CN105403865A - 多载波信号恒定包络调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多载波信号恒定包络调制方法。该方法和方法解决了雷达、通信电子干扰多个载波信号同时发射高效率无失真功率放大的技术问题，可广泛应用于雷达、通信、电子干扰集成系统的信号调制和功率放大以及数字阵列模块多载波信号的调制和放大。采用了CORDIC算法和多相处理技术，完成各个载波信号的基带调制，多个载波信号的合成，进行幅度-相位转换和数字载波调制，实现雷达、通信、电子干扰等多个载波信号的恒定包络调制和功率放大。有效地提高了信号的采样频率，从而提高了信号处理的带宽，通过幅相转换调制技术，完成雷达、通信多个载波信号的恒定包络调制，实现了多载波信号无失真高效率的功率放大。

Description

多载波信号恒定包络调制方法

技术领域

本发明属于相控阵雷达的阵列信号处理技术领域，具体来说是一种基于数字阵列天线的多载波信号调制技术及其实现方法。

背景技术

相控阵雷达广泛用于多目标搜索、跟踪和武器制导，现有的相控阵雷达采用单一载波调制的波形，搜索、跟踪、成像、指令制导等工作模式分时使用天线，由于指令制导占用雷达的时间资源，影响雷达的多目标能力，因此，很多跟踪制导火控雷达系统中，有专用的指令制导发射天线，保证目标搜索、跟踪占用的时间资源最大化。但是，增加指令制导发射天线，增加了硬件设备，降低了系统的可靠性，也不便于平台的机动和隐身，还可能产生电磁兼容的问题。即使雷达的时间资源全部用于目标搜索、跟踪或成像模式，雷达多目标处理能力也很有限，这就是所有相控阵雷达都有的多目标饱和问题。

发明内容

本发明的目的是为了解决雷达、通信、电子对抗集成系统的多载波信号的交调、互调问题。提出了基于多相处理以及幅度相位转换的技术产生恒定包络多载波信号的方法。该方法有效地解决了数字电路工作频率的限制，充分利用DAC芯片的工作频率，以及信号功率放大问题，满足恒定包络多载波信号的产生要求。

为此，本发明采用如下的技术方案：

一种多载波信号恒定包络调制方法，包含以下步骤：

步骤1、分四相产生基带线性调频信号的同向分量和正向分量，具体包括：

(1a)分四相产生基带线性调频信号的相位；

首先，将基带线性调频信号的同向分量和正交分量用公式(1)来表示，

rb_i(n)＝cos(πμnT_s ²-πBnT_s)

(1)

rb_q(n)＝sin(πμnT_s ²-πBnT_s)

其中，rb_i(n)为基带线信调频信号的同向分量，rb_q(n)为基带线性调频信号的正交分量，为基带线性调频信号的调频斜率，T为基带线性调频信号的脉冲宽度，B为基带线性调频信号的带宽，为基带线性调频信号的采样频率，T_s为信号的采样周期，n为第采样时刻序号且0≤n≤f_sT-1；

再将基带线性调频信号的同向分量和正交分量分四项用式(2)来表示，

rb_i(4m+n′)＝cos(πμ((4m+n′)T_s)²-πB(4m+n′)T_s)

(2)

rb_q(4m+n′)＝sin(πμ((4m+n′)T_s)²-πB(4m+n′)T_s)

其中,rb_i(4m+n′)为分四相表示的基带线性调频信号的同向分量，rb_q(4m+n′)为分四相表示的基带线性调频信号的正交分量n′＝0,1,2,3分别代表信号的第一、二、三、四相；

然后将调频斜率控制字k_fn′送第一级累加器，累加输出与频率控制字k_cn′送第二级累加器，累加输出与固定相位控制字相加输出基带线性调频信号的四相相位；

其中，四相信号的频率控制字k_cn′、调频斜率控制字k_fn′和初始相位控制字的计算公式为：

$k_{{\mathrm{cn}}^{\′}}=\frac{n^{\′}{\mathrm{\μT}}_s-2B}{f_s}\·2^N$

$k_{{\mathrm{fn}}^{\′}}=\frac{16\mathrm{\μ}}{f_s\·f_s}\·2^N---\left(3\right)$

其中，N为相位量化位数。

(1b)将基带线性调频信号四相相位转换为幅度，生成基带线性调频型号的同向分量和正交分量，具体为：将产生的四相基带线性调频信号的相位送给CORDIC模块，CORDIC模块采用圆周旋转模式，同时输出信号的同相分量和正交分量。

步骤2、对雷达信号进行子载波调制，具体包括：

(2a)分四相产生雷达子载波的相位，具体为：

令雷达子载波频率为f_i，将频率控制字送累加器，累加输出与固定相位控制字相加输出最终相位，频率控制字k_n′和固定相位控制字的计算公式如下：

$k_{n^{\′}}=\frac{4f_i}{f_s}\·2^N$

(4)

(2b)用产生的四相子载波相位将产生的四相雷达基带线性调频信号调制到雷达子载波频率上，具体为：

将每相雷达子载波相位与每相雷达基带线性调频信号的同相分量和正交分量送CORDIC模块，CORDIC模块采用圆周旋转模式，四相四个CORDIC模块实现雷达子载波调制，调制后输出雷达信号：

r_i(4m+n′)为雷达基带线性调频信号的同向分量经过雷达子载波调制后输出的雷达信号、r_q(4m+n′)为雷达基带线性调频信号的正交分量经过雷达子载波调制后输出的雷达信号，其中m代表四相处理的第m个采样时刻。

步骤3、对通信信号进行子载波调制，包括：

(3a)对通信码元信号进行映射，串并转换和码变换,并将变换后的信号升余弦滤波后输出通信基带信号的同相分量和正交分量，具体为：

对通信码元信号进行正交差分相移键控(QDPSK)星座图映射，通过串并转换将一路信号转换为两路信号输出，通过码变换将绝对码转换为相对码，将码变换后的信号经过升余弦滤波器输出两路码元信号cb_i(4m+n′)、cb_q(4m+n′)，分别作为通信基带信号的同相分量和正交分量。

(3b)将通信的基带信号调制到通信的子载波频率上，具体为：

将通信基带信号的同向分量和正交分量以及每相的子载波相位送到CORDIC模块，进行通信基带信号同相分量和正交分量的QDPSK调制，调制后输出的通信信号为：

c_i(4m+n′)

＝cos(2πf_q(4m+n′)T_s)cb_i(4m+n′)-sin(2πf_q(4m+n′)T_s)cb_q(4m+n′)

＝cos(2πf_q(4m+n′)T_s)cos(θ_k)-sin(2πf_q(4m+n′)T_s)sin(θ_k)

＝cos(2πf_q(4m+n′)T_s+θ_k)

(6)

c_q(4m+n′)

＝sin(2πf_q(4m+n′)T_s)cb_i(4m+n′)+cos(2πf_q(4m+n′)T_s)cb_q(4m+n′)

＝sin(2πf_q(4m+n′)T_s)cos(θ_k)+cos(2πf_q(4m+n′)T_s)sin(θ_k)

＝sin(2πf_q(4m+n′)T_s+θ_k)

其中，c_i(4m+n′)为调制后的通信信号同向分量，c_q(4m+n′)为调制后的通信信号正交分量；θ_k为调制后通信信号的初始相位，f_q为通信子载波频率。

步骤4、合并雷达信号和通信信号，实现合并信号的恒包络调制，包括：

(4a)将雷达信号和通信信号合并，并做归一化处理，具体为：

将雷达信号和通信信号的I路和Q路四相信号分别相加，并做归一化处理，输出合并信号的同相分量s_i(4m+n′)和正交分量s_q(4m+n′)，其中，

(4b)对合并后的信号同向分量和正交分量进行幅度相位转换，生成4路中频信号；

对合成后的信号的同向分量s_i(4m+n′)和正交分量s_q(4m+n′)进行幅度相位转换，输出同向分量转换后的相位p_i(4m+n′)和正交分量转换后的相位p_q(4m+n′)，产生4路中频信号I_1(4m+n′)、I_2(4m+n′)、Q_1(4m+n′)和Q_2(4m+n′)。

p_i(4m+n′)＝cos^-1(s_i(4m+n′))

(8)

p_q(4m+n′)＝cos^-1(s_q(4m+n′))

I_1(4m+n′)＝cos(2πf₀(4m+n′)T_s+p_i(4m+n′))

I_2(4m+n′)＝cos(2πf₀(4m+n′)T_s-p_i(4m+n′))

(9)

Q_1(4m+n′)＝sin(2πf₀(4m+n′)T_s+p_q(4m+n′))

Q_2(4m+n′)＝sin(2πf₀(4m+n′)T_s-p_q(4m+n′))

根据中频采样定理，把采样频率带入式(9)得到：

I_1(4m)＝cos(p_i(4m))＝s_i(4m)

$I\_1(4m+1)=sin(p\_i(4m+1\left)\right)=\sqrt{1-{(s\_i(4m+1\left)\right)}^2}$

I_1(4m+2)＝-cos(p_i(4m+2))＝-s_i(4m+2)

$I\_1(4m+3)=-sin(p\_i(4m+3\left)\right)=-\sqrt{1-{(s\_i(4m+3\left)\right)}^2}$

(10)

I_2(4m)＝cos(p_i(4m))＝s_i(4m)

$I\_2(4m+1)=sin(p\_i(4m+1\left)\right)=-\sqrt{1-{(s\_i(4m+1\left)\right)}^2}$

I_2(4m+2)＝-cos(p_i(4m+2))＝-s_i(4m+2)

$I\_2(4m+3)=-sin(p\_i(4m+3\left)\right)=\sqrt{1-{(s\_i(4m+3\left)\right)}^2}$

$Q\_1\left(4m\right)=sin(p\_q(4m\left)\right)=\sqrt{1-{(s\_q(4m\left)\right)}^2}$

Q_1(4m+1)＝-cos(p_q(4m+1))＝-s_q(4m+1)

$Q\_1(4m+2)=-sin(p\_q(4m+2\left)\right)=-\sqrt{1-{(s\_q(4m+2\left)\right)}^2}$

Q_1(4m+3)＝cos(p_q(4m+3))＝s_q(4m+3)

(11)

$Q\_2\left(4m\right)=sin(p\_q(4m\left)\right)=-\sqrt{1-{(s\_q(4m\left)\right)}^2}$

Q_2(4m+1)＝-cos(p_q(4m+1))＝-s_q(4m+1)

$Q\_2(4m+2)=-sin(p\_q(4m+2\left)\right)=\sqrt{1-{(s\_q(4m+2\left)\right)}^2}$

Q_2(4m+3)＝cos(p_q(4m+3))＝s_q(4m+3)

由上所述，要产生最终的四路中频信号，我们只需要对产生的信号s_i(4m+n′)和s_q(4m+n′)，进行一些数学运算，就可以产生最终的4路恒定包络中频信号的采样序列，避免了求相位的过程。

步骤5、数模转换，具体包括：

(5a)对4路中频信号进行两倍的数据率转换变成两路信号送至数模转换模块；

(5b)对步骤(5a)中数模转换模块收到的信号进行带通滤波，输出恒定包络的4路模拟中频信号。

步骤6、功率放大和信号恢复，具体包括：

(6a)将步骤(5a)中输出的四路模拟中频信号混频到射频，进行功率放大；

(6b)将四路功率放大后的信号重新合成，输出功率放大的雷达和通信信号合并后的信号。

本发明的有益效果为：(1)分四相来产生宽带信号，每一相信号工作在的时钟频率，整个宽带信号相当于工作在f_s时钟频率，可以是产生信号的带宽增加为原来的4倍。该方法有效地解决了数字电路工作频率的限制，充分利用DAC芯片的工作频率，满足宽带中频多载波信号的产生要求。FPGA工作的最大工作频率仅为最终数据率的1/4，降低了对FPGA工作频率的要求，利用有限的硬件资源产生更高速率数据。

(2)灵活地运用CORDIC算法圆周旋转模式实现相位到幅度的转换产生雷达基带线性调频信号的同相分量和正交分量；实现雷达基带信号同相分量和正交分量的变频处理。去除了复杂的数控振荡器(NCO)产生模块和混频模块，节约了大量硬件资源。

(3)灵活地运用CORDIC算法的双曲向量模式实现多载波的恒定包络调制。

(4)利用中频调制技术，通过简单的符号变换实现中频上变频处理。去除了复杂的数控振荡器(NCO)产生模块和混频模块，节约了大量硬件资源。

附图说明

图1是本发明多载波信号恒定包络调制方法的结构框图；

图2是CORDIC算法圆周旋转模式的结构框图；

图3是雷达基带信号产生模块结构框图；

图4是通信基带信号产生模块结构框图；

图5是雷达基带信号和通信基带信号子载波调制模块结构框图；

图6是CORDIC算法双曲向量模式的结构框图；

图7是恒定包络中频调制技术结构框图；

图8是数模转换模块的结构框图；

图9是雷达信号时域波形和频谱图；

图10是通信信号时域波形和频谱图；

图11是通信信号经过滤波器后的时域波形和频谱图；

图12为未经恒定包络中频调制技术的合成雷达和通信信号的时域波形和频域波形图；

图13是采用恒定包络调制技术输出的中频信号的时域波形和单边带调制的信号频域波形图。

具体实施方式

如图1-图13所示，一种多载波信号恒定包络调制方法，包括以下几个步骤：

步骤1、分四相产生基带线性调频信号的同向分量和正向分量，具体包括：

(1a)分四相产生基带线性调频信号的相位；

(1b)将基带线性调频信号四相相位转换为幅度，生成基带线性调频信号的同向分量和正交分量；

步骤2、对雷达信号进行子载波调制，具体包括：

(2a)分四相产生雷达子载波的相位；

(2b)用产生的四相子载波相位将产生的四相基带线性调频信号调制到雷达子载波频率上；

步骤3、对通信信号进行子载波调制，具体包括：

(3a)对通信码元信号进行映射，串并转换和码变换,并将变换后的信号升余弦滤波后输出通信基带信号的同相分量和正交分量；

(3b)将通信的基带信号调制到通信的子载波频率上；

步骤4、合并雷达信号和通信信号，实现合并信号的恒包络调制，具体包括：

(4a)将雷达信号和通信信号合并，并做归一化处理；

(4b)对合并后的信号同向分量和正交分量进行幅度相位转换，生成4路中频信号；

步骤5、数模转换，具体包括：

(5a)对4路中频信号进行两倍的数据率转换变成两路信号送至数模转换模块；

(5b)对步骤(5a)中数模转换模块收到的信号进行带通滤波，输出恒定包络的4路模拟中频信号。

步骤6、功率放大和信号恢复，具体包括：

(6a)将步骤(5a)中输出的四路模拟中频信号混频到射频，进行功率放大；

(6b)将四路功率放大后的信号重新合成，输出功率放大的雷达和通信信号合并后的信号。

进一步的，所述步骤(1a)分四项产生基带线性调频信号的相位具体为：

首先，将基带线性调频信号的同向分量和正交分量用公式(1)来表示，

rb_i(n)＝cos(πμnT_s ²-πBnT_s)

(1)

rb_q(n)＝sin(πμnT_s ²-πBnT_s)

其中，rb_i(n)为基带线性调频信号的同向分量，rb_q(n)基带线性调频信号的正交分量，为基带线性调频信号的调频斜率，T为基带线性调频信号的脉冲宽度，B为基带线性调频信号的带宽，为基带线性调频信号的采样频率，T_s为信号的采样周期，n代表信号的第n个采样时刻；

再将基带线性调频信号的同向分量和正交分量分四项用式(2)来表示，

rb_i(4m+n′)＝cos(πμ((4m+n′)T_s)²-πB(4m+n′)T_s)

(2)

rb_q(4m+n′)＝sin(πμ((4m+n′)T_s)²-πB(4m+n′)T_s)

其中,rb_i(4m+n′)为分四相表示的基带线性调频信号的同向分量，rb_q(4m+n′)为分四相表示的基带线性调频信号的正交分量n′＝0,1,2,3分别代表信号的第一、二、三、四相；

然后将调频斜率控制字k_fn′送第一级累加器，累加输出与频率控制字k_cn′送第二级累加器，累加输出与固定相位控制字相加输出基带线性调频信号的四相相位；

其中，四相信号的频率控制字k_cn′、调频斜率控制字k_fn′和初始相位控制字的计算公式为：

$k_{{\mathrm{cn}}^{\′}}=\frac{n^{\′}{\mathrm{\μT}}_s-2B}{f_s}\·2^N$

$k_{{\mathrm{fn}}^{\′}}=\frac{16\mathrm{\μ}}{f_s\·f_s}\·2^N---\left(3\right)$

其中，N为相位量化位数，μ为调频信号的调频斜率。

进一步的，所述步骤(1b)将基带线性调频信号四相相位转换为幅度，生成基带线性调频型号的同向分量和正交分量具体为：将产生的四相基带线性调频信号的相位送给CORDIC模块，CORDIC模块采用圆周旋转模式，同时输出信号的同相分量和正交分量。

进一步的，所述步骤(2a)分四相产生雷达子载波相位具体为：

令雷达子载波频率为f_i，将频率控制字送累加器，累加输出与固定相位控制字相加输出最终相位，频率控制字k_n′和固定相位控制字的计算公式如下：

$k_{n^{\′}}=\frac{4f_i}{f_s}\·2^N$

(4)。

进一步的，所述步骤(2b)中，用产生的四相子载波相位将产生的四相雷达基带线性调频信号调制到雷达子载波频率上具体为：

将每相雷达子载波相位与每相雷达基带线性调频信号的同相分量和正交分量送CORDIC模块，CORDIC模块采用圆周旋转模式，四相四个CORDIC模块实现雷达子载波调制，调制后输出雷达信号：

r_i(4m+n′)为雷达基带线性调频信号的同向分量经过雷达子载波调制后输出的雷达信号、r_q(4m+n′)为雷达基带线性调频信号的正交分量经过雷达子载波调制后输出的雷达信号，其中m代表四相处理的第m个采样时刻。

进一步的，所述步骤(3a)所述的对通信码元信号进行映射，串并转换和码变换,并将变换后的信号升余弦滤波后输出通信基带信号的同相分量和正交分量具体为：

对通信码元信号进行正交差分相移键控星座图映射，通过串并转换将一路信号转换为两路信号输出，通过码变换将绝对码转换为相对码，将码变换后的信号经过升余弦滤波器输出两路码元信号cb_i(4m+n′)、cb_q(4m+n′)，分别作为通信基带信号的同相分量和正交分量。

进一步的，所述步骤(3b)将通信基带信号调制到通信子载波频率上具体为：

将通信基带信号的同向分量和正交分量以及每相的子载波相位送到CORDIC模块，进行通信基带信号同相分量和正交分量的QDPSK调制，调制后输出的通信信号为：

c_i(4m+n′)

＝cos(2πf_q(4m+n′)T_s)cb_i(4m+n′)-sin(2πf_q(4m+n′)T_s)cb_q(4m+n′)

＝cos(2πf_q(4m+n′)T_s)cos(θ_k)-sin(2πf_q(4m+n′)T_s)sin(θ_k)

＝cos(2πf_q(4m+n′)T_s+θ_k)

(6)

c_q(4m+n′)

＝sin(2πf_q(4m+n′)T_s)cb_i(4m+n′)+cos(2πf_q(4m+n′)T_s)cb_q(4m+n′)

＝sin(2πf_q(4m+n′)T_s)cos(θ_k)+cos(2πf_q(4m+n′)T_s)sin(θ_k)

＝sin(2πf_q(4m+n′)T_s+θ_k)

其中，c_i(4m+n′)调制后的通信信号同向分量，c_q(4m+n′)为调制后的通信信号正交分量；f_q为通信子载波频率，θ_k为调制后信号的初始相位。

进一步的，所述步骤(4a)将雷达信号和通信信号合并，并做归一化处理具体为：将雷达信号和通信信号的I路和Q路四相信号分别相加，并做归一化处理，输出合并信号的同相分量s_i(4m+n′)和正交分量s_q(4m+n′)，其中，

更进一步的，所述步骤(4b)对合并后的信号同向分量和正交分量进行幅度相位转换，生成4路中频信号具体为：

对合成后的信号的同向分量s_i(4m+n′)和正交分量s_q(4m+n′)进行幅度相位转换，输出同向分量转换后的相位p_i(4m+n′)和正交分量转换后的相位

p_q(4m+n′)，产生4路中频信号I_1(4m+n′)、I_2(4m+n′)、Q_1(4m+n′)和Q_2(4m+n′)；

p_i(4m+n′)＝cos^-1(s_i(4m+n′))

(8)

p_q(4m+n′)＝cos^-1(s_q(4m+n′))

I_1(4m+n′)＝cos(2πf₀(4m+n′)T_s+p_i(4m+n′))

I_2(4m+n′)＝cos(2πf₀(4m+n′)T_s-p_i(4m+n′))

(9)

Q_1(4m+n′)＝sin(2πf₀(4m+n′)T_s+p_q(4m+n′))

Q_2(4m+n′)＝sin(2πf₀(4m+n′)T_s-p_q(4m+n′))

根据中频采样定理，把采样频率带入式(9)得到：

I_1(4m)＝cos(p_i(4m))＝s_i(4m)

$I\_1(4m+1)=sin(p\_i(4m+1\left)\right)=\sqrt{1-{(s\_i(4m+1\left)\right)}^2}$

I_1(4m+2)＝-cos(p_i(4m+2))＝-s_i(4m+2)

$I\_1(4m+3)=-\sin (p\_i(4m+3\left)\right)=-\sqrt{1-{(s\_i(4m+3\left)\right)}^2}$

(10)

I_2(4m)＝cos(p_i(4m))＝s_i(4m)

$I\_2(4m+1)=sin(p\_i(4m+1\left)\right)=-\sqrt{1-{(s\_i(4m+1\left)\right)}^2}$

I_2(4m+2)＝-cos(p_i(4m+2))＝-s_i(4m+2)

$I\_2(4m+3)=-sin(p\_i(4m+3\left)\right)=\sqrt{1-{(s\_i(4m+3\left)\right)}^2}$

$Q\_1\left(4m\right)=sin(p\_q(4m\left)\right)=\sqrt{1-{(s\_q(4m\left)\right)}^2}$

Q_1(4m+1)＝-cos(p_q(4m+1))＝-s_q(4m+1)

$Q\_1(4m+2)=-sin(p\_q(4m+2\left)\right)=-\sqrt{1-{(s\_q(4m+2\left)\right)}^2}$

Q_1(4m+3)＝cos(p_q(4m+3))＝s_q(4m+3)

(11)

$Q\_2\left(4m\right)=sin(p\_q(4m\left)\right)=-\sqrt{1-{(s\_q(4m\left)\right)}^2}$

Q_2(4m+1)＝-cos(p_q(4m+1))＝-s_q(4m+1)

$Q\_2(4m+2)=-\sin (p\_q(4m+2\left)\right)=\sqrt{1-{(s\_q(4m+2\left)\right)}^2}$

Q_2(4m+3)＝cos(p_q(4m+3))＝s_q(4m+3)

由上所述，要产生最终的四路中频信号，我们只需要对产生的信号K(bcos(z)+asin(z))和a，进行一些数学运算，就可以产生最终的4路恒定包络中频信号的采样序列，避免了求相位的过程。

本发明在alter公司的EP4SGX230KF4IFPGA芯片和AD公司的AD9739A数模转换芯片上实现。EP4SGX230KF4I是一款高速FPGA芯片，最大工作时钟频率可以达到600MHz以上，内部资源丰富。AD9739A是一款高速数模转换芯片，输入数据位数是14位，最高工作时钟频率可达2.5GHz，能够很好地满足高速信号数模转换的要求。AD9739A芯片具有2个输入通道，可以采用双倍数据率读入数据，这种结构满足了FPGA中数据多路输出的要求，有效地降低了FPGA的工作频率。这里以产生带宽范围600MHz、中频1200MHz的宽带多载波信号为例，带宽内分30个通道，每个通道带宽20MHz。雷达基带信号带宽为10MHz，时宽为20us，重复周期为200us，雷达信号调制到频率为290MHz的子载波上。通信基带信号码元长度0.08us，码元个数250个，分成两路后，每路码元长度变为0.16us，码元个数125个，采用QDPSK调制，通信信号调制到频率为-290MHz的子载波上。上变频到中频后，雷达信号对应的子载波频率为1490MHz，通信信号对应的子载波频率为910MHz。

下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步详细描述：

图1所示为多载波信号恒定包络调制结构框图，主要由雷达基带信号产生模块，通信基带信号产生模块，子载波调制模块，数字上变频模块、数模转换模块以及数模转换模块后面的混频模块、功率放大模块和单边带调制模块组成。前4个模块在FPGA上面以时钟400MHZ的频率实现，数模转换模块在DAC芯片上实现，DAC芯片由FPGA实时控制。时钟由1600MHZ高品质晶振提供。

雷达基带信号产生模块包括雷达基带线性调频信号相位产生模块和CORDIC圆周旋转模块。CORDIC圆周旋转模块如图2所示，该模块实现输入a,b,z，输出K(acos(z)-bsin(z))，K(bcos(z)+asin(z))的功能，K≈1.6074，K为伸缩因子，令b＝0就可以实现相位z的同相输出cos(z)和正交输出sin(z)。雷达基带线性调频信号同相分量和正交分量产生模块如图3所示，调频斜率控制字k_fn′送第一级累加器，累加输出与频率控制字k_cn′送第二级累加器，累加输出与固定相位控制字相加输出基带线性调频信号的四相相位根据步骤一可以计算出基带线性调频信号的四相相位的控制字，如表1所示：

表1雷达基带信号频率控制字、调频控制字和固定相位控制字

	频率控制字	调频控制字	固定相位控制字
				第一相	24’hFCCCCC	24’h000034	24’h000000

第二相	24’hFCCCD9	24’h000034	24’hFF3334
				第三相	24’hFCCCE7	24’h000034	24’hFE666C
第四相	24’hFCCCF4	24’h000034	24’hFD99A8

按照图3所示输入四相控制字就可以输出四相相位将送CORDIC圆周旋转模块，令b＝0,就可以输出四相雷达基带线性调频信号的同相分量和正交分量其中，a、b、z为输入参数。

对同相分量和正交分量进行子载波调制，雷达子载波调制如图5上半部分所示，根据步骤二可以求出产生子雷达载波相位和通信子载波相位的控制字，如表2所示：

表2子载波信号的频率控制字和固定相位控制字

令z＝2πf_i(4m+n′)T_s，z＝2πf_i(4m+n′)T_s为四相雷达子载波相位。输出雷达子载波调制后信号的同相分量r_i(4m+n′)和正交分量r_q(4m+n′)。

按照步骤三产生通信基带信号以及实现通信基带信号的子载波调制。通信基带信号产生模块如图4所示，在12.5MHZ时钟下，输入通信码元信号，该时钟可由400MHZ系统时钟32分频得到。串并转换模块把输入通信信号转变为两路并行输出，这里用移位寄存器实现码元的串并转换，此时每两个时钟输出一对码元，码元长度变为原来的两倍。码元变换模块，实现绝对码到相对码的转换，这里用状态机实现。采用QDPSK而不是QPSK，是为了防止解调过程出现“反向工作”现象。为了满足奈奎斯特第一准则，实现无码间串扰传输，需要对码元信号进行低通滤波。由于理想低通特性物理不可实现，这里用升余弦滤波器，实现码元信号的低通滤波。在FPGA中实现升余弦滤波器，直接调用FIRIP核，配置相应的滤波器系数，滤波器系数计算可以使用matlab滤波器设计工具FDAtool。输出通信基带信号同相分量和正交分量

对通信基带信号同相分量和正交分量进行通信子载波调制，通信子载波调制如图5下半部分所示，四相通信子载波相位控制字如表2所示，令 $a=\frac{cb\_i(4m+n^{\′})}{K},b=\frac{cb\_q(4m+n^{\′})}{K},$ z＝2πf_q(4m+n′)T_s，z＝2πf_q(4m+n′)T_s为四相通信子载波相位。输出通信子载波调制后信号的同相分量c_i(4m+n′)和正交分量c_q(4m+n′)。

将雷达信号和通信信号同相分量相加输出，对输出结果截位输出合成信号的同相分量s_i(4m+n′)；将雷达信号和通信信号正交分量相加输出，对输出结果截位输出合成信号的正交分量s_q(4m+n′)。

根据步骤四、五对合成信号同相分量和正交分量进行幅度相位转换，生成四路中频信号，中频信号送数模转换模块，输出经带通滤波器输出模拟中频信号I_1(t)，这里以其中一路中频信号为例，其他三路产生原理一样。

根据式(10)，要产生信号I_1(t)，取雷达和通信合并输出同相分量s_i(4m+n′)，需要利用CORDIC双曲向量模式实现

的功能，CORDIC双曲向量模式实现结构框图如图6所示。实现输入x,y，输出的功能，K^*≈0.82816。只需令x＝1，即可实现的功能。为了使四路信号同时输出以及四路增益相同，利用CORDIC圆周旋转模式实现输入s_i(4m)、s_i(4m+2)输出K^*·s_i(4m)、K^*·s_i(4m+2)的功能。中频信号I_1(t)具体实现框图如图7所示。

n′＝0时，此时采用CORDIC圆周旋转模式，此时a,b,z三个参数设置为：

a＝s_i(4m)，b＝0，

n′＝1时，此时采用CORDIC双曲向量模式，此时x,y2个参数设置为：

x＝1，y＝s_i(4m+1)；

n′＝2时，此时采用CORDIC圆周旋转模式，此时a,b,z三个参数设置为：

a＝s_i(4m+2)，b＝0，

n′＝3时，此时采用CORDIC双曲向量模式，此时x,y2个参数设置为：

x＝1，y＝s_i(4m+3)；数模转换模块将数字信号转换为模拟信号输出，实现框图如图8所示。首先对数字中频信号I_1(4m+n′)输出4路信号进行双倍数据率转换，原理就是利用时钟的上升沿和下降沿同时传输数据，具体实现直接调用IP核ALTDDIO_OUT就可以实现双倍数据率传输。FPGA采用差分方式将数据送入AD9739A，这里只要把信号输出端口配置到差分引脚就可以实现信号的差分输出。FPGA芯片向DAC芯片输入一个400MHz的时钟DCI，DAC芯片的工作时钟为1600MHz，这个时钟由外部晶振产生。DAC内部经过分频向FPGA输出一个400MHz的时钟DCO。AD9739A输出经低通滤波器输出t时刻的模拟中频信号I_1(t)，同理可以产生信号I_2(t)、Q_1(t)、Q_2(t)，其中t表示时刻。

根据步骤六，将四路模拟中频输出I_1(t)、I_2(t)、Q_1(t)、Q_2(t)混频至射频，功率放大后，合并输出功率放大后的雷达与通信合成信号。如图1所示，cos(2πf_RFt)为射频信号，f_RF为射频频率，功率放大器增益为G，则混频放大后输出四路模拟射频信号G·cos(2πf_RFt)I_1(t)、G·cos(2πf_RFt)I_2(t)、G·cos(2πf_RFt)Q_1(t)、G·cos(2πf_RFt)Q_2(t)，对信号G·cos(2πf_RFt)I_1(t)和G·cos(2πf_RFt)I_2(t)合并输出信号G·cos(2πf_RFt)I(t)；对信号G·cos(2πf_RFt)Q_1(t)和G·cos(2πf_RFt)Q_2(t)合并输出信号G·cos(2πf_RFt)Q(t)，信号G·cos(2πf_RFt)I(t)和G·cos(2πf_RFt)Q(t)再次合并，输出最终所需要的信号G·S(t)。另外由于混频器和功率放大器特性的不理想，会造成4路输出信号的幅度相位的不一致，影响最终输出信号的质量。对于幅度相位的补偿，我们可以在前面基带信号产生模块附加增益控制和初始相位的控制。

下面是各个模块输出信号MATALB仿真图形。

图9为雷达基带信号的MATLAB仿真的时域和频域波形。

图10为通信基带信号的MATLAB仿真的时域和频域波形。

图11为通信基带信号经过滤波器后的MATLAB仿真的时域和频域波形

图12为未经恒定包络中频调制技术的合成雷达和通信信号的时域波形和频域波形，是将s_i(4m),s_q(4m+1),-s_i(4m+2),-s_q(4m+3)四路信号直接送入DA产生的信号，此方法只需一路DA，显然时域上不是恒定包络信号，需要线性功率放大器放大，影响雷达、通信、电子干扰集成系统的效率。

图13为本发明产生的恒定包络多载波中频信号I_1(t)，波形在时域上是恒包络，可以采用饱和类功率放大器放大。频域波形是信号I_1(t)、I_2(t)、Q_1(t)、Q_2(t)经过合并输出的信号的频谱。

本发明中涉及的未说明部分与现有技术相同或采用现有技术加以实现，本发明已经在FPGA(EP4SGX230)及AD9739A的硬件平台上进行了验证。

以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和优点，本行业的技术人员应该了解，上述实施例不以任何形式限制本发明，凡采用等同替换或等效变换的方式所获得的技术方案，均落在本发明的保护范围内。

Claims (8)

1.一种多载波信号恒定包络调制方法，其特征在于包括以下几个步骤：

步骤1、分四相产生基带线性调频信号的同向分量和正向分量，具体包括：

(1a)分四相产生基带线性调频信号的相位；

(1b)将基带线性调频信号四相相位转换为幅度，生成基带线性调频信号的同向分量和正交分量；

步骤2、对雷达信号进行子载波调制，具体包括：

(2a)分四相产生雷达子载波的相位；

(2b)用产生的四相子载波相位将产生的四相基带线性调频信号调制到雷达子载波频率上；

步骤3、对通信信号进行子载波调制，具体包括：

(3a)对通信码元信号进行映射，串并转换和码变换,并将变换后的信号升余弦滤波后输出通信基带信号的同相分量和正交分量；

(3b)将通信的基带信号调制到通信的子载波频率上；

步骤4、合并雷达信号和通信信号，实现合并信号的恒包络调制，具体包括：

(4a)将雷达信号和通信信号合并，并做归一化处理；

(4b)对合并后的信号同向分量和正交分量进行幅度相位转换，生成4路中频信号；步骤5、数模转换，具体包括：

(5a)对4路中频信号进行两倍的数据率转换变成两路信号送至数模转换模块；

(5b)对步骤(5a)中数模转换模块收到的信号进行带通滤波，输出恒定包络的4路模拟中频信号。

步骤6、功率放大和信号恢复，具体包括：

(6a)将步骤(5a)中输出的四路模拟中频信号混频到射频，进行功率放大；

(6b)将四路功率放大后的信号重新合成，输出功率放大的雷达和通信信号合并后的信号。

2.根据权利要求1所述的一种多载波信号恒定包络调制方法，其特征在于：所述步骤(1a)分四项产生基带线性调频信号的相位具体为：

首先，将基带线性调频信号的同向分量和正交分量用公式(1)来表示，

$\begin{array}{c}rb\_i\left(n\right)=\cos ({{\mathrm{\π\μnT}}_s}^2-{\mathrm{\πBnT}}_s)\\ rb\_q\left(n\right)=\sin ({{\mathrm{\π\μnT}}_s}^2-{\mathrm{\πBnT}}_s)\end{array}---\left(1\right)$

其中，rb_i(n)为基带线性调频信号的同向分量_，rb_q(n)基带线性调频信号的正交分量，为基带线性调频信号的调频斜率，T为基带线性调频信号的脉冲宽度，B为基带线性调频信号的带宽，为基带线性调频信号的采样频率，T_s为信号的采样周期，n代表信号的第n个采样时刻；

再将基带线性调频信号的同向分量和正交分量分四项用式(2)来表示，

$\begin{array}{c}rb\_i(4m+n^{\′})=cos(\mathrm{\π}\mathrm{\μ}{\left(\right(4m+n^{\′}\left)T_s\right)}^2-\mathrm{\π}B(4m+n^{\′})T_s)\\ rb\_q(4m+n^{\′})=\sin (\mathrm{\π}\mathrm{\μ}{\left(\right(4m+n^{\′}\left)T_s\right)}^2-\mathrm{\π}B(4m+n^{\′})T_s)\end{array}---\left(2\right)$

其中,rb_i(4m+n′)为分四相表示的基带线性调频信号的同向分量，rb_q(4m+n′)为分四相表示的基带线性调频信号的正交分量n′＝0,1,2,3分别代表信号的第一、二、三、四相；

然后将调频斜率控制字k_fn′送第一级累加器，累加输出与频率控制字k_cn′送第二级累加器，累加输出与固定相位控制字相加输出基带线性调频信号的四相相位；

其中，四相信号的频率控制字k_cn′、调频斜率控制字k_fn′和初始相位控制字的计算公式为：

$k_{{\mathrm{cn}}^{\′}}=\frac{n^{\′}\mathrm{\μ}{T}_s-2B}{f_s}\·2^N$

$k_{{\mathrm{fn}}^{\′}}=\frac{16\mathrm{\μ}}{f_s\·f_s}\·2^N---\left(3\right)$

其中，N为相位量化位数，μ为调频信号的调频斜率。

3.根据权利要求3所述的一种多载波信号恒定包络调制方法，其特征在于：所述步骤(1b)将基带线性调频信号四相相位转换为幅度，生成基带线性调频型号的同向分量和正交分量具体为：将产生的四相基带线性调频信号的相位送给CORDIC模块，CORDIC模块采用圆周旋转模式，同时输出信号的同相分量和正交分量。

4.根据权利要求1所述的一种多载波信号恒定包络调制方法，其特征在于，所述步骤(2a)分四相产生雷达子载波相位具体为：

令雷达子载波频率为f_i，将频率控制字送累加器，累加输出与固定相位控制字相加输出最终相位，频率控制字k_n′和固定相位控制字的计算公式如下：

5.根据权利要求1所述的一种多载波信号恒定包络调制方法，其特征在于：所述步骤(2b)中，用产生的四相子载波相位将产生的四相雷达基带线性调频信号调制到雷达子载波频率上具体为：

将每相雷达子载波相位与每相雷达基带线性调频信号的同相分量和正交分量送CORDIC模块，CORDIC模块采用圆周旋转模式，四相四个CORDIC模块实现雷达子载波调制，调制后输出雷达信号：

r_i(4m+n′)为雷达基带线性调频信号的同向分量经过雷达子载波调制后输出的雷达信号、r_q(4m+n′)为雷达基带线性调频信号的正交分量经过雷达子载波调制后输出的雷达信号，其中m代表四相处理的第m个采样时刻。

6.根据权利要求1所述的一种多载波信号恒定包络调制方法，其特征在于：所述步骤(3a)所述的对通信码元信号进行映射，串并转换和码变换,并将变换后的信号升余弦滤波后输出通信基带信号的同相分量和正交分量具体为：

对通信码元信号进行正交差分相移键控星座图映射，通过串并转换将一路信号转换为两路信号输出，通过码变换将绝对码转换为相对码，将码变换后的信号经过升余弦滤波器输出两路码元信号cb_i(4m+n′)、cb_q(4m+n′)，分别作为通信基带信号的同相分量和正交分量。

7.根据权利要求1所述的一种多载波信号恒定包络调制方法，其特征在于，所述步骤(3b)将通信基带信号调制到通信子载波频率上具体为：

将通信基带信号的同向分量和正交分量以及每相的子载波相位送到CORDIC模块，进行通信基带信号同相分量和正交分量的QDPSK调制，调制后输出的通信信号为：

$\begin{array}{c}c\_i(4m+n^{\′})\\ =\cos \left(2{\mathrm{\πf}}_p\right(4m+n^{\′})T_s)cb\_i(4m+n^{\′})-\sin \left(2{\mathrm{\πf}}_q\right(4m+n^{\′})T_s)cb\_q(4m+n^{\′})\\ =\cos \left(2{\mathrm{\πf}}_p\right(4m+n^{\′})T_s)\cos \left({\mathrm{\θ}}_k\right)-\sin \left(2{\mathrm{\πf}}_q\right(4m+n^{\′})T_s)\sin \left({\mathrm{\θ}}_k\right)\\ =\cos \left(2{\mathrm{\πf}}_p\right(4m+n^{\′})T_s+{\mathrm{\θ}}_k)\\ c\_q(4m+n^{\′})\\ =\sin \left(2{\mathrm{\πf}}_q\right(4m+n^{\′})T_s)cb\_i(4m+n^{\′})+\cos \left(2{\mathrm{\πf}}_q\right(4m+n^{\′})T_s)cb\_q(4m+n^{\′})\\ =\sin \left(2{\mathrm{\πf}}_q\right(4m+n^{\′})T_s)\cos \left({\mathrm{\θ}}_k\right)+\cos \left(2{\mathrm{\πf}}_q\right(4m+n^{\′})T_s)\sin \left({\mathrm{\θ}}_k\right)\\ =\sin \left(2{\mathrm{\πf}}_q\right(4m+n^{\′})T_s+{\mathrm{\θ}}_k)\end{array}---\left(6\right)$

其中，c_i(4m+n′)调制后的通信信号同向分量，c_q(4m+n′)为调制后的通信信号正交分量；f_q为通信子载波频率，θ_k为调制后信号的初始相位。

8.根据权利要求1所述的一种多载波信号恒定包络调制方法，其特征在于，所述步骤(4a)将雷达信号和通信信号合并，并做归一化处理具体为：

将雷达信号和通信信号的I路和Q路四相信号分别相加，并做归一化处理，输出合并信号的同相分量s_i(4m+n′)和正交分量s_q(4m+n′)，其中，