CN105391371B - 基于六个功率开关管的两相三电平逆变驱动电路 - Google Patents

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Abstract

基于六个功率开关管的两相三电平逆变驱动电路，涉及两相致动器的驱动技术领域。本发明是为了解决现有逆变拓扑结构所设计出的超声电机驱动电路的损耗高、体积大、可靠性差，限制了超声电机系统的应用的问题。本发明每个MOS管的漏极与源极间接有续流二极管，一号MOS管的漏极、三号MOS管的漏极和五号MOS管的漏极相连，作为直流母线正极，二号MOS管的源极、四号MOS管的源极和六号MOS管的源极相连，作为直流母线负极，一号与二号MOS管的漏极相连，作为第一电压输出端，三号与四号MOS管的漏极相连，作为公共地输出端，五号与六号MOS管的漏极相连，作为第二电压输出端。它用于多种两相超声/电磁电机驱动电路设计中。

Description

基于六个功率开关管的两相三电平逆变驱动电路
技术领域
本发明涉及两相致动器的驱动技术，更具体地说，涉及用于控制两相超声/电磁电机的逆变电路及控制方法；本发明的方案特别适用于对两相超声/电磁电机驱动电路的优化设计中。
背景技术
传统的电机驱动技术大多针对的是电磁电机而研究的，但随着一种新型的两相致动器——超声电机的出现及范围应用的扩大，现有技术中所存在的问题在超声电机系统中的应用日益突出。
两相超声电机是一种新型的两相致动器，与传统的两相电磁电机相比，从驱动电路设计角度分析，二者最主要的区别在于所需驱动信号存在一定差异：虽然二者工作过程中都需要外部施加两相交变电压，但为了使得超声电机得以正常工作，超声电机所需的电压频率通常较高，一般在20kHz以上，远远高于电磁电机的正常工作频率，与此同时，超声电机所需电压幅值也较大，电压幅值一般需要300Vpp甚至更高。当直接应用成熟的电磁电机驱动方案时，逆变电路中所需的功率开关管应同时具有较高的耐压及开关速度指标，这会极大增加电路设计成本，当需要更大幅值的输出电压时，现有的功率开关管甚至都无法满足这一要求。因此，在现有的超声电机驱动方案中常使用高频变压器，以降低驱动电路对功率开关管耐压能力的要求。然而，高频变压器的使用将会极大增加驱动电路成本、复杂程度、体积及发生故障的可能性，一定程度上限制了超声电机系统的应用。
另一方面，在应用现有的开关型逆变拓扑结构时也存在一定问题。现有的开关型逆变电路的拓扑结构可分为推挽型、半桥式及全桥式三种基本类型。推挽型及半桥式两相逆变电路具有母线电压利用率低等缺点，因此，导致驱动器的能量传输效率受限；即使无需放大输出电压，推挽型逆变电路为了输出双极性交变电压，仍需要额外使用高频变压器，这将会较大程度地制约驱动电路性能的提升；由于需要使用八个功率开关管，使得全桥式两相逆变电路具有开关损耗大、可靠性低等缺点。因此，应用现有逆变拓扑结构时，一方面，随着工作频率的升高，功率开关管的开关损耗将随之增长，进而驱动器的能量传输效率也将随之降低；另一方面，由于包括开关管及高频变压器在内的器件的数量的增多，将使得驱动器发生故障的可能性增大。
综上所述，高频变压器的使用及较高的开关损耗共同制约着超声电机驱动电路性能的提升，进而在一定程度上限制了超声电机系统的应用。
发明内容
本发明是为了解决现有逆变拓扑结构所设计出的超声电机驱动电路的损耗高、体积大、可靠性差，限制了超声电机系统的应用的问题。现提供基于六个功率开关管的两相三电平逆变驱动电路。
基于六个功率开关管的两相三电平逆变驱动电路，由六个功率开关管所组成的两相三电平逆变电路包括一号MOS管、二号MOS、三号MOS、四号MOS管、五号MOS管和六号MOS管，
每个MOS管的漏极与源极间接有续流二极管，
一号MOS管的漏极、三号MOS管的漏极和五号MOS管的漏极相连，作为两相三电平逆变电路的直流母线正极，
二号MOS管的源极、四号MOS管的源极和六号MOS管的源极相连，作为两相三电平逆变电路的直流母线负极，
一号MOS管的源极与二号MOS管的漏极相连，作为两相三电平逆变电路的第一电压输出端，
三号MOS管的源极与四号MOS管的漏极相连，作为两相三电平逆变电路的公共地输出端，
五号MOS管的源极与六号MOS管的漏极相连，作为两相三电平逆变电路的第二电压输出端，
所述两相三电平逆变电路的第一电压输出端和两相三电平逆变电路的公共地输出端之间的电压作为电磁电机的一相电压，
所述两相三电平逆变电路的第二电压输出端和两相三电平逆变电路的公共地输出端之间的电压作为电磁电机的另一相电压。
基于六个功率开关管的两相三电平逆变驱动电路，由六个功率开关管所组成的两相三电平逆变电路包括一号IGBT管、二号IGBT管、三号IGBT管、四号IGBT管、五号IGBT管和六号IGBT管，
每个IGBT管的集电极与发射极间接有续流二极管，
一号IGBT管的集电极、三号IGBT管的集电极和五号IGBT管的集电极相连，作为两相三电平逆变电路的直流母线正极，
二号IGBT管的发射极、四号IGBT管的发射极和六号IGBT管的发射极相连，作为两相三电平逆变电路的直流母线负极，
一号IGBT管的发射极与二号IGBT管的发射极相连，作为两相三电平逆变电路的第一电压输出端，
三号IGBT管的发射极与四号IGBT管的集电极相连，作为两相三电平逆变电路的公共地输出端，
五号IGBT管的发射极与六号IGBT管的集电极相连，作为两相三电平逆变电路的第二电压输出端，
所述两相三电平逆变电路的第一电压输出端和两相三电平逆变电路的公共地输出端之间的电压作为电磁电机的一相电压，
所述两相三电平逆变电路的第二电压输出端和两相三电平逆变电路的公共地输出端之间的电压作为电磁电机的另一相电压。
根据基于六个功率开关管的两相三电平逆变驱动电路，它还包括匹配电路，
匹配电路包括二号电感LA和三号电感LB，
两相三电平逆变电路的第一电压输出端连接二号电感LA的一端，二号电感LA的另一端作为匹配电路的第一电压输出端，
两相三电平逆变电路的公共地输出端作为匹配电路的公共地输出端，
两相三电平逆变电路的第二电压输出端连接三号电感LB的一端，三号电感LB的另一端作为匹配电路的第二电压输出端。
所述匹配电路的第一电压输出端和匹配电路的公共地输出端之间的电压作为超声致动器或超声换能器的一相电压，
所述匹配电路的第二电压输出端和匹配电路的公共地输出端之间的电压作为超声致动器或超声换能器的另一相信号。
根据基于六个功率开关管的两相三电平逆变驱动电路，它还包括电池，
电池正极与两相三电平逆变电路的直流母线正极相连，
电池负极与两相三电平逆变电路的直流母线负极相连。
根据基于六个功率开关管的两相三电平逆变驱动电路，它还包括整流电路，
整流电路的正极输入端和负极输入端均与电网连接，
整流电路的正极输出端与两相三电平逆变电路的直流母线正极相连，
整流电路的负极输出端与两相三电平逆变电路的直流母线负极相连。
根据基于六个功率开关管的两相三电平逆变驱动电路，它还包括整流电路和调压电路，
整流电路的正极输出端连接调压电路的正极输入端，
整流电路的负极输出端连接调压电路的负极输入端，
调压电路正极输出端同时连接一号功率开关管的集电极、三号功率开关管的集电极和五号功率开关管的集电极，
调压电路的负极输出端同时连接二号功率开关管的发射极、四号功率开关管的发射极和六号功率开关管的发射极。
本发明的有益效果为：采用了新型的两相三电平逆变拓扑结构，该两相三电平逆变拓扑结构的上桥臂连接的功率开关管的开关状态与下桥臂连接的对应的功率开关管的开关状态完全互反，即S1与S2、S3与S4及S5与S6的开关状态分别互反、每个功率开关管在每个逆变周期内有且仅有一次开通，并且有且仅有一次关断，并且从图4中可以看出两相三电平逆变电路输出的两相电压的脉宽非恒等，且脉宽和恒等于π，此外，还需限定两相电压相位差恒为90°的控制方法，从而在不增加功率开关管开关次数及不使用高频变压器的前提下，通过控制六个功率开关管实现对两相超声/电磁电机的驱动。与现有的推挽型及半桥式驱动电路相比，母线电压利用率将提高一倍并且不再依赖高频变压器，从而降低了功率开关器件的开关损耗和驱动电源的体积及成本；与全桥式驱动电源相比，功率开关管的数量也由八个下降至了六个，因此开关损耗也将明显降低。并且采用该基于六个功率开关管的两相三电平逆变驱动电路降低了电路的复杂程度，提高电路的可靠性，
基于六个功率开关管的两相三电平逆变驱动电路根据电气特性的不同，接入的电机也不同，当两相三电平逆变电路的两相电压直接与电机连接时，接入的是电磁电机，当两相三电平逆变电路的两相电压通过匹配电路接入电机时，接入的是超声制动器或者超声换能器，同时根据所需的直流母线电压幅值的不同，两相三电平逆变驱动电路可以采用三种供电方式分别为电池供电或者整流电路供电或者整流电路与调压电路组成的电网进行供电；基于六个功率开关管的两相三电平逆变驱动电路不仅仅可以改善超声电机驱动电路性能，同样适用于工作频率较低的电磁电机的驱动电路设计，并且也可在一定程度上优化电磁电机的驱动电路。基于六个功率开关管的两相三电平逆变驱动电路可用于多种两相超声/电磁电机驱动电路设计中，例如旋转型行波超声电机、直线型行波超声电机、纵扭复合型超声电机、两相电磁电机等两相致动器的驱动电路中，具有成本低、体积小、性能稳定、易于实现等优点。
附图说明
图1为具体实施方式一所述的基于六个功率开关管的两相三电平逆变的一种驱动电路的原理示意图；
图2为具体实施方式三所述的基于六个功率开关管的两相三电平逆变的另一种驱动电路的原理示意图；
图3为两相三电平逆变电路的原理示意图；
图4为对图3所示两相三电平逆变驱动电路中两相输出电压进行控制时的波形示意图。
具体实施方式
具体实施方式一：参照图2具体说明本实施方式，本实施方式所述的基于六个功率开关管的两相三电平逆变的一种驱动电路，由六个功率开关管所组成的两相三电平逆变电路103包括一号MOS管S1、二号MOSS2、三号MOSS3、四号MOS管S4、五号MOS管S5和六号MOS管S6，
每个MOS管的漏极与源极间接有续流二极管，
一号MOS管S1的漏极、三号MOS管S3的漏极和五号MOS管S5的漏极相连，作为两相三电平逆变电路103的直流母线正极，
二号MOS管S2的源极、四号MOS管S4的源极和六号MOS管S6的源极相连，作为两相三电平逆变电路103的直流母线负极，
一号MOS管S1的源极与二号MOS管S2的漏极相连，作为两相三电平逆变电路103的第一电压输出端，
三号MOS管S3的源极与四号MOS管S4的漏极相连，作为两相三电平逆变电路103的公共地输出端，
五号MOS管S5的源极与六号MOS管S6的漏极相连，作为两相三电平逆变电路103的第二电压输出端，
所述两相三电平逆变电路103的第一电压输出端和两相三电平逆变电路103的公共地输出端之间的电压作为电磁电机的一相电压，
所述两相三电平逆变电路103的第二电压输出端和两相三电平逆变电路103的公共地输出端之间的电压作为电磁电机的另一相电压。
本实施方式中，两相三电平逆变电路103的六个功率开关管的开关状态与所述的调压电路的两个输出端输出的两个电平V12和V32之间全部可能的关系如表一所示：
表一
表一中VDC表示调压电路的两个信号输出端之间的电压幅值，V12表示三电平电压源逆变电路的第一电压输出端与三电平电压源逆变电路的公共地输出端间的电压，V32表示三电平电压源逆变电路的第二电压输出端与三电平电压源逆变电路的公共地输出端间的电压。
为了防止直流侧短路，开关状态的组合受到了一定的限制。参见本实施方式中表1所示的开关组合，在任意时刻，两相三电平电压源逆变电路可以对负载两端提供两个供电电平，两相三电平电压源逆变电路中的每一输出端电压有3种可能的电压电平：-VDC、0、VDC。这些电平证明，与传统逆变电路相比，该结构具有开关管数量少、不依赖变压器及母线电压利用率高等优势。
本实施方式中，针对图1及图2所示电路，可去除外围元件后，得到如图3所示的电路，将其制成集成电路，即可得到一种用于驱动两相超声/电磁电机的逆变模块。
本实施方式中，从图4可以看出，两相三电平逆变模块输出的两相电压的脉宽非恒等，但脉宽和恒等于π，即αA≠αB且αA+αB＝π。从图4可以看出，两相三电平逆变模块输出的两相电压间相位相差恒定，且均为90°。
一个优选的六个功率开关管的开通及关断逻辑的实施例可表示为：
其中，Ton,i表示第i功率开关管的导通时间，Toff,i表示第i功率开关管的关断时间，T表示输出电压的周期，m为正整数。上述实施例中，由于S1与S2、S3与S4及S5与S6的开关状态分别互反，所以当仅给出S1、S3及S5的开关逻辑，即可依此确定S2、S4及S6的开关逻辑。
由上述实施例可以看出，本发明提出了对两相超声/电磁电机驱动器设计的优化方案。采用两相三电平逆变拓扑结构及相应的控制方法，在不依赖高频变压器且不额外增加单位电学周期内功率开关管开关次数的前提下，既保证了较高的母线电压利用率，也保证了使用较少的功率开关管，从而大幅度降低了驱动电路的开关损耗、体积及复杂程度。这种基于六个功率开关管的两相三电平逆变驱动电路及其控制方法可以在多种超声/电磁电机驱动系统中使用，与现今工业应用的主流驱动电路相比，成本、体积及损耗都将大幅降低。
具体实施方式二：本实施方式所述的基于六个功率开关管的两相三电平逆变的一种驱动电路，由六个功率开关管所组成的两相三电平逆变电路103包括一号IGBT管S1、二号IGBT管S2、三号IGBT管S3、四号IGBT管S4、五号IGBT管S5和六号IGBT管S6，
每个IGBT管的集电极与发射极间接有续流二极管，
一号IGBT管S1的集电极、三号IGBT管S3的集电极和五号IGBT管S5的集电极相连，作为两相三电平逆变电路103的直流母线正极，
二号IGBT管S2的发射极、四号IGBT管S4的发射极和六号IGBT管S6的发射极相连，作为两相三电平逆变电路103的直流母线负极，
一号IGBT管S1的发射极与二号IGBT管S2的发射极相连，作为两相三电平逆变电路103的第一电压输出端，
三号IGBT管S3的发射极与四号IGBT管S4的集电极相连，作为两相三电平逆变电路103的公共地输出端，
五号IGBT管S5的发射极与六号IGBT管S6的集电极相连，作为两相三电平逆变电路103的第二电压输出端，
所述两相三电平逆变电路103的第一电压输出端和两相三电平逆变电路103的公共地输出端之间的电压作为电磁电机的一相电压，
所述两相三电平逆变电路103的第二电压输出端和两相三电平逆变电路103的公共地输出端之间的电压作为电磁电机的另一相电压。
具体实施方式三：本实施方式是对具体实施方式一或具体实施方式二所述的基于六个功率开关管的两相三电平逆变的一种驱动电路作进一步说明，本实施方式中，对六个功率开关管基极处施加的开关控制逻辑：
一号功率开关管S1的开关状态与二号功率开关管S2的开关状态相反，三号功率开关管S3与四号功率开关管S4的开关状态相反，五号功率开关管S5与六号功率开关管S6的开关状态相反，
一号功率开关管S1、二号功率开关管S2、三号功率开关管S3、四号功率开关管S4、五号功率开关管S5和六号功率开关管S6在每个逆变周期内均有且只有一次开通和一次关断。
本实施方式中，从图4可以看出，为了避免由于开关次数的增加而使得开关损耗也相应的增加，所述的图3两相三电平逆变驱动电路中的六个功率开关管，在每个电信号周期内每个开关管有且仅有一次开通，并且有且仅有一次关断，进而可保证在每个逆变周期内，其与现有的全桥式驱动电源中率开关开通及关断次数相同，同时，由于功率开关个数由8个减少为6个，因此，本发明与全桥式驱动电源相比，开关损耗将大幅降低。
本实施方式中，在上述条件的限制下，通过改变一号MOS管S1的导通角即可实现对第一及第二电压输出端输出的电压幅值、频率及相位进行调节。
具体实施方式四：参照图1具体说明本实施方式，本实施方式是对具体实施方式一货具体实施方式二所述的基于六个功率开关管的两相三电平逆变的一种驱动电路作进一步说明，本实施方式中，它还包括匹配电路104，
匹配电路104包括二号电感LA和三号电感LB，
两相三电平逆变电路103的第一电压输出端连接二号电感LA的一端，二号电感LA的另一端作为匹配电路104的第一电压输出端，
两相三电平逆变电路103的公共地输出端作为匹配电路104的公共地输出端，
两相三电平逆变电路103的第二电压输出端连接三号电感LB的一端，三号电感LB的另一端作为匹配电路104的第二电压输出端。
所述匹配电路104的第一电压输出端和匹配电路104的公共地输出端之间的电压作为超声致动器或超声换能器的一相电压，
所述匹配电路104的第二电压输出端和匹配电路104的公共地输出端之间的电压作为超声致动器或超声换能器的另一相信号。
本实施方式中，根据负载电气特性不同时，输出功率电压与电机间的连接方式为直接连接或经由匹配电路与电机连接，
当负载电气特性呈感性或阻性时，两相三电平逆变电路与负载直接连接，此时两相三电平逆变电路连接的是负载电机。
当负载电气特性呈容性时，两相三电平逆变电路与负载之间，通过匹配电路连接，该负载为超声制动器或超声换能器。
具体实施方式五：本实施方式是对具体实施方式一、具体实施方式二或具体实施方式四所述的基于六个功率开关管的两相三电平逆变的另一种驱动电路作进一步说明，本实施方式中，它还包括电池，
电池正极与两相三电平逆变电路103的直流母线正极相连，
电池负极与两相三电平逆变电路103的直流母线负极相连。
具体实施方式六：参照图1具体说明本实施方式，本实施方式是对具体实施方式一、具体实施方式二或具体实施方式四所述的基于六个功率开关管的两相三电平逆变的另一种驱动电路作进一步说明，本实施方式中，它还包括整流电路101，
整流电路101的正极输入端和负极输入端均与电网连接，
整流电路101的正极输出端与两相三电平逆变电路103的直流母线正极相连，
整流电路101的负极输出端与两相三电平逆变电路103的直流母线负极相连。
本实施方式中，具体实施方式一与本实施方式的区别在于，没有降压电路及匹配电路，这是由于驱动电磁电机时，其所需工作频率较低，因而可选择耐压较高的功率开关管，因此无需为了降低开发成本而使用降压电路；并且由于电磁电机电气特性呈感性，而非超声电机的容性，因此也无需为了改善电气特性而使用匹配电路。
具体实施方式七：参照图1具体说明本实施方式，本实施方式是对具体实施方式一或具体实施方式四所述的基于六个功率开关管的两相三电平逆变的另一种驱动电路作进一步说明，本实施方式中，它还包括整流电路101和调压电路102，
整流电路101的正极输出端连接调压电路102的正极输入端，
整流电路101的负极输出端连接调压电路102的负极输入端，
调压电路102的正极输出端同时连接一号功率开关管S1的集电极、三号功率开关管S3的集电极和五号功率开关管S5的集电极，
调压电路102的负极输出端同时连接二号功率开关管S2的发射极、四号功率开关管S4的发射极和六号功率开关管S6的发射极。
本实施方式中，根据所需的直流母线电压的不同，两相三电平逆变电路103使用电池供电或者整流电路101供电或者由整流电路101与调压电路102组成的网络供电。
具体实施方式八：本实施方式是对具体实施方式七所述的基于六个功率开关管的两相三电平逆变的另一种驱动电路作进一步说明，本实施方式中，调压电路102包括功率开关管S0、一号电感L0、电容C0和二极管D0，
整流电路101的正极输出端连接功率开关管S0的发射极，功率开关管S0的集电极同时连接二极管D0的负极和一号电感L0的一端，一号电感L0的另一端与电容C0的一端连接后，作为调压电路102的正极输出端，
整流电路101的负极输出端同时与二极管D0的正极和电容C0的另一端连接后，作为降压电路102的负极输出端。
本实施方式中，通过调节功率开关管S0的基极上所施加的开关控制逻辑，即可实现对降压电路输出电压的控制。
具体实施方式九：本实施方式是对具体实施方式八所述的基于六个功率开关管的两相三电平逆变的另一种驱动电路作进一步说明，本实施方式中，MOS管能够采用IGBT管S0代替，
所述整流电路101的正极输出端连接IGBT管S0的发射极，IGBT管S0的集电极同时连接二极管D0的负极和一号电感L0的一端，一号电感L0的另一端与电容C0的一端连接后，作为调压电路102的正极输出端，
整流电路101的负极输出端同时与二极管D0的正极和电容C0的另一端连接后，作为调压电路102的负极输出端。

Claims (10)

1.基于六个功率开关管的两相三电平逆变驱动电路，其特征在于，由六个功率开关管所组成的两相三电平逆变电路(103)包括一号MOS管(S1)、二号MOS管(S2)、三号MOS管(S3)、四号MOS管(S4)、五号MOS管(S5)和六号MOS管(S6)，
每个MOS管的漏极与源极间接有续流二极管，
一号MOS管(S1)的漏极、三号MOS管(S3)的漏极和五号MOS管(S5)的漏极相连，作为两相三电平逆变电路(103)的直流母线正极，
二号MOS管(S2)的源极、四号MOS管(S4)的源极和六号MOS管(S6)的源极相连，作为两相三电平逆变电路(103)的直流母线负极，
一号MOS管(S1)的源极与二号MOS管(S2)的漏极相连，作为两相三电平逆变电路(103)的第一电压输出端，
三号MOS管(S3)的源极与四号MOS管(S4)的漏极相连，作为两相三电平逆变电路(103)的公共地输出端，
五号MOS管(S5)的源极与六号MOS管(S6)的漏极相连，作为两相三电平逆变电路(103)的第二电压输出端，
所述两相三电平逆变电路(103)的第一电压输出端和两相三电平逆变电路(103)的公共地输出端之间的电压作为电磁电机的一相电压，
所述两相三电平逆变电路(103)的第二电压输出端和两相三电平逆变电路(103)的公共地输出端之间的电压作为电磁电机的另一相电压；
它还包括匹配电路(104)，
匹配电路(104)包括二号电感(LA)和三号电感(LB)，
两相三电平逆变电路(103)的第一电压输出端连接二号电感(LA)的一端，二号电感(LA)的另一端作为匹配电路(104)的第一电压输出端，
两相三电平逆变电路(103)的公共地输出端作为匹配电路(104)的公共地输出端，
两相三电平逆变电路(103)的第二电压输出端连接三号电感(LB)的一端，三号电感(LB)的另一端作为匹配电路(104)的第二电压输出端；
所述匹配电路(104)的第一电压输出端和匹配电路(104)的公共地输出端之间的电压作为超声致动器或超声换能器的一相电压，
所述匹配电路(104)的第二电压输出端和匹配电路(104)的公共地输出端之间的电压作为超声致动器或超声换能器的另一相信号；
它还包括整流电路(101)和调压电路(102)，
整流电路(101)的正极输出端连接调压电路(102)的正极输入端，
整流电路(101)的负极输出端连接调压电路(102)的负极输入端，
调压电路(102)的正极输出端同时连接一号MOS管(S1)的漏极、三号MOS管(S3)的漏极和五号MOS管(S5)的漏极，
调压电路(102)的负极输出端同时连接二号MOS管(S2)的源极、四号MOS管(S4)的源极和六号MOS管(S6)的源极；
当负载电气特性呈感性或阻性时，两相三电平逆变电路(103)与负载直接连接，此时两相三电平逆变电路(103)连接的是电磁电机；
当负载电气特性呈容性时，两相三电平逆变电路(103)与负载之间，通过匹配电路(104)连接，该负载为超声制动器或超声换能器；
两相三电平逆变电路(103)的六个功率开关管的开关状态与所述的调压电路(102)的两个输出端输出的两个电平V12和V32之间全部可能的关系如表一所示：
表一
表一中VDC表示调压电路的两个信号输出端之间的电压幅值，V12表示两相三电平逆变电路的第一电压输出端与两相三电平逆变电路的公共地输出端间的电压，V32表示两相三电平逆变电路的第二电压输出端与两相三电平逆变电路的公共地输出端间的电压；
两相三电平逆变电路(103)输出的两相电压的脉宽非恒等，但脉宽和恒等于π，即αA≠αB且αA+αB＝π，两相三电平逆变电路(103)输出的两相电压间相位相差恒定，且均为90°；
通过改变一号MOS管(S1)的导通角能够实现对第一及第二电压输出端输出的电压幅值、频率及相位进行调节。
2.根据权利要求1所述的基于六个功率开关管的两相三电平逆变驱动电路，其特征在于，对六个功率开关管基极处施加的开关控制逻辑：
一号MOS管(S1)的开关状态与二号MOS管(S2)的开关状态相反，三号MOS管(S3)与四号MOS管(S4)的开关状态相反，五号MOS管(S5)与六号MOS管(S6)的开关状态相反，
一号MOS管(S1)、二号MOS管(S2)、三号MOS管(S3)、四号MOS管(S4)、五号MOS管(S5)和六号MOS管(S6)在每个逆变周期内均有且只有一次开通和一次关断。
3.根据权利要求1所述的基于六个功率开关管的两相三电平逆变驱动电路，其特征在于，它还包括电池，
电池正极与两相三电平逆变电路(103)的直流母线正极相连，
电池负极与两相三电平逆变电路(103)的直流母线负极相连。
4.根据权利要求1所述的基于六个功率开关管的两相三电平逆变驱动电路，其特征在于，它还包括整流电路(101)，
整流电路(101)的正极输入端和负极输入端均与电网连接，
整流电路(101)的正极输出端与两相三电平逆变电路(103)的直流母线正极相连，
整流电路(101)的负极输出端与两相三电平逆变电路(103)的直流母线负极相连。
5.根据权利要求1所述的基于六个功率开关管的两相三电平逆变驱动电路，其特征在于，调压电路(102)包括MOS管(S0)、一号电感(L0)、电容(C0)和二极管(D0)，
整流电路(101)的正极输出端连接MOS管(S0)的源极，MOS管(S0)的漏极同时连接二极管(D0)的负极和一号电感(L0)的一端，一号电感(L0)的另一端与电容(C0)的一端连接后，作为调压电路(102)的正极输出端，
整流电路(101)的负极输出端同时与二极管(D0)的正极和电容(C0)的另一端连接后，作为调压电路(102)的负极输出端。
6.根据权利要求5所述的基于六个功率开关管的两相三电平逆变驱动电路，其特征在于，调压电路(102)的MOS管(S0)能够采用IGBT管代替，
所述整流电路(101)的正极输出端连接IGBT管的发射极，IGBT管的集电极同时连接二极管(D0)的负极和一号电感(L0)的一端，一号电感(L0)的另一端与电容(C0)的一端连接后，作为调压电路(102)的正极输出端，
整流电路(101)的负极输出端同时与二极管(D0)的正极和电容(C0)的另一端连接后，作为调压电路(102)的负极输出端。
7.基于六个IGBT管的两相三电平逆变驱动电路，其特征在于，由六个IGBT管所组成的两相三电平逆变电路(103)包括一号IGBT管(S1)、二号IGBT管(S2)、三号IGBT管(S3)、四号IGBT管(S4)、五号IGBT管(S5)和六号IGBT管(S6)，
每个IGBT管的集电极与发射极间接有续流二极管，
一号IGBT管(S1)的集电极、三号IGBT管(S3)的集电极和五号IGBT管(S5)的集电极相连，作为两相三电平逆变电路(103)的直流母线正极，
二号IGBT管(S2)的发射极、四号IGBT管(S4)的发射极和六号IGBT管(S6)的发射极相连，作为两相三电平逆变电路(103)的直流母线负极，
一号IGBT管(S1)的发射极与二号IGBT管(S2)的集电极相连，作为两相三电平逆变电路(103)的第一电压输出端，
三号IGBT管(S3)的发射极与四号IGBT管(S4)的集电极相连，作为两相三电平逆变电路(103)的公共地输出端，
五号IGBT管(S5)的发射极与六号IGBT管(S6)的集电极相连，作为两相三电平逆变电路(103)的第二电压输出端，
所述两相三电平逆变电路(103)的第一电压输出端和两相三电平逆变电路(103)的公共地输出端之间的电压作为电磁电机的一相电压，
所述两相三电平逆变电路(103)的第二电压输出端和两相三电平逆变电路(103)的公共地输出端之间的电压作为电磁电机的另一相电压；
它还包括匹配电路(104)，
匹配电路(104)包括二号电感(LA)和三号电感(LB)，
两相三电平逆变电路(103)的第一电压输出端连接二号电感(LA)的一端，二号电感(LA)的另一端作为匹配电路(104)的第一电压输出端，
两相三电平逆变电路(103)的公共地输出端作为匹配电路(104)的公共地输出端，
两相三电平逆变电路(103)的第二电压输出端连接三号电感(LB)的一端，三号电感(LB)的另一端作为匹配电路(104)的第二电压输出端；
所述匹配电路(104)的第一电压输出端和匹配电路(104)的公共地输出端之间的电压作为超声致动器或超声换能器的一相电压，
所述匹配电路(104)的第二电压输出端和匹配电路(104)的公共地输出端之间的电压作为超声致动器或超声换能器的另一相信号；
它还包括整流电路(101)和调压电路(102)，
整流电路(101)的正极输出端连接调压电路(102)的正极输入端，
整流电路(101)的负极输出端连接调压电路(102)的负极输入端，
调压电路(102)的正极输出端同时连接一号IGBT管(S1)的集电极、三号IGBT管(S3)的集电极和五号IGBT管(S5)的集电极，
调压电路(102)的负极输出端同时连接二号IGBT管(S2)的发射极、四号IGBT管(S4)的发射极和六号IGBT管(S6)的发射极；当负载电气特性呈感性或阻性时，两相三电平逆变电路(103)与负载直接连接，此时两相三电平逆变电路(103)连接的是电磁电机；
当负载电气特性呈容性时，两相三电平逆变电路(103)与负载之间，通过匹配电路连接，该负载为超声制动器或超声换能器；
两相三电平逆变电路(103)的六个IGBT管的开关状态与所述的调压电路(102)的两个输出端输出的两个电平V12和V32之间全部可能的关系如表一所示：
表一
表一中VDC表示调压电路的两个信号输出端之间的电压幅值，V12表示两相三电平逆变电路的第一电压输出端与两相三电平逆变电路的公共地输出端间的电压，V32表示两相三电平逆变电路的第二电压输出端与两相三电平逆变电路的公共地输出端间的电压；
两相三电平逆变电路(103)输出的两相电压的脉宽非恒等，但脉宽和恒等于π，即αA≠αB且αA+αB＝π，两相三电平逆变电路(103)输出的两相电压间相位相差恒定，且均为90°；
通过改变一号IGBT管(S1)的导通角能够实现对第一及第二电压输出端输出的电压幅值、频率及相位进行调节。
8.根据权利要求7所述的基于六个IGBT管的两相三电平逆变驱动电路，其特征在于，对六个IGBT管基极处施加的开关控制逻辑：
一号IGBT管(S1)的开关状态与二号IGBT管(S2)的开关状态相反，三号IGBT管(S3)与四号IGBT管(S4)的开关状态相反，五号IGBT管(S5)与六号IGBT管(S6)的开关状态相反，
一号IGBT管(S1)、二号IGBT管(S2)、三号IGBT管(S3)、四号IGBT管(S4)、五号IGBT管(S5)和六号IGBT管(S6)在每个逆变周期内均有且只有一次开通和一次关断。
9.根据权利要求7所述的基于六个IGBT管的两相三电平逆变驱动电路，其特征在于，它还包括电池，
电池正极与两相三电平逆变电路(103)的直流母线正极相连，
电池负极与两相三电平逆变电路(103)的直流母线负极相连。
10.根据权利要求7所述的基于六个IGBT管的两相三电平逆变驱动电路，其特征在于，它还包括整流电路(101)，
整流电路(101)的正极输入端和负极输入端均与电网连接，
整流电路(101)的正极输出端与两相三电平逆变电路(103)的直流母线正极相连，
整流电路(101)的负极输出端与两相三电平逆变电路(103)的直流母线负极相连。
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