*f_D；

式中h₁到h_D分别为第一个通道到最后一个通道的并行信号多相滤波后的信号；

多相滤波模块将该多相滤波模块输出信号h₁、h₂、h₃、……、h_D送至DFT模块；

设每个多相滤波模块输出信号中包含的元素数为J，即h₁包含：元素h₁(1)、h₁(2)、h₁(3)、…、h₁(J)，h₂包含：元素h₂(1)、h₂(2)、h₂(3)、…、h₂(J)；h₃包含：元素h₃(1)、h₃(2)、h₃(3)、…、h₃(J)；…，h_D包含：元素h_D(1)、h_D(2)、h_D(3)、…、h_D(J)；

DFT模块，将每个多相滤波模块输出信号的第1个元素顺序拼接排列得到[h₁(1),h₂(1),h₃(1),……,h_D(1)]，将每个多相滤波模块输出信号的第2个元素顺序拼接排列得到[h₁(2),h₂(2),h₃(2),……,h_D(2)]，将每个多相滤波模块输出信号的第3个元素顺序拼接排列得到[h₁(3),h₂(3),h₃(3),……,h_D(3)]，…，将每个多相滤波模块输出信号的第J个元素顺序拼接排列得到[h₁(J),h₂(J),h₃(J),……,h_D(J)]；然后经过DFT变换后得到J个通道的离散傅里叶变化后的信号g₁、g₂、g₃……g_J，每个通道的离散傅里叶变化后的信号的序列长度为D，每个离散傅里叶变化后的信号g₁、g₂、g₃……g_J依次如下：

g₁＝DFT[h₁(1),h₂(1),h₃(1),……,h_D(1)]，

g₂＝DFT[h₁(2),h₂(2),h₃(2),……,h_D(2)]，

g₃＝DFT[h₁(3),h₂(3),h₃(3),……,h_D(3)]，

……，

g_J＝DFT[h₁(J),h₂(J),h₃(J),……,h_D(J)]；

设每个离散傅里叶变化后的信号中包含的元素数为D，每个元素的长度为：每个离散傅里叶变化后的信号的长度除以D，即g₁包含：元素g₁(1)、g₁(2)、g₁(3)、…、g₁(D)；g₂包含：元素g₂(1)、g₂(2)、g₂(3)、…、g₂(D)；g₃包含：元素g₃(1)、g₃(2)、g₃(3)、…、g₃(D)；g_J包含g_J(1)、g_J(2)、g_J(3)、…、g_J(D)；

将每个离散傅里叶变化后的信号的第1个元素顺序拼接排列得到信号y₁，即[g₁(1),g₂(1),g₃(1),……,g_J(1)]；将每个离散傅里叶变化后的信号的第2个元素顺序拼接排列得到信号y₂，即[g₁(2),g₂(2),g₃(2),……,g_J(2)]；将每个离散傅里叶变化后的信号的第3个元素顺序拼接排列得到信号y₃，即[g₁(3),g₂(3),g₃(3),……,g_J(3)]；将每个离散傅里叶变化后的信号的第D个元素顺序拼接排列得到信号y_D，即[g₁(D),g₂(D),g₃(D),……,g_J(D)]；则y₁、y₂、y₃、…、y_D如下：

y₁＝[g₁(1),g₂(1),g₃(1),……,g_J(1)]，

y₂＝[g₁(2),g₂(2),g₃(2),……,g_J(2)]，

y₃＝[g₁(3),g₂(3),g₃(3),……,g_J(3)]，

……，

y_D＝[g₁(D),g₂(D),g₃(D),……,g_J(D)]；

DFT模块将y₁、y₂、y₃、…、y_D送至FFT模块；

FFT模块，对y₁、y₂、y₃、…、y_D分别进行FFT频域变化后，得到多通道的频域信息Y₁、Y₂、Y₃、…、Y_D，即Y₁＝FFT(y₁)，Y₂＝FFT(y₂)，Y₃＝FFT(y₃)，……，Y_D＝FFT(y_D)，式中FFT表示FFT变换，将Y₁、Y₂、Y₃、…、Y_D送至重叠裁剪模块；

重叠裁剪模块，将多通道的频域信息进行裁剪，裁剪方式如下：

对通道序号小于或等于(D/2)的通道中的频域信息，裁剪为频域信息Z₁、Z₂、Z₃、…、Z_D/2如下：

Z₁＝Y₁((J/4+1):1:3J/4)，

Z₂＝Y₂((J/4+1):1:3J/4)，

Z₃＝Y₃((J/4+1):1:3J/4)，

……，

Z_D/2＝Y_D/2((J/4+1):1:3J/4)；

对通道序号大于D/2的通道中的频域信息，裁剪为频域信息Z_(D/2+1)、Z_(D/2+2)、Z_(D/2+3)、…、Z_D如下：

Z_(D/2+1)＝Y_(D/2+1)(J/4:1:(3J/4-1))，

Z_(D/2+2)＝Y_(D/2+2)(J/4:1:(3J/4-1))，

Z_(D/2+3)＝Y_(D/2+3)(J/4:1:(3J/4-1))，

……，

Z_D＝Y_D(J/4:1:(3J/4-1))；

重叠裁剪模块将裁减后的Z₁、Z₂、Z₃、…、Z_D送至信道拼接模块；信道拼接模块，对重叠裁剪模块输出的多通道频域信息Z₁、Z₂、Z₃、…、Z_D中通道序号小于或等于D/2的通道中的频域信息，保持不变，得到频域信息P₁、P₂、P₃、…、P_(D/2)；

P₁＝Z₁，

P₂＝Z₂，

P₃＝Z₃，

……，

P_(D/2)＝Z_(D/2)；

对重叠裁剪模块输出的多通道频域信息中通道序号大于D/2的通道，进行反序操作，得到频域信息P_(D/2+1)、P_(D/2+2)、P_(D/2+3)、…、P_(D)如下：

P_(D/2+1)＝WREV(Z_(D/2+1))，

P_(D/2+2)＝WREV(Z_(D/2+2))，

P_(D/2+3)＝WREV(Z_(D/2+3))，

……，

P_(D)＝WREV(Z_(D))；

式中WREV(·)表示对(·)中的序列元素进行反序操作，Z_(D/2+1)包含的元素z_(D/2+1)(1)、z_(D/2+1)(2)、z_(D/2+1)(3)、…、z_(D/2+1)(J/2)，反序调整为P_(D/2+1)的元素z_(D/2+1)(J/2)、z_(D/2+1)(J/2-1)、z_(D/2+1)(J/2-2)、…、z_(D/2+1)(1)；Z_(D/2+2)包含的元素z_(D/2+2)(1)、z_(D/2+2)(2)、z_(D/2+2)(3)、…、z_(D/2+2)(J/2)，反序调整为P_(D/2+2)的元素z_(D/2+2)(J/2)、z_(D/2+2)(J/2-1)、z_(D/2+2)(J/2-1)、…、z_(D/2+2)(1)；Z_(D/2+3)包含的元素z_(D/2+3)(1)、z_(D/2+3)(2)、z_(D/2+3)(3)、…、z_(D/2+3)(J/2)，反序调整为P_(D/2+3)的元素z_(D/2+3)(J/2)、z_(D/2+3)(J/2-1)、z_(D/2+3)(J/2-1)、…、z_(D/2+3)(1)；Z_(D)包含的元素z_(D)(1)、z_(D)(2)、z_(D)(3)、…、z_(D)(J/2)，反序调整为P_(D)的元素z_(D)(J/2)、z_(D)(J/2-1)、z_(D)(J/2-2)、…、z_(D)(1)；即将Z_(D/2+1)、Z_(D/2+2)、Z_(D/2+3)、…、Z_(D)中的元素由从小到大排列变为从大到小排列后，得到P_(D/2+1)、P_(D/2+2)、P_(D/2+3)、…、P_(D)；

对反序调整后的各通道序列P₁、P₂、P₃、…、P_D，根据序号大小进行重排拼接，即：通道序号小于或等于(D/2)的通道，进行通道逆序，得到序列M＝[P_(D/2),P_(D/2-1),P_(D/2-2),……,P₍₁₎]，通道序号大于(D/2)的通道，通道序号保持不变，得到序列N＝[P_(D/2+1),P_(D/2+2),P_(D/2+3),……,P_(D)]，对N、M序列进行交叉排列，得到无盲区数字信道化输出的宽带实时谱Q：

Q＝[P_(D/2+1),P_(D/2),P_(D/2+2),P_(D/2-1),P_(D/2+3),P_(D/2-2),……,P_(D),P₍₁₎]。

2.根据权利要求1所述的一种基于无盲区的数字信道化的宽带实时谱分析系统，其特征在于：还包括频域分析模块，频域分析模块根据信号分析的需求，对信号频域做检测与提取，得到需要的信息。

3.一种基于无盲区的数字信道化的宽带实时谱分析方法，其特征在于：包括步骤如下：

步骤1：根据设定的信道个数D，对输入时间序列信号x(1:1:n)，进行序列抽样，产生D个通道并行信号，每个通道并行信号序列长度J＝n/D，x(1:1:n)的括号中的第一个数、第二个数和最后一个数均用分号隔开，第一个数代表输入时间序列信号的第一个数的序号，括号中的最后一个数代表输入时间序列信号的最后一个数的序号，括号中的第二个数代表输入时间序列信号的序号的步长，D个通道并行信号x₁、x₂、x₃、…、x_D依次为：

x₁＝x(1:D:(n-D+1))，

x₂＝x(2:D:(n-D+2))，

x₃＝x(3:D:(n-D+3))，

……，

x_D＝x(D:D:n)；

步骤2：根据通道个数D，生成(D·L-1)阶低通FIR滤波器，L为设定的每个通道滤波器的阶次，得到滤波器系数f(1:1:D·L)，滤波器系数的长度为(D·L)，f(1:1:D·L)的第一个数、第二个数和最后一个数均用分号隔开，括号中的第一个数代表滤波器系数的第一个数的序号，括号中的D·L代表滤波器系数的最后一个数的序号，括号中的第二个数代表滤波器系数序号的步长，对该滤波器系数f(1:1:D·L)进行序列抽样，产生D个通道的并行滤波器系数，即多相滤波器系数，每个并行滤波器系数长度为L；

D个通道的并行滤波器系数，即多相滤波器系数f₁、f₂、f₃、…，f_D依次为：

f₁＝f(1:D:(D·L-D+1))，

f₂＝f(2:D:(D·L-D+2))，

f₃＝f 3:D:(D·L-D+3))，

……，

f_D＝f(D:D:D·L)；

根据多相滤波器系数f₁、f₂、f₃、…，f_D，对步骤(1)中输出的并行抽取后的D个通道并行信号进行多相滤波，即进行卷积运算“*”，得到信号h₁、h₂、h₃、……、h_D为：

h₁＝x₁*f₁，

h₂＝x₂*f₂，

h₃＝x₃*f₃，

……，

h_D＝x_D*f_D；

式中h₁到h_D分别为第一个通道到最后一个通道的并行信号多相滤波后的信号；

步骤3：设步骤2中输出信号中包含的元素数为J，即h₁包含：元素h₁(1)、h₁(2)、h₁(3)、…、h₁(J)，h₂包含：元素h₂(1)、h₂(2)、h₂(3)、…、h₂(J)；h₃包含：元素h₃(1)、h₃(2)、h₃(3)、…、h₃(J)；…，h_D包含：元素h_D(1)、h_D(2)、h_D(3)、…、h_D(J)；

将步骤2每个输出信号的第1个元素顺序拼接排列得到[h₁(1),h₂(1),h₃(1),……,h_D(1)]，将每个步骤2输出信号的第2个元素顺序拼接排列得到[h₁(2),h₂(2),h₃(2),……,h_D(2)]，将每个步骤2输出信号的第3个元素顺序拼接排列得到[h₁(3),h₂(3),h₃(3),……,h_D(3)]，…,将每个步骤2输出信号的第J个元素顺序拼接排列得到[h₁(J),h₂(J),h₃(J),……,h_D(J)]；然后经过DFT变换后得到J个通道的离散傅里叶变化后的信号g₁、g₂、g₃……g_J，每个通道的离散傅里叶变化后的信号的序列长度为D，每个离散傅里叶变化后的信号g₁、g₂、g₃……g_J依次如下：

g₁＝DFT[h₁(1),h₂(1),h₃(1),……,h_D(1)]，

g₂＝DFT[h₁(2),h₂(2),h₃(2),……,h_D(2)]，

g₃＝DFT[h₁(3),h₂(3),h₃(3),……,h_D(3)]，

……，

g_J＝DFT[h₁(J),h₂(J),h₃(J),……,h_D(J)]；

设每个离散傅里叶变化后的信号中包含的元素数为D，每个元素的长度为：每个离散傅里叶变化后的信号的长度除以D，即g₁包含：元素g₁(1)、g₁(2)、g₁(3)、…、g₁(D)；g₂包含：元素g₂(1)、g₂(2)、g₂(3)、…、g₂(D)；g₃包含：元素g₃(1)、g₃(2)、g₃(3)、…、g₃(D)；g_J包含g_J(1)、g_J(2)、g_J(3)、…、g_J(D)；

将每个离散傅里叶变化后的信号的第1个元素顺序拼接排列得到信号y₁，即[g₁(1),g₂(1),g₃(1),……,g_J(1)]；将每个离散傅里叶变化后的信号的第2个元素顺序拼接排列得到信号y₂，即[g₁(2),g₂(2),g₃(2),……,g_J(2)]；将每个离散傅里叶变化后的信号的第3个元素顺序拼接排列得到信号y₃，即[g₁(3),g₂(3),g₃(3),……,g_J(3)]；将每个离散傅里叶变化后的信号的第D个元素顺序拼接排列得到信号y_D，即[g₁(D),g₂(D),g₃(D),……,g_J(D)]；则y₁、y₂、y₃、…、y_D如下：

y₁＝[g₁(1),g₂(1),g₃(1),……,g_J(1)]，

y₂＝[g₁(2),g₂(2),g₃(2),……,g_J(2)]，

y₃＝[g₁(3),g₂(3),g₃(3),……,g_J(3)]，

……，

y_D＝[g₁(D),g₂(D),g₃(D),……,g_J(D)]；

步骤4：对y₁、y₂、y₃、…、y_D分别进行FFT频域变化后，得到多通道的频域信息Y₁、Y₂、Y₃、…、Y_D，即Y₁＝FFT(y₁)，Y₂＝FFT(y₂)，Y₃＝FFT(y₃)，……，Y_D＝FFT(y_D)，式中FFT表示FFT变换；

步骤5：将多通道的频域信息进行裁剪，裁剪方式如下：

对通道序号小于或等于(D/2)的通道中的频域信息，裁剪为频域信息Z₁、Z₂、Z₃、…、Z_D/2如下：

Z₁＝Y₁((J/4+1):1:3J/4)，

Z₂＝Y₂((J/4+1):1:3J/4)，

Z₃＝Y₃((J/4+1):1:3J/4)，

……，

Z_D/2＝Y_D/2((J/4+1):1:3J/4)；

对通道序号大于D/2的通道中的频域信息，裁剪为频域信息Z_(D/2+1)、Z_(D/2+2)、Z_(D/2+3)、…、Z_D如下：

Z_(D/2+1)＝Y_(D/2+1)(J/4:1:(3J/4-1))，

Z_(D/2+2)＝Y_(D/2+2)(J/4:1:(3J/4-1))，

Z_(D/2+3)＝Y_(D/2+3)(J/4:1:(3J/4-1))，

……，

Z_D＝Y_D(J/4:1:(3J/4-1))；

步骤6：对步骤5输出的多通道频域信息中通道序号小于或等于D/2的通道中的频域信息，保持不变，得到频域信息P₁、P₂、P₃、…、P_(D/2)；

P₁＝Z₁，

P₂＝Z₂，

P₃＝Z₃，

……，

P_(D/2)＝Z_(D/2)；

对步骤5输出的多通道频域信息中通道序号大于D/2的通道，进行反序操作，得到频域信息P_(D/2+1)、P_(D/2+2)、P_(D/2+3)、…、P_(D)如下：

P_(D/2+1)＝WREV(Z_(D/2+1))，

P_(D/2+2)＝WREV(Z_(D/2+2))，

P_(D/2+3)＝WREV(Z_(D/2+3))，

……，

P_(D)＝WREV(Z_(D))；

式中WREV(·)表示对(·)中的序列元素进行反序操作，即将Z_(D/2+1)、Z_(D/2+2)、Z_(D/2+3)、…、Z_(D)中的元素由从小到大排列变为从大到小排列后，得到P_(D/2+1)、P_(D/2+2)、P_(D/2+3)、…、P_(D)；

对反序调整后的各通道序列P₁、P₂、P₃、…、P_D，根据序号大小进行重排拼接，即：通道序号小于或等于(D/2)的通道，进行通道逆序，得到序列M＝[P_(D/2),P_(D/2-1),P_(D/2-2),……,P₍₁₎]，通道序号大于(D/2)的通道，通道序号保持不变，得到序列N＝[P_(D/2+1),P_(D/2+2),P_(D/2+3),……,P_(D)]，对N、M序列进行交叉排列，得到无盲区数字信道化输出的宽带实时谱Q：

Q＝[P_(D/2+1),P_(D/2),P_(D/2+2),P_(D/2-1),P_(D/2+3),P_(D/2-2),……,P_(D),P₍₁₎]。