CN105375778B - 一种复合多功能ocp控制电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种复合多功能OCP控制电路，包括OCP直流电压输入、采样端电压输入、OCP补偿电路、逻辑控制电路、模拟加法器，比较器以及电流泵电路，电流泵电路的输入端与逻辑控制电路的输出端连接，电流泵电路的输出端与模拟加法器的输出端连接在比较器的同一输入端上，电流泵电路根据逻辑控制电路输出的PWM信号，输出周期性振荡变化的电流，并且模拟加法器的输出电压跟随电流泵电流的输出电流，呈周期性振荡变化；比较器比较采样端电压输入和模拟加法器的输出电压，并输出相应的逻辑电平至逻辑控制电路，使逻辑控制电路输出相应的PWM信号，控制开关电源的功率开关。本发明不仅增强了开关电源的带负载能力，而且加快了开关电源的过功率保护。

Description

一种复合多功能OCP控制电路

技术领域

本发明涉及电子电路技术领域，特别涉及一种复合多功能OCP控制电路。

背景技术

随着开关电源需求量的日益增加，电源主控芯片对于降低成本、增加功能以及优化性能等各方面的要求也更加严格。针对某一些特定应用，比如手机充电器等，在全范围交流输入(90V/60Hz～264V/50Hz)条件下，既要保证输出最大功率具有较高的一致性，还要求输出过功率保护点与恢复点所对应的功率差异尽可能小，同时对输出过功率保护的响应速度提出了更高的要求。

假设系统工作在非连续模式(DCM)。在理想状态下，输出功率公式：Lp为变压器初级电感量，I_P为变压器初级电感峰值电流，Pout为系统输出功率，f_s为控制芯片工作频率。

在现有的原边反馈控制变换器中，一种常用的恒流控制方式是控制为固定的比例关系，在这种恒流工作模式下输出电流公式：T_DEMAG为芯片关断退磁时间。

在启动和输出过功率保护过程中，现有技术在软启动完成以后，采样端检测到的变压器初级线圈最大峰值电流I_P都是固定不变的，只有通过改变频率值的大小来完成芯片的启动过程或者输出过功率保护过程。这就导致现有技术存在以下两个显著的问题：第一，输出过功率保护点与恢复点所对应的功率差异较大，用户需要将输出过功率保护点设置得比额定输出功率大很多，才能确保在额定满载输出状态下完成正常启动。第二，输出过功率保护响应速度不够快，可能会因为输出电压降低和工作频率降低达到平衡，导致输出过功率不能正常保护。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术中所存在的上述不足，提供一种复合多功能OCP控制电路，旨在提高开关电源正常启动的带负载能力以及加速输出过功率保护。

为了实现上述发明目的，本发明提供一种复合多功能OCP控制电路，用于实现对开关电源的输出过功率保护，其包括OCP直流电压输入、采样端电压输入、OCP补偿电路、逻辑控制电路、模拟加法器和比较器，所述OCP直流电压输入和所述OCP补偿电路分别与所述模拟加法器连接，所述模拟加法器的输出端与所述比较器的一个输入端连接，所述采样端电压输入与所述比较器的另一个输入端连接，所述比较器的输出端与所述逻辑控制电路连接，所述逻辑控制电路与开关电源的功率开关的控制端连接，并输出PWM信号控制所述功率开关的导通和关断，以实现对开关电源的输出过功率保护；此外，本发明的复合多功能OCP控制电路还包括电流泵电路，所述电流泵电路的输入端与所述逻辑控制电路的输出端连接，所述电流泵电路的输出端与所述模拟加法器的输出端连接在所述比较器的同一输入端上，所述电流泵电路根据所述逻辑控制电路输出的所述PWM信号，输出周期性振荡变化的电流，并且所述模拟加法器的输出电压跟随所述电流泵电路的输出电流，呈周期性振荡变化；

所述比较器比较所述模拟加法器的输出电压与所述采样端电压输入，输出相应的逻辑电平至所述逻辑控制电路，使所述逻辑控制电路输出相应的PWM信号，控制所述开关电源的功率开关，其中，所述采样端电压输入为所述开关电源的变压器初级绕组中的电流在所述采样端的采样电阻上所产生电压。

根据一种具体的实施方式，所述电流泵电路包括电流泵控制电路、充电电流泵和放电电流泵；所述电流泵控制电路根据所述逻辑控制电路输出的所述PWM信号，控制所述充电电流泵与所述放电电流泵工作，输出周期为4nT的周期性振荡变化的电流，其中T为所述PWM信号的周期，n为正整数；

所述电流泵电路输出电流的每个周期中，在第一个nT时间段内，所述充电电流泵工作，所述放电电流泵不工作，每经过一个PWM信号的上升沿和/或下降沿，输出电流增加一个电流I，直到输出电流从0增至nI；在第二个nT时间段内，所述充电电流泵和所述放电电流泵均工作，每经过一个PWM信号的上升沿和/或下降沿，输出电流减小一个电流I，直到输出电流从nI减至0；在第三个nT时间段内，所述充电电流泵不工作，所述放电电流泵工作，每经过一个PWM信号的上升沿和/或下降沿，输出电流增加一个电流-I，直到输出电流从0增至-nI；在第四个nT时间段内，所述充电电流泵和所述放电电流泵均工作，每经过一个PWM信号的上升沿和/或下降沿，输出电流减少一个电流-I，直到输出电流从-nI减至0。

根据一种具体的实施方式，在所述开关电源开始工作的启动过程中，所述逻辑控制电路输出的所述PWM信号的周期T逐渐减小，所述电流泵电路的实际输出电流为△I，所述模拟加法器的输出电压的平均值增加，使所述采样端的所述采样电阻上电压的平均值增大，从而增强所述开关电源的带负载启动能力。

根据一种具体的实施方式，在开关电源开始工作的启动过程中，由于所述电流泵电路的输出电流呈周期性振荡变化，所述模拟加法器的输出电压跟随所述电流泵电路的输出电流，呈周期性振荡增加，使所述采样端的采样电阻上的电压呈周期性振荡增加，从而缓解所述开关电源在启动过程中变压器的能量积累问题，优化变压器磁芯饱和。

根据一种具体的实施方式，所述开关电源过功率保护过程中，所述逻辑控制电路输出的所述PWM信号的周期T逐渐增加，所述电流泵电路的实际输出电流为-△I，所述模拟加法器的输出电压的平均值减小，使所述采样端的所述采样电阻上电压的平均值减小，从而加快所述开关电源的过功率保护。

根据一种具体的实施方式，所述开关电源稳定输出过程中，所述逻辑控制电路输出的所述PWM信号的周期T不变，所述电流泵电路的实际输出电流为0，所述模拟加法器的输出电压的平均值不变，使所述采样端的所述采样电阻上电压的平均值稳定，从而保证输出恒定电流精度。

根据一种具体的实施方式，n为4，所述充电电流泵包括直流电流大小分别为I、2I、4I和8I的第一充电电流泵、第二充电电流泵、第三充电电流泵和第四充电电流泵；

所述放电电流泵包括直流电流大小分别为I、2I、4I和8I的第一放电电流泵、第二放电电流泵、第三放电电流泵和第四放电电流泵；

所述电流泵输出控制电路包括数字分频器、同或逻辑门、6个NMOS管N1～N6和6个PMOS管P1～P6；

其中，所述数字分频器根据所述PWM信号，生成2pwm、4pwm、8pwm、16pwm和并且NMOS管N1～N5的控制端分别接入pwm、2pwm、4pwm、8pwm和16pwm，PMOS管P1～P5的控制端分别接入 和16pwm，所述同或逻辑门两个输入端分别接入8pwm和NMOS管N6和PMOS管P6的控制端均连接在所述同或逻辑门的输出端；

所述第一充电电流泵、所述第二充电电流泵、所述第三充电电流泵和所述第四充电电流泵的一端共同连接稳压电源，另一端分别与PMOS管P1～P4的漏极一一对应连接，PMOS管P1～P3的源极共同连接PMOS管P6的漏极，PMOS管P4的源极连接PMOS管P5的漏极；

所述第一放电电流泵、所述第二放电电流泵、所述第三放电电流泵和所述第四放电电流泵的一端共同接地，另一端分别与NMOS管N1～N4的源极一一对应连接，NMOS管N1～N3的漏极共同连接NMOS管N6的源极，NMOS管N4的漏极连接NMOS管N5的源极；

并且，PMOS管P5和P6的源极与所述电流泵电路的输出端连接，NMOS管N5和N6的漏极与所述电流泵电路的输出端连接。

根据一种具体的实施方式，当PMOS管P6导通时，若PMOS管P1导通，所述第一充电电流泵与所述电流泵电路的输出端形成电流通路，若PMOS管P2导通，所述第二充电电流泵与所述电流泵电路的输出端形成电流通路，若PMOS管P3导通，所述第三充电电流泵与所述电流泵电路的输出端形成电流通路；

当PMOS管P5导通时，若PMOS管P4导通，所述第四充电电流泵与所述电流泵电路的输出端形成电流通路；

当NMOS管N6导通时，若NMOS管N1导通，所述第一放电电流泵与所述电流泵电路的输出端形成电流通路，若NMOS管N2导通，所述第二放电电流泵与所述电流泵电路的输出端形成电流通路，若NMOS管N3导通，所述第三放电电流泵与所述电流泵电路的输出端形成电流通路；

当NMOS管N5导通时，若NMOS管N4导通，所述第四放电电流泵与所述电流泵电路的输出端形成电流通路。

与现有技术相比，本发明的有益效果：

本发明通过在现有技术的基础上，增加电流泵电路，使补偿参考电压周期性振荡变化，并控制采样端的电压也呈周期性振荡变化。而且，在开关电源开始工作的启动过程中，提高采样端的采样电阻上电压平均值，从而增强开关电源的带负载能力，在开关电源稳定输出时，保持采样端的电压平均值恒定，从而保证输出恒定电流精度，在开关电源过功率保护过程中，降低采样端的采样电阻上电压平均值，从而加快所述开关电源的过功率保护。

附图说明

图1是本发明复合应用在开关电源中的电路连接示意图；

图2是本发明电路复合多功能OCP控制电路的结构示意图；

图3是本发明电流泵电路的结构示意图；

图4是本发明电流泵电路的一种实施例的电路连接示意图；

图5是本发明控制逻辑波形与电流泵电路的输出电流的示意图；

图6是本发明启动过程中Vocp_pump电压信号图；

图7是本发明输出过功率保护时Vocp_pump电压信号图；

图8是本发明输出稳态时Vocp_pump电压信号图。

附图标记列表

101：电源转换器主控电路

102：功率NMOS管

103：初级绕组峰值电流限制电阻

104：辅助绕组分压上端电阻

105：辅助绕组分压下端电阻

106：变压器

107：输出整流二极管

108：VDD整流二极管

具体实施方式

下面结合具体实施方式对本发明作进一步的详细描述。但不应将此理解为本发明上述主题的范围仅限于以下的实施例，凡基于本发明内容所实现的技术均属于本发明的范围。

结合图1所示的本发明复合应用在开关电源中的电路连接示意图；其中，整个电路为典型的反激原边反馈检测电源转换器系统应用结构。电源转换器主控电路101从GATE端输出PWM信号控制功率NMOS管102导通期间，变压器106的初级绕组电感和交流输入电压整流后的直流电源电压Vin一起控制流过变压器106的初级绕组的电流上升斜率，该电流流过初级绕组峰值电流限制电阻103，并在CS端产生一个固定斜率上升的电压信号，当CS端的电压达到电源转换器主控电路101内部设定的电压值以后，PWM信号控制功率NMOS管102关断，此时流过变压器初级线圈的峰值电流等于Vocp_pump/R_CS；在PWM信号控制功率NMOS管102关断期间，变压器106次级绕组和与之相连的输出整流二极管107一起对输出电压提供能量，次级绕组电流按照一定的斜率逐渐减小，次级绕组电流从最大值下降到0的这段时间就是系统的退磁时间T_DEMAG，同时变压器106的辅助绕组和与之相连的VDD整流二极管108一起对VDD提供能量，同时变压器106辅助绕组和与之相连的采样分压电阻104、105一起对电源转换器主控器101的INV端提供采样电压。其中，CS端为本发明中的采样端。

结合图2所示的本发明电路复合多功能OCP控制电路的结构示意图；其中，Vref_ocp为OCP直流电压输入，Vocp_pump为模拟加法器的输出电压跟随电流泵电路的输出电流Ipump振荡变化的电压。本发明电路复合多功能OCP控制电路包括OCP直流电压输入、采样端电压输入、OCP补偿电路、逻辑控制电路、模拟加法器和比较器。

其中，OCP直流电压输入和OCP补偿电路分别与模拟加法器连接，模拟加法器将OCP直流电压输入与OCP补偿电路的输出电压相加后输出相应的电压。模拟加法器的输出端与比较器的一个输入端连接，采样端电压输入与比较器的另一个输入端连接，比较器比较模拟加法器的输出电压与采样端电压输入并输出相应的逻辑电平。比较器的输出端与逻辑控制电路连接，逻辑控制电路与开关电源的功率开关的控制端连接，并输出PWM信号控制功率开关的导通和关断，以实现对开关电源的输出过功率保护。

特别地，本发明电路复合多功能OCP控制电路还包括电流泵电路，电流泵电路的输入端与逻辑控制电路的输出端连接，电流泵电路的输出端与模拟加法器的输出端连接在比较器的同一输入端上，电流泵电路根据逻辑控制电路输出的PWM信号，输出周期性振荡变化的电流，并且模拟加法器的输出电压跟随电流泵电流的输出电流，呈周期性振荡变化；

比较器比较采样端电压输入和模拟加法器的输出电压，并输出相应的逻辑电平至逻辑控制电路，使逻辑控制电路输出相应的PWM信号，控制开关电源的功率开关。

结合图3所示的本发明电流泵电路的结构示意图；其中，电流泵电路包括电流泵控制电路、充电电流泵和放电电流泵；电流泵控制电路根据逻辑控制电路输出的PWM信号，控制充电电流泵与放电电流泵工作，输出周期为4nT的周期性振荡变化的电流Ipump，其中T为PWM信号的周期，n为正整数。

电流泵电路输出电流的每个周期中，在第一个nT时间段内，充电电流泵工作，放电电流泵不工作，每经过一个PWM信号的上升沿和/或下降沿，输出电流增加一个电流I，直到输出电流从0增至nI；在第二个nT时间段内，充电电流泵和放电电流泵均工作，每经过一个PWM信号的上升沿和/或下降沿，输出电流减小一个电流I，直到输出电流从nI减至0；在第三个nT时间段内，充电电流泵不工作，放电电流泵工作，每经过一个PWM信号的上升沿和/或下降沿，输出电流增加一个电流-I，直到输出电流从0增至-nI；在第四个nT时间段内，充电电流泵和放电电流泵均工作，每经过一个PWM信号的上升沿和/或下降沿，输出电流减少一个电流-I，直到输出电流从-nI减至0。

结合图4所示的本发明电流泵电路的一种实施例的电路连接示意图；其中，n为4，充电电流泵包括直流电流大小分别为I、2I、4I和8I的第一充电电流泵、第二充电电流泵、第三充电电流泵和第四充电电流泵。

放电电流泵包括直流电流大小分别为I、2I、4I和8I的第一放电电流泵、第二放电电流泵、第三放电电流泵和第四放电电流泵。

电流泵输出控制电路包括数字分频器、同或逻辑门、6个NMOS管N1～N6和6个PMOS管P1～P6。

其中，数字分频器根据PWM信号，生成2pwm、4pwm、8pwm、16pwm和并且NMOS管N1～N5的控制端分别接入pwm、2pwm、4pwm、8pwm和16pwm，PMOS管P1～P5的控制端分别接入 和16pwm，同或逻辑门两个输入端分别接入8pwm和NMOS管N6和PMOS管P6的控制端均连接在同或逻辑门的输出端。

第一充电电流泵、第二充电电流泵、第三充电电流泵和第四充电电流泵的一端共同连接稳压电源，另一端分别与PMOS管P1～P4的漏极一一对应连接，PMOS管P1～P3的源极共同连接PMOS管P6的漏极，PMOS管P4的源极连接PMOS管P5的漏极。

第一放电电流泵、第二放电电流泵、第三放电电流泵和第四放电电流泵的一端共同接地，另一端分别与NMOS管N1～N4的源极一一对应连接，NMOS管N1～N3的漏极共同连接NMOS管N6的源极，NMOS管N4的漏极连接NMOS管N5的源极。

并且，PMOS管P5和P6的源极与电流泵电路的输出端连接，NMOS管N5和N6的漏极与电流泵电路的输出端连接。

具体的，当PMOS管P6导通时，若PMOS管P1导通，第一充电电流泵与电流泵电路的输出端形成电流通路，若PMOS管P2导通，第二充电电流泵与电流泵电路的输出端形成电流通路，若PMOS管P3导通，第三充电电流泵与电流泵电路的输出端形成电流通路；

当PMOS管P5导通时，若PMOS管P4导通，第四充电电流泵与电流泵电路的输出端形成电流通路；

当NMOS管N6导通时，若NMOS管N1导通，第一放电电流泵与电流泵电路的输出端形成电流通路，若NMOS管N2导通，第二放电电流泵与电流泵电路的输出端形成电流通路，若NMOS管N3导通，第三放电电流泵与电流泵电路的输出端形成电流通路；

当NMOS管N5导通时，若NMOS管N4导通，第四放电电流泵与电流泵电路的输出端形成电流通路。

图5是本发明控制逻辑波形与电流泵电路的输出电流的示意图；其中，电流Ipump的振荡周期为16T，同或逻辑门输出CLK信号，pwm信号与信号波形相反，2pwm信号与信号波形相反，4pwm信号与信号波形相反，8pwm信号与信号波形相反，16pwm信号与信号波形相反，并且2pwm、4pwm、8pwm和16pwm分别表示周期为pwm的2倍、4倍、8倍和16倍、和分别表示周期为的2倍、4倍、8倍和16倍。

第一个4T时间段内，CLK信号为低电平，PMOS管P6导通，NMOS管N6关断，充电电流泵工作，电流Ipump为0，信号的第一个下降沿，PMOS管P1导通，电流Ipump为I。当信号第一个上升沿，同时信号第一个下降沿，PMOS管P1关断，P2导通，电流Ipump为2I。当信号第二下降沿，同时信号为低电平，PMOS管P1和P2导通，电流Ipump为3I。当信号第二个上升沿，信号第一个上升沿，同时信号第一个下降沿，PMOS管P1和P2关断，P3导通，电流Ipump为4I。当信号第三个下降沿，信号为高电平，信号为低电平，PMOS管P1和P3导通，P2关断，电流Ipump为5I。当信号第三个上升沿，信号第二个下降沿，信号为低电平，PMOS管P2和P3导通，P1关断，电流Ipump为6I。当信号第四个下降沿，信号为低电平，信号为低电平，PMOS管P1、P2和P3导通，电流Ipump为7I。当信号第四个上升沿，CLK第一个上升沿，PMOS管P6关断，NMOS管N6导通，而且16pwm信号为低电平，信号第一个下降沿，PMOS管P4导通，电流Ipump为8I。

第二个4T时间段内，CLK为高电平，NMOS管N6导通，16pwm信号为低电平，PMOS管P5导通，充电电流泵和放电电流泵均工作，信号为低电平，PMOS管P4导通，充电电流为8I，当信号第五个下降沿，NMOS管N1导通，放电电流为I，电流Ipump为7I。当信号第五个上升沿，信号第三个下降沿，NMOS管N1关断，N2导通，放电电流为2I，电流Ipump为6I。当信号第六个下降沿，信号为低电平，放电电流为3I，电流Ipump为5I。当信号第六个上升沿，信号第三个上升沿，信号第二个下降沿，NMOS管N1和N2关断，N3导通，放电电流为4I，电流Ipump为4I。当信号第七个下降沿，信号为高电平，信号为低电平，NMOS管N1和PN导通，N2关断，放电电流为5I，电流Ipump为3I。当信号第七个上升沿，信号第四个下降沿，信号为低电平，NMOS管N2和N3导通，N1关断，放电电流为6I，电流Ipump为2I。当信号第八个下降沿，信号为低电平，信号为低电平，NMOS管N1、N2和N3导通，放电电流，电流Ipump为I。当信号第八个上升沿，信号第四个上升沿，信号第二个上升沿，信号第一个上升沿，16pwm信号第一个上升沿，CLK为高电平，PMOS管P5关断、NMOS管N1、N2、N3和N4关断，N5导通，电流Ipump为0。

第三个4T时间段内，CLK信号为高电平，NMOS管N6导通，PMOS管P6关断，16pwm信号为高电平，PMOS管P5关断、NMOS管N5导通，放电电流泵工作，电流Ipump为0，当信号的第九个下降沿，NMOS管N1导通，电流Ipump为-I。当信号第九个上升沿，同时信号第五个下降沿，NMOS管N1关断，N2导通，电流Ipump为-2I。当信号第十下降沿，同时信号为低电平，NMOS管N1和N2导通，电流Ipump为-3I。当信号第十个上升沿，信号第五个上升沿，同时信号第三个下降沿，NMOS管N1和N2关断，N3导通，电流Ipump为-4I。当信号第十一个下降沿，信号为高电平，信号为低电平，NMOS管N1和N3导通，N2关断，电流Ipump为5I。当信号第十一个上升沿，信号第六个下降沿，信号为低电平，NMOS管N2和N3导通，N1关断，电流Ipump为-6I。当信号第十二个下降沿，信号为低电平，信号为低电平，NMOS管N1、N2和N3导通，电流Ipump为-7I。当信号第十二个上升沿，CLK第一个下降沿，NMOS管N6关断，PMOS管P6导通，而且16pwm信号为高电平，信号第二个下降沿，NMOS管N4导通，电流Ipump为-8I。

第四个4T时间段内，CLK为低电平，PMOS管P6导通，16pwm信号为高电平，NMOS管N5导通，PMOS管P5关断，充电电流泵和放电电流泵均工作，信号为低电平，NMOS管N4导通，放电电流为8I，电流Ipump为-8I。当信号第十三个下降沿，PMOS管P1导通，充电电流为I，电流Ipump为-7I。当信号第十三个上升沿，信号第七个下降沿，PMOS管P1关断，P2导通，充电电流为2I，电流Ipump为-6I。当信号第十四个下降沿，信号为低电平，充电电流为3I，电流Ipump为-5I。当信号第十四个上升沿，信号第七个上升沿，信号第四个下降沿，PMOS管P1和P2关断，P3导通，充电电流为4I，电流Ipump为-4I。当信号第十五个下降沿，信号为高电平，信号为低电平，PMOS管P1和P3导通，P2关断，充电电流为5I，电流Ipump为-3I。当信号第十五个上升沿，信号第八个下降沿，信号为低电平，PMOS管P2和P3导通，P1关断，充电电流为6I，电流Ipump为-2I。当信号第十六个下降沿，信号为低电平，信号为低电平，PMOS管P1、P2和P3导通，充电电流为7I，电流Ipump为-I。当信号第十六个上升沿，信号第八个上升沿，信号第四个上升沿，信号第二个上升沿，16pwm信号第一个下降沿，CLK为低电平，NMOS管N5关断，PMOS管P1、P2和P3关断，放电电流为0，电流Ipump为0。

第一、第二、第三和第四4T时间段构成电流Ipump的一个振荡周期，电流Ipump按照上述过程的描述周期性的变化。

在本实施方式中，同时采用上升沿和下降沿作为触发信号，当然还存在如采用上升沿或下降沿作为触发信号的实施方式，此处不再赘述。

结合图6是本发明启动过程中Vocp_pump电压信号图；其中，在开关电源开始工作的启动过程中，逻辑控制电路输出的PWM信号的周期T逐渐减小，电流泵电路流出的电流大于流入电流泵电路的电流，所以电流泵电路的实际输出电流为△I，模拟加法器的输出电压的平均值增加，使采样端的采样电阻上电压的平均值增大，从而增强开关电源的带负载启动能力。

而且，在开关电源开始工作的启动过程中，由于电流泵电路的输出电流呈周期性振荡变化，模拟加法器的输出电压跟随电流泵电路的输出电流，呈周期性振荡增加，使采样端的采样电阻上的电压呈周期性振荡增加，从而缓解开关电源在启动过程中变压器的能量积累问题，优化变压器磁芯饱和。

结合图7所示的本发明输出过功率保护时Vocp_pump电压信号图；其中，开关电源过功率保护过程中，逻辑控制电路输出的PWM信号的周期T逐渐增加，电流泵电路流出的电流小于流入电流泵电路的电流，所以电流泵电路的实际输出电流为-△I，模拟加法器的输出电压的平均值减小，使采样端的采样电阻上电压的平均值减小，从而加快开关电源的过功率保护。

结合图8所示的本发明输出稳态时Vocp_pump电压信号图；开关电源稳定输出过程中，逻辑控制电路输出的PWM信号的周期T不变，电流泵电路流出的电流等于流入电流泵电路的电流，电流泵电路的实际输出电流为0，模拟加法器的输出电压的平均值不变，使采样端的采样电阻上电压的平均值稳定，从而保证输出恒定电流精度。而且，在稳定输出过程中，本发明所加入的电流泵电路不会对输出功率大小产生影响。

本发明通过在现有技术的基础上，增加电流泵电路，使补偿参考电压周期性振荡变化，并控制采样端的电压也呈周期性振荡变化。而且，在开关电源开始工作的启动过程中，提高采样端的采样电阻上电压平均值，从而增强开关电源的带负载能力，在开关电源稳定输出时，保持采样端的电压平均值恒定，从而保证输出恒定电流精度，在开关电源过功率保护过程中，降低采样端的采样电阻上电压平均值，从而加快开关电源的过功率保护。

上面结合附图对本发明的具体实施方式进行了详细说明，但本发明并不限制于上述实施方式，在不脱离本申请的权利要求的精神和范围情况下，本领域的技术人员可以作出各种修改或改型。

Claims (8)

1.一种复合多功能OCP控制电路，用于实现对开关电源的输出过功率保护，其包括OCP直流电压输入、采样端电压输入、OCP补偿电路、逻辑控制电路、模拟加法器和比较器，所述OCP直流电压输入和所述OCP补偿电路分别与所述模拟加法器连接，所述模拟加法器的输出端与所述比较器的一个输入端连接，所述采样端电压输入与所述比较器的另一个输入端连接，所述比较器的输出端与所述逻辑控制电路连接，所述逻辑控制电路与开关电源的功率开关的控制端连接，并输出PWM信号控制所述功率开关的导通和关断，以实现对开关电源的输出过功率保护；其特征在于，还包括电流泵电路，所述电流泵电路的输入端与所述逻辑控制电路的输出端连接，所述电流泵电路的输出端与所述模拟加法器的输出端连接在所述比较器的同一输入端上，所述电流泵电路根据所述逻辑控制电路输出的所述PWM信号，输出周期性振荡变化的电流，并且所述模拟加法器的输出电压跟随所述电流泵电路的输出电流，呈周期性振荡变化；

所述比较器比较所述模拟加法器的输出电压与所述采样端电压输入，输出相应的逻辑电平至所述逻辑控制电路，使所述逻辑控制电路输出相应的PWM信号，控制所述开关电源的功率开关，其中，所述采样端电压输入为所述开关电源的变压器初级绕组中的电流在所述采样端的采样电阻上所产生电压。

2.如权利要求1所述的复合多功能OCP控制电路，其特征在于，所述电流泵电路包括电流泵控制电路、充电电流泵和放电电流泵；所述电流泵控制电路根据所述逻辑控制电路输出的所述PWM信号，控制所述充电电流泵与所述放电电流泵工作，输出周期为4nT的周期性振荡变化的电流，其中T为所述PWM信号的周期，n为正整数；

所述电流泵电路输出电流的每个周期中，在第一个nT时间段内，所述充电电流泵工作，所述放电电流泵不工作，每经过一个PWM信号的上升沿和/或下降沿，输出电流增加一个电流I，直到输出电流从0增至nI；在第二个nT时间段内，所述充电电流泵和所述放电电流泵均工作，每经过一个PWM信号的上升沿和/或下降沿，输出电流减小一个电流I，直到输出电流从nI减至0；在第三个nT时间段内，所述充电电流泵不工作，所述放电电流泵工作，每经过一个PWM信号的上升沿和/或下降沿，输出电流增加一个电流-I，直到输出电流从0增至-nI；在第四个nT时间段内，所述充电电流泵和所述放电电流泵均工作，每经过一个PWM信号的上升沿和/或下降沿，输出电流减少一个电流-I，直到输出电流从-nI减至0。

3.如权利要求2所述的复合多功能OCP控制电路，其特征在于，在所述开关电源开始工作的启动过程中，所述逻辑控制电路输出的所述PWM信号的周期T逐渐减小，所述电流泵电路的实际输出电流为△I，所述模拟加法器的输出电压的平均值增加，使所述采样端的所述采样电阻上电压的平均值增大，从而增强所述开关电源的带负载启动能力。

4.如权利要求3所述的复合多功能OCP控制电路，其特征在于，在开关电源开始工作的启动过程中，由于所述电流泵电路的输出电流呈周期性振荡变化，所述模拟加法器的输出电压跟随所述电流泵电路的输出电流，呈周期性振荡增加，使所述采样端的采样电阻上的电压呈周期性振荡增加，从而缓解所述开关电源在启动过程中变压器的能量积累问题，优化变压器磁芯饱和。

5.如权利要求2所述的复合多功能OCP控制电路，其特征在于，所述开关电源过功率保护过程中，所述逻辑控制电路输出的所述PWM信号的周期T逐渐增加，所述电流泵电路的实际输出电流为-△I，所述模拟加法器的输出电压的平均值减小，使所述采样端的所述采样电阻上电压的平均值减小，从而加快所述开关电源的过功率保护。

6.如权利要求2所述的复合多功能OCP控制电路，其特征在于，所述开关电源稳定输出过程中，所述逻辑控制电路输出的所述PWM信号的周期T不变，所述电流泵电路的实际输出电流为0，所述模拟加法器的输出电压的平均值不变，使所述采样端的所述采样电阻上电压的平均值稳定，从而保证输出恒定电流精度。

7.如权利要求2所述的复合多功能OCP控制电路，其特征在于，n为4，所述充电电流泵包括直流电流大小分别为I、2I、4I和8I的第一充电电流泵、第二充电电流泵、第三充电电流泵和第四充电电流泵；

所述放电电流泵包括直流电流大小分别为I、2I、4I和8I的第一放电电流泵、第二放电电流泵、第三放电电流泵和第四放电电流泵；

所述电流泵输出控制电路包括数字分频器、同或逻辑门、6个NMOS管N1～N6和6个PMOS管P1～P6；

其中，所述数字分频器根据所述PWM信号，生成2pwm、4pwm、8pwm、16pwm和并且NMOS管N1～N5的控制端分别接入pwm、2pwm、4pwm、8pwm和16pwm，PMOS管P1～P5的控制端分别接入和16pwm，所述同或逻辑门两个输入端分别接入8pwm和NMOS管N6和PMOS管P6的控制端均连接在所述同或逻辑门的输出端；

所述第一充电电流泵、所述第二充电电流泵、所述第三充电电流泵和所述第四充电电流泵的一端共同连接稳压电源，另一端分别与PMOS管P1～P4的漏极一一对应连接，PMOS管P1～P3的源极共同连接PMOS管P6的漏极，PMOS管P4的源极连接PMOS管P5的漏极；

所述第一放电电流泵、所述第二放电电流泵、所述第三放电电流泵和所述第四放电电流泵的一端共同接地，另一端分别与NMOS管N1～N4的源极一一对应连接，NMOS管N1～N3的漏极共同连接NMOS管N6的源极，NMOS管N4的漏极连接NMOS管N5的源极；

并且，PMOS管P5和P6的源极与所述电流泵电路的输出端连接，NMOS管N5和N6的漏极与所述电流泵电路的输出端连接。

8.如权利要求7所述的复合多功能OCP控制电路，其特征在于，当PMOS管P6导通时，若PMOS管P1导通，所述第一充电电流泵与所述电流泵电路的输出端形成电流通路，若PMOS管P2导通，所述第二充电电流泵与所述电流泵电路的输出端形成电流通路，若PMOS管P3导通，所述第三充电电流泵与所述电流泵电路的输出端形成电流通路；

当PMOS管P5导通时，若PMOS管P4导通，所述第四充电电流泵与所述电流泵电路的输出端形成电流通路；

当NMOS管N6导通时，若NMOS管N1导通，所述第一放电电流泵与所述电流泵电路的输出端形成电流通路，若NMOS管N2导通，所述第二放电电流泵与所述电流泵电路的输出端形成电流通路，若NMOS管N3导通，所述第三放电电流泵与所述电流泵电路的输出端形成电流通路；

当NMOS管N5导通时，若NMOS管N4导通，所述第四放电电流泵与所述电流泵电路的输出端形成电流通路。