CN105428825A - 一种基于超表面的变极化多功能微带阵天线 - Google Patents

Abstract

本发明属于微带阵天线技术领域，具体为一种基于超表面的变极化多功能微带阵天线。本发明设计的微带阵天线由馈源和微带阵两部分组成，馈源放置于微带阵的焦点处；馈源为宽带Vivaldi天线且采用微带耦合馈电，由上层开槽金属、中层介质板以及下层微带线组成；所述微带阵由N*N个GMS单元组成，所述GMS单元由三层金属结构和两层介质板构成，每层金属结构通过在方形贴片上刻蚀不同旋转角度的CDSRR得到，其中，上、中、下层结构参数完全相同，只是CDSRR依次顺时针旋转45^o。本发明集反射功能和透射功于一体，实现了微带阵在反射、双向辐射以及透射之间的功能切换，实现了同极化和交叉极化之间的极化状态切换。具有可复用性好、集成度高和功能多等特性。

Description

一种基于超表面的变极化多功能微带阵天线

技术领域

本发明属于微带阵天线技术领域，具体涉及一种基于超表面的变极化多功能微带阵天线。

背景技术

反射阵天线这一概念最早由Berry等人于1963年首次提出并得到实验验证，主要依靠校正阵列单元的相位实现所需的辐射性能。但由于采用了开口波导作为相移单元，其体积庞大且重量笨重，直到上世纪九十年代，随着印刷电路工艺的不断成熟和平面微带天线研究的逐步兴起，反射阵天线重新激起了世界研究人员的浓厚兴趣和研究热潮，成为天线领域和学术界的研究热点，相关应用研究也进入了空前繁荣时期。微带平面反射阵天线是将反射面天线和阵列天线有机结合而形成的一种新型天线，由微带反射阵列和初级馈源组成，工作原理是通过调节微带单元反射系数相位来补偿阵面相位，从而实现特定形状的方向图。与相控阵天线、抛物面天线相比，反射阵天线一般采用印刷结构和空馈形式，只需对单元附加特定的相位就可以实现特定方向的波束扫描，无需复杂的波束形成馈电网络和收发组件，具有设计简单、结构紧凑、增益高、剖面低、重量轻、损耗小、易与载体表面共形、便于折叠和展开、易于制作和成本低等优点。同时，由于单元相位独立可控，反射阵天线可实现大角度范围波束扫描、波束赋形甚至多极化、变极化和双频工作。目前，国内外对微带反射阵天线的研究主要集中在以下三个方面。一是反射阵单元结构设计和特性研究，如何寻求结构合理、性能优越、相位易控的反射阵单元是首要解决的核心技术问题，是整个反射阵天线系统设计的关键。二是反射阵天线的宽频/多频技术研究，这得益于宽/多频天线在减小通信设备体积和重量以及降低系统复杂程度等方面具有举足轻重的作用。三是反射阵天线的应用研究。相比于反射阵天线，透射阵天线的研究则要晚很多，始于1997年，由于其工作原理与反射阵天线极为相似，几乎继承了反射阵天线的所有特性，如高增益、高方向性等，但同时又能克服反射阵天线的馈源遮挡问题以及无馈源遮挡反射阵天线的非对称口径和大角度入射问题，因此广泛受到工程研究人员的青睐，发展极为迅速。

虽然研究人员在微带反射阵、透射阵天线领域取得了很大进展，但也面临一些挑战。一方面传统反射、透射阵单元由于半波谐振，尺寸较大，单元在满足幅度要求时相移范围有限，很难完全达到360°覆盖。另一方面，根据福斯特电抗定理可知，无源电路中单元的相位响应对频率的导数总是正数且在谐振处色散强烈，相位变化剧烈且带宽受Bode-Fano约束条件限制，天线的工作带宽和效率受到限制。作为异向介质的一种二维平面形式，超表面应运而生，由于其独特的电磁特性和平面结构且能与飞机、导弹、火箭以及卫星等高速运行目标共形而不破坏其外形结构及空气动力学等特性，近年来受到研究人员的青睐和广泛关注。超表面按折射率/相位是否渐变可分为梯度超表面（GradientMetasurfaces，GMS）和均匀超表面（HomogenousMetasurfaces，HMS）。2011年，广义Snell折射/反射定律的发现开辟了人们控制电磁波和光的全新途径和领域，正在推动该领域产生一场技术革新，GMS也因此成为异向介质新的分枝和研究热点。由于GMS作为一种基于相位突变和极化控制思想设计的二维梯度结构，可对电磁波的激发和传输进行灵活控制，实现奇异折射/反射、极化旋转以及非对称传输等奇异功能，具有更加强大的电磁波调控能力，GMS在隐身表面、共形天线、数字编码、平板印刷等方面显示了巨大的潜在应用价值，成为各国抢夺的一个学科制高点和学科前沿。

发明内容

本发明的目的在于提供一种可复用性好、集成度高的变极化多功能微带阵天线。

本发明设计的微带阵天线，由馈源和微带阵两部分组成，馈源放置于微带阵的焦点F处，用于对微带阵上所有单元的激励；参见图9所示。其中，所述馈源为宽带Vivaldi天线且采用微带耦合馈电，由上层开槽金属、中层介质板以及下层微带线组成，其中，上层中的开槽包括圆孔开槽（谐振环）和由窄逐渐变宽的缝隙区域，所述缝隙区域由两根按指数规律变化的渐变槽线构成，渐变缝隙区域与开槽金属构成一对互补天线，且完成从馈电处到自由空间的宽带阻抗匹配；所述Vivaldi天线工作于整个x波段，由其辐射的电磁波由缝隙区域逐渐向外辐射且为沿x方向极化（为线极化波），增益较高；所述微带阵由N*N个GMS单元组成，其口径面积为Npx*Npy；设D=Npx或Npy，微带阵的中心工作频段为f ₀，焦距为F，微带阵口径为焦径比：F/D；a，b为Vivaldi天线的长和宽，d ₁为Vivaldi天线缝隙区域终端的宽度。这里，px、py分别为GMS单元在x、y方向的长度（周期），N为整数且大于4λ₀/px，λ₀为电磁波在自由空间中的波长。

本发明中，所述GMS单元由三层金属结构和两层介质板构成，每层金属结构通过在方形贴片上刻蚀不同旋转角度的互补双开口环谐振器（ComplementaryDual-SplitRingResonator，CDSRR）得到，其中，上、中、下层结构参数完全相同，只是CDSRR依次顺时针旋转45°，如图1所示。工作时，横电磁波（TEM波）沿z轴垂直入射，电场沿x轴极化且与开口方向同向，这里定义+z轴入射为前向入射，-z轴入射为后向入射，分别用上标f和b表示。

为实现E、H面较对称的辐射方向图和辐射强度，本发明采用方形口径，即GMS单元在x、y方向的周期相等（px=py）；同时为便于对微带阵口径相位的调控和良好的天线性能，天线口径应至少大于4λ₀；最后为缓解微带阵口径相位的剧烈变化，F/D不宜太小，而为了减小微带阵天线的剖面尺寸，F/D又不宜太大（根据实验表明，F/D的选取范围可为：0.2<F/D<0.8）。由于Vivaldi天线的端射辐射特性以及水平极化，为实现对微带阵的有效激励，Vivaldi天线需与微带阵互相垂直放置，且微带阵入射面中CDSRR的开口需沿y方向放置。

本发明中，GMS单元的结构参数选择为：p _x=p _y=10mm--12mm，R ₁=3.6mm--4.8mm，R ₂=3mm--4.2mm，d=0.2mm--0.4mm。p _x、p _y分别为GMS单元在x、y方向的长度（周期），R ₁、R ₂分别为GMS单元中双开口环谐振器的内半径和外半径，d为双开口环谐振器的开口间距。

本发明中，Vivaldi天线前端与微带阵之间的距离为L=35mm--40mm。

本发明设计的微带阵天线，首次将反射阵天线和透射阵天线相结合，集反射功能和透射功于一体，不仅实现了微带阵在反射、双向辐射以及透射之间的功能切换，同时还实现了同极化和交叉极化之间的极化状态切换。由于本发明将多种功能集成在一块板子上，具有可复用性好、集成度高和功能多等特性；同时由于这些功能工作在不同频率处，一定程度上拓展了天线的工作带宽，而且多功能微带阵天线只需2层介质板即可实现，相比于以往多层设计，具有设计简单、加工方便等优点。

附图说明

图1为GMS单元的拓扑结构。其中，（a）全视图；（b）上层结构；（c）中层结构；（d）底层结构。单元结构参数为：p _x=p _y=10mm，R ₁=4.8mm，R ₂=4.2mm和d=0.2mm。

图2为电场沿y轴极化时GMS单元的典型S参数。其中，（a）后向激励；（b）前向激励。

图3为电场沿x轴极化时GMS单元的典型S参数。其中，（a）后向激励；（b）前向激励。

图4为GMS单元和的幅度和相位。

图5为GMS单元随w变化的曲线。其中，（a）不同w下的幅度曲线；（b）8.25GHz下幅度和相位的扫描结果。单元结构参数为p _x=p _y=10mm，R ₁=4.8mm和d=0.2mm。

图6为GMS单元随R ₁变化的曲线。其中，（a）w=0.6mm；（b）w=1.2mm。单元的其余结构参数为p _x=p _y=10mm，d=0.2mm。

图7为GMS单元随（a）缺口d和（b）周期p _x变化的曲线，单元其余结构参数为p _x=p _y=10mm，R ₁=4.8mm和w=0.6mm。

图8为不同频率下GMS单元随R ₁变化的（a）幅度和（b）相位曲线，单元结构参数为p _x=p _y=10mm，d=0.2mm和w=0.6mm。

图9为变极化多功能微带阵天线的拓扑结构，天线的物理结构参数为a=30mm，b=30mm，L=38mm，D=150mm和d ₁=15mm。

图10为变极化多功能微带阵天线的口径相位分布。

图11为微带阵口径上所有单元的（a）透射幅度分布以及（b）透射和反射幅度均值。

图12为变极化多功能微带阵天线在9GHz处的辐射方向图。其中，（a）xoz面；（b）yoz面。

图13为变极化多功能微带阵天线的（a）回波损耗以及（b）θ=0°和θ=180°处的辐射增益。

图14为变极化多功能微带阵天线与Vivaldi天线在8、9和10GHz处E面和H面内的电场分量分布（实部）。

图15为变极化多功能微带阵天线在8、9、9.3和10GHz处E面和H面内的总电场分布（实部）和辐射方向图。

具体实施方式

以下结合附图和实施例对本发明作进一步描述。

一、梯度超表面GMS单元及其电磁特性

本发明中，GMS单元由三层金属结构和两层介质板构成，每层金属结构通过在方形贴片上刻蚀不同旋转角度的互补双开口环谐振器得到，其中，上、中、下层结构参数完全相同，只是CDSRR依次顺时针旋转45°，如图1所示。在实施例中，上/下层介质板均采用聚四氟乙烯玻璃布板，介电常数为ε _r =4.5，介质板的厚度均为h=1.5mm，电正切损耗tanσ=0.001，铜箔的厚度为0.036mm。工作时，横电磁波（TEM波）沿z轴垂直入射，电场沿x轴极化且与开口方向同向，这里定义+z轴入射为前向入射，-z轴入射为后向入射，分别用上标f和b表示。

由于GMS单元各层结构中的CDSRR通过依次旋转45°得到，单元的镜像对称性被打破，因此单元具有强手征特性和双各向异性，在谐振时存在强电磁交叉耦合，手征媒质中的本构关系可以表示为：

（1）

其中，κ为手征参数，用于表征同极化与交叉极化的耦合强度，ε ₀和μ ₀为真空中的介电常数和磁导率，c为光速，ε和μ为手征媒质的相对介电常数和相对磁导率，D、B为电位移和磁感应强度大，E、H为电场强度和磁场强度。在笛卡尔直角坐标系中，通过GMS后透射电磁波的两个正交线极化分量和与入射电磁波两个正交线极化分量和存在如下关系：

（2）

（3）

其中，下标x和y表示透射波和入射波的极化形式，而四个传输系数t _xx，t _xy，t _yx，t _yy构成的矩阵称为琼斯矩阵，表示同极化与同极化，同极化与交叉极化间的转换系数。对于互易手征系统有、和。同理可得反射情形下反射电磁波的两个正交线极化分量和与入射电磁波两个正交线极化分量和存在如下关系：

（4）

（5）

由于单元的镜像对称性被打破，入射波向其正交极化分量的部分转换将引起电磁波的非对称效应，由非对称因子Δ表征，在线极化基下，Δ参数为交叉极化波传输系数的绝对差，可表示为：

（6）

显著的非对称效应将导致某种线极化波下的总传输在两个激励方向上的非对称性。这里定义x轴极化或y轴极化电磁波：

（7）

图2给出了本发明GMS单元的典型S参数，单元的结构参数为：p _x=p _y=10mm，R ₁=4.8mm，R ₂=3.18mm和d=0.2mm。从图2（a）可以看出，后向激励时GMS单元在8.4~11.6GHz范围内均大于0.8，而、和均较小，表明后向激励时沿y轴极化的电磁波主要转化为交叉极化传输波，高透射的相对带宽达到32%，同时还可以看出与之间存在此消彼长的关系。前向激励时GMS单元在8~12GHz范围内均大于0.88，而、和均较小，表明前向激励时沿y轴极化的电磁波主要转化为同极化的反射波，同时与之间也存在此消彼长的关系但它们在整个观测频率范围内变化均很小。如图3所示，y极化电磁波前向激励时的S参数与x极化电磁波后向激励时的S参数几乎相同，而y极化电磁波后向激励时的S参数与x极化电磁波前向激励时的S参数几乎相同，只不过所有S参数的下标x和y发生了互换。前向和后向激励两种情形下传输系数具有明显的非对称效应，而反射系数并无非对称传输效应，所有情形下均有和。根据上述分析，为实现透射和反射之间的转换，本发明选取x极化前向激励作为GMS单元和多功能微带阵设计的基本条件。

如图4所示，曲线明显存在三个反射零点，反射零点附近相位均发生180°相位跳变，对应于三个谐振，而在三个反射零点处出现三个透射峰。从相位曲线可以看出与之间的相位差保持在±90°，这是一个非常好的电磁特性，这也是本发明反射和透射功能可以集成在一块板子上的前提。

图5给出了GMS单元的透射曲线，当CDSRR外半径固定且其宽度w=R ₁-R ₂从0.3mm不断增加（CDSRR的内半径R ₂不断减小）时。可以看出当R ₂不断增加时单元的工作频率不断向高频发生偏移，而且透射谷的幅值在不断减小，带宽在不断增加。带宽增加是由于窄槽具有很高的品质因数，可根据Babinet原理通过细金属条的高品质因数进行类比。0.3mm<w<1.62mm时，8.25GHz处交叉极化透射曲线的幅度均大于0.7，相位覆盖范围达300.6°。这种扫描方案存在两个缺点：一是在满足透射幅度情况下不太容易实现360°相位覆盖；二是单元带宽随w增大不断减小，单元带宽不稳定使得整个GMS的带宽受限。

为综合考虑透射幅度、带宽和相位覆盖范围，这里进一步给出了一种新扫描方案，即固定CDSRR的宽度（同时调谐R ₁、R ₂）。由于该情形下w不变，各单元的带宽变化较小。为对比分析并形成最佳幅度，我们给出了两种情形，第一种情形为w=0.6mm，观测频段为9GHz，第二种情形为w=1.2mm，观测频段为10.26GHz。如图6所示，当R ₁在3.6~4.8mm范围内变化时，前者的相位覆盖范围为359.5°而后者的相位覆盖范围为329.3°，前者的相位变化较后者更加陡峭。从幅度曲线可以看出随R ₁的变化呈现两个透射峰且透射峰之间存在一个透射谷，前者的谷值要小于后者的谷值，同时前者的透射均满足而后者满足。因此，为实现高效传输和大相位覆盖范围，本发明选择w=0.6mm。

如图7（a）所示，随着缺口d的不断增大GMS单元的工作频率稍向高频发生偏移，相位积累在细微的减小，同时第一个透射峰的效率在不断提高而第二透射峰的效率在逐渐降低。由于后者效率的影响，透射谷的效率也在不断恶化，而反射曲线与透射曲线变化相反。综上，d越小透射通带内波纹起伏越小，通带内效率越高。因此，为实现交叉极化的高效传输，本发明选择d=0.2mm。如图7（b）所示，可以看出当CDSRR的尺寸R ₁很小且接近于R ₁=3.6mm时，9GHz处GMS单元的相位随单元周期的增大略有减小，而当R ₁很大且接近于R ₁=4.8mm时，相位随单元周期的增大明显增大，因此单元周期越小相位变化越剧烈，相位曲线越陡峭，能实现的相位覆盖范围越大。因此，为实现交叉极化的大相位覆盖，本发明选择p _x=p _y=10mm。

如图8（a）所示，随着观察频率的不断增大，GMS单元的透射曲线逐渐向R ₁小的方向移动，因此8GHz处只能观察到左边的透射峰，9GHz处能完全观察到两个透射峰而10GHz处只能观察到右边的透射峰。如图8（b）所示，8~10GHz范围内GMS单元随R ₁变化的相位曲线基本一致，相位差在一定误差允许范围内均可认为是线性变化，具有较宽的工作带宽。而低于8GHz和高于10GHz时，GMS单元的相位趋于一致，为渐近行为，GMS没有相位纠正能力。

二、微带阵天线设计与功能

本发明利用GMS单元的良好电磁特性，来设计变极化多功能透射阵天线。如图9所示，本发明设计的微带阵天线由馈源和微带阵两部分组成，馈源放置于微带阵的焦点F处，用于对微带阵上所有单元的激励。

本发明实现变极化多功能微带阵天线的机理如下：GMS能在不同频率实现交叉极化透射和同极化反射，同时交叉极化透射相位和同极化反射相位相差±90°，因此只需要实现透射相位在很宽的带宽范围内满足抛物线相位分布即可实现微带阵在反射、双向辐射以及透射的切换，同时极化状态可以实现同极化和交叉极化之间的切换。根据上述机理，微带阵上GMS单元的相位要求满足如下规律

上式中m，n分别代表任意GMS单元在微带阵中的横、列位置，代表任意GMS单元与中心GMS单元之间的相位差。根据上述GMS单元相位分布并通过在CST中采用寻根算法和宏建模即可得到微带阵中各GMS单元的结构尺寸。

以一个中心工作频率为f ₀=9GHz的微带阵天线为实施例来说明本发明天线的多功能和变极化特性。该实施例中微带阵由15*15个GMS单元组成，其口径面积为150*150mm²，焦距F为40mm，焦径比为F/D=0.267。Vivaldi天线的介质板均采用聚四氟乙烯玻璃布板，介电常数为ε _r =4.3，介质板的厚度均为h=1mm，电正切损耗tanσ=0.001，铜箔的厚度为0.036mm。图10给出了本发明微带阵口径的相位分布，可以看出相位随着偏离中心距离的增大逐渐增大，由于焦径比较小口径相位的变化较为剧烈，口径中心的相位为0°，而边缘四个角的相位为726°，实际实现时，所有大于360°的相位均对360°作求余处理。基于图6（a）、图8的扫描结果以及图10的口径相位分布，并通过在CST中采用寻根算法和宏建模即可实现图9（b）中微带阵各单元的结构尺寸。

根据图8的结果可以预测本发明微带阵的相位纠正带宽，为直观预示微带阵在相位纠正带宽下的辐射特性，图11给出了微带阵口径上的幅度分布|t _yx|和平均透射（T=Σ|t _yx|/N）、反射幅度（R=Σ|r _xx|/N）。可以看出f ₀=9GHz处微带阵口径具有很高的透射幅度且均大于0.53，同时T/R的值在f<f ₀时随着f的增大不断增大而在f>f ₀时随着f的增大不断减小，而在9.3GHz处T/R≈1。因此微带阵在f ₀具有很纯的透射特性和透射峰值增益，同时在f<9.3GHz时微带阵具有前向透射辐射，在f≈9.3GHz附近的一定带宽范围内具有双向辐射，而在f>9.3GHz时微带阵具有后向反射辐射。因此在允许一定的增益恶化下，微带阵在很宽的带宽范围内具有很好的辐射特性和可重构功能。

由于Vivaldi天线并非理想点源，需要找到Vivaldi天线的最佳馈电位置。这里基于仿真软件计算得到的Vivaldi天线相位中心位置、理论焦距并通过HFSS稍加优化即可得到Vivaldi天线与微带GMS阵之间的距离。如图12所示，9GHz处天线xoz面和yoz面内的辐射方向图结果表明当Vivaldi天线前端与微带阵之间的距离为L=38mm时天线增益达到最优为17.3dB，此时L=38mm为天线的等效焦距。同时还可以看出微带阵天线在yoz面内的后向旁瓣较xoz面内大。

如图13（a）所示，微带阵在8~12GHz范围内回波损耗均低于10dB，具有很好的阻抗匹配特性。如图13（b）所示，微带阵天线在8.9GHz时具有最大前向（θ=0°）辐射增益17.5dB；而当f≤9.2GHz时由于前向辐射增益大于后向（θ=180°）辐射增益为前向辐射；而当f≈9.3GHz时由于前向辐射增益与后向辐射增益可以相比拟为双向辐射；而当9.4GHz≤f≤10GHz时由于前向辐射增益小于后向辐射增益为后向辐射。因此微带阵天线实现了辐射方向图的多样性，即多功能辐射特性。

为更直观地说明本发明微带阵天线的变极化特性，图14给出了微带阵天线与Vivaldi天线的E、H面电场分量分布。可以看出，8、9和10GHz处Vivaldi天线发出的准球面电磁波经过GMS平板后均变成了平面电磁波，验证了GMS平板的良好聚焦效果和相位纠正能力。同时还可以看出Vivaldi天线辐射的电磁波只有Ex分量且8和9GHz处Ex分量经GMS平板之后完全转变成了前向透射Ey分量，具有很高的线极化转换效率，验证了微带阵天线的变极化特性；而在10GHz处Ex分量经GMS平板之后前向透射Ey分量很小，可以忽略，后向反射仍为Ex分量，极化不变。

为更直观地说明本发明微带阵天线的多功能辐射特性，图15给出了微带阵天线在8、9、9.3和10GHz等四个频率处的仿真总电场分布和辐射方向图。反射场分布和透射场分布表明微带阵天线在上述四个频点处均能将Vivaldi天线发出的准球面电磁波转变成平面电磁波，具有一定的聚焦效果且聚焦效果随着相位偏离理论值（非线性变化）而有不程度恶化，而透射幅度随着工作频率偏离中心频率而不断恶化，透射电场强度在9GHz处最强，而在10GHz处最弱。从辐射方向图可以看下，微带阵天线在8和9GHz处具有明显的前向辐射特性，9.3GHz处为双向辐射，而在10GHz处为后向辐射，所有情形下微带阵天线均具有很高的高定向性和增益，与Vivaldi天线相比，微带阵的半功率波瓣宽度（15°）减小了40°且所以频率下增益至少增大6dB。

Claims (7)

1.一种基于超表面的变极化多功能微带阵天线，其特征在于：由馈源和微带阵两部分组成，馈源放置于微带阵的焦点F处，用于对微带阵上所有单元的激励；其中，所述馈源为宽带Vivaldi天线且采用微带耦合馈电，由上层开槽的金属、中层介质板以及下层微带线组成；其中，上层中的开槽包括圆孔开槽即谐振环和由窄逐渐变宽的缝隙区域，所述缝隙区域由两根按指数规律变化的渐变槽线构成，渐变缝隙区域与开槽的金属构成一对互补天线，且完成从馈电处到自由空间的宽带阻抗匹配；所述Vivaldi天线工作于整个x波段，由其辐射的电磁波由缝隙区域逐渐向外辐射且为沿x方向极化，增益较高；所述微带阵由N*N个GMS单元组成，其口径面积为Npx*Npy，设D=Npx或Npy，微带阵的中心工作频段为f ₀，焦距为F，微带阵口径为焦径比：F/D；这里，px、py分别为GMS单元在x、y方向的长度，N为整数且大于4λ₀/px，λ₀为电磁波在自由空间中的波长。

2.根据权利要求1所述的基于超表面的变极化多功能微带阵天线，其特征在于：所述GMS单元由三层金属结构和两层介质板构成，每层金属结构通过在方形贴片上刻蚀不同旋转角度的互补双开口环谐振器CDSRR得到，其中，上、中、下层结构参数完全相同，只是CDSRR依次顺时针旋转45^o。

3.根据权利要求2所述的基于超表面的变极化多功能微带阵天线，其特征在于：所述GMS单元在x、y方向的周期相等，即px=py；天线口径大于4λ₀。

4.根据权利要求3所述的基于超表面的变极化多功能微带阵天线，其特征在于：所述微带阵口径F/D为0.2<F/D<0.8。

5.根据权利要求1-4之一所述的基于超表面的变极化多功能微带阵天线，其特征在于：所述Vivaldi天线与微带阵互相垂直放置，且微带阵入射面中CDSRR的开口沿y方向放置。

6.根据权利要求5所述的基于超表面的变极化多功能微带阵天线，其特征在于：所述GMS单元的结构参数选择为：p _x=p _y=10mm--12mm，R ₁=3.6mm--4.8mm，R ₂=3mm--4.2mm，d=0.2mm--0.4mm，R ₁、R ₂分别为GMS单元中双开口环谐振器的内半径和外半径，d为双开口环谐振器的开口间距。

7.根据权利要求6所述的基于超表面的变极化多功能微带阵天线，其特征在于：所述Vivaldi天线前端与微带阵之间的距离为L=35mm--40mm。