CN105354397B - 一种电机驱动系统共模电磁干扰滤波器的设计方法 - Google Patents

一种电机驱动系统共模电磁干扰滤波器的设计方法 Download PDF

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Abstract

一种电机驱动系统共模电磁干扰滤波器的设计方法，基于转移函数设计共模滤波器，在滤波器拓扑选择和参数设计上定量考虑共模干扰源、干扰传输路径和敏感设备阻抗，首先根据电压源频谱和电磁兼容标准规定的干扰极限值，确定不同滤波器拓扑的目标电压转移函数；再由非线性最小二乘法确定使滤波器设计转移函数与目标转移函数偏差最小的滤波元件值；根据可实现和可操作性，确定电机驱动系统最终采用滤波器结构和元件。

Description

一种电机驱动系统共模电磁干扰滤波器的设计方法
技术领域
本发明涉及一种电机驱动系统共模电磁干扰滤波器。
背景技术
电磁兼容问题广泛存在于各类电气系统中，在电力电子设备及系统中尤为突出。为抑制功率器件高频开关动作带来的电磁干扰传导发射，通常需要安装电磁干扰滤波器，以下简称EMI滤波器。目前，常用的EMI滤波器设计方法包括：
1.通过试验反复尝试不同元件参数
该方法目前最为常用，优点在于设计效果一目了然。但缺点也很明显，即设计结果来自试凑，既不能保证设计速度，又不能保证设计是否最优。
2.基于滤波器转折频率的设计方法
该方法首先确定不安装滤波器条件下，电磁兼容测试中检测到的电机驱动系统干扰幅度，然后用此幅度与电磁兼容标准规定的极限值比较，确定需要抑制的干扰幅度，即所需滤波器插入损耗。该方法的核心在于确定滤波器的转折频率——根据欲设计滤波器的拓扑结构和阶数，在对数坐标系上绘制插入损耗曲线，以及一族斜率为20n dB/dec的直线，n为滤波器阶数，这一族直线中必有插入损耗曲线相切的直线，其与坐标系横轴的交点即为索要设计滤波器的转折频率。根据这个转折频率设计滤波器参数值。
该方法存在以下问题：
(1)设计中仅考虑了滤波器自身的转移特性，而没有考虑系统阻抗对插入滤波器后整个系统转移特性的影响，这会导致滤波器过设计，不适用于体积空间限制较为严苛的应用条件；
(2)设计针对的滤波器拓扑是设计前根据经验确定的，并不一定是最适合系统的拓扑。
3.基于插入损耗的设计方法
该方法考虑干扰源阻抗，根据滤波器插入损耗表达式来设计滤波器参数，能够避免滤波器过设计。但仍存在问题：
推导插入损耗表达式需要具备良好的电路理论知识，特别是当面对电机系统这种阻抗特性复杂的系统时，或系统所需滤波器阶数较高时，插入损耗表达式推导困难，方法的可操作性较差。此外，采用该方法仍然不能直观地选择滤波器拓扑结构，只能采用阻抗失配原则进行定性选择。
电机驱动系统在运行中，会产生明显的共模干扰，且工作电压越高，共模干扰越显著，需要安装共模滤波器抑制共模传导干扰。传统上，滤波器设计采用不断试错、多轮设计的方法，成本高、时间长，设计得到的滤波器参数也难以保证最优。目前广泛采用基于转折频率的滤波器设计方法，这种方法仅考虑了滤波器的转移特性，而忽略了系统固有阻抗，需多次实验才能确定滤波器参数。为提高滤波效果预测的精确性，可在滤波器设计中考虑干扰源和干扰负载的阻抗，这类方法能够针对预先指定的、且元件较少的滤波器拓扑计算滤波元件的参数，但无法选择最优拓扑，且不适用于系统阻抗特性复杂或应用高阶滤波器的场合。
发明内容
本发明的目的是克服现有设计方法的缺点，提出一种电机驱动系统共模电磁干扰滤波器的设计方法。本发明能够使电机驱动系统通过电磁兼容试验传导发射相关测试。
本发明基于转移函数设计共模滤波器，在滤波器拓扑选择和参数设计上定量考虑共模干扰源的特性、干扰传输路径阻抗和敏感设备阻抗，首先确定不同滤波器拓扑的目标电压转移函数，再采用非线性最小二乘法设计滤波元件值并选择滤波器拓扑结构，能够快速、准确地设计电机驱动系统共模电磁干扰滤波器。
所述共模干扰源是指电机驱动系统中电机控制器输出三相电压的平均值，所述共模干扰源特性是指共模干扰源电压频谱；
所述干扰传输路径是指电机驱动系统电磁兼容测试中流过共模电流的电机驱动系统部件，包括电机控制器、电机及其部件，或电磁兼容测试设备，包括线路阻抗稳定网络等；
在电磁兼容试验中，所述敏感设备为电磁干扰接收机。
本发明具体步骤如下：
(1)通过计算、仿真或测量得到电磁兼容测试中，线路阻抗稳定网络的阻抗特性和电机驱动系统部件的阻抗特性：
对于由线性时不变无源器件构成的、可以用集总电路表示的电机驱动系统部件和电磁兼容测试设备，根据其电路结构，应用电路理论，计算得到其阻抗特性，或通过计算机电路仿真软件仿真得到其阻抗特性，此类设备或电机驱动系统部件包括线路阻抗稳定网络等。对于不满足上述条件的电机驱动系统部件或电磁兼容测试设备，通过阻抗分析仪、LCR表等阻抗测量设备，测量得到其阻抗特性。
线路阻抗稳定网络是电机驱动系统电磁兼容测试中的主要测试设备。线路阻抗稳定网络是一个三端口网络，端口1与供电电源并联，端口2与被测设备并联，端口3连接用来测量传导发射的输入阻抗为50Ω的电磁干扰接收机。在不同的电磁兼容标准中，线路阻抗稳定网络的名称不同，常见的有：线路阻抗稳定网络，英文Line Impedance StabilizationNetwork，简称LISN；人工电源网络，英文Artificial Mains Network，简称AMN；人工网络，英文Artificial Network，简称AN。
所述电机驱动系统部件是指对电机驱动系统电磁兼容测试结果有影响的部件，主要包括直流和交流动力电缆、电机控制器、电机等。
(2)任取共模电磁干扰滤波器的元件参数，通过仿真得到电机驱动系统插入不同拓扑的所述滤波器时，从干扰源到电磁兼容测量装置的干扰电压转移曲线：
针对待选择的不同拓扑的共模电磁干扰滤波器，在计算机电路仿真软件中分别设置各滤波器的仿真模型，并根据待设计滤波器与电机驱动系统及线路阻抗稳定网络的电路连接关系，在仿真软件中将滤波器分别与干扰源及电机驱动系统部件连接，通过仿真软件提供的交流分析功能，得到从干扰源电压到电磁干扰接收机检测出的共模电压的电压转移函数。
所述待选择的滤波器拓扑结构包括：电感-电容滤波器，即LC型滤波器、电容-电感滤波器，即CL型滤波器、电感-电容-电感滤波器，即LCL型滤波器、电容-电感-电容滤波器，即CLC型滤波器等。
所述系统部件的阻抗特性为步骤(1)中得到的阻抗特性，包括线路阻抗稳定网络阻抗特性，电机阻抗特性，电缆、母线排等电气互联结构的阻抗特性等。
所述干扰源为电压源、电流源或其组合。
所述干扰电压转移曲线是指电磁干扰接收机检测到的共模电压VEMI与干扰源电压VCM比值对数化后的结果，记为Hdc，如下式所示：
其中，f是频率，20lg(·)为20倍的以10为底的对数。
(3)根据步骤(2)得到的干扰电压转移曲线Hdc，写出以复频率s为自变量的包含待定参数的电压转移函数表达式：
所述电压转移函数表达式的通式为
式中，fA,m和fA,n分别为该式分子的第m个和第n个待定转折频率，fB,i和fB,j分别为该式分母的第i个和第j个待定转折频率，l为复频率s的指数，M、N、I、J分别为m、n、i、j的最大值，分别表示分子分母中一次和二次因式的数量，pA,m、pA,n、pB,i、pB,j为待定常数，s为复频率，其与频率f的关系为：
s＝j·2πf (3)
式中j为虚数单位。
确定以复频率s为自变量的，包含待定系数和待定转折频率的电压转移函数表达式的方法为：
将步骤(2)得到的干扰电压转移曲线绘制在正交坐标系上，其中纵坐标为Hdc，横坐标为频率，纵坐标为线性坐标，横坐标为对数坐标。根据低频段斜率k确定分子上复频率s的指数l的值：
根据斜率随频率的变化，确定式(2)中表示因式数量的变量I、J、M、N的值，斜率变化的频率为转折频率。当斜率减小20dB/dec时，I增加1，对应的转折频率为fB,I，在后续步骤(6)中可以指定其频率值；当斜率减小40dB/dec时，J增加1，对应的转折频率为fB,J，或I增加2，对应2个相等的转折频率，分别为fB,I-1和fB,I，在后续步骤(6)中可以指定转折频率值；当斜率减小20Q/dec时，I增加α，J增加β，Q、α、β均为正整数或0，并满足下式：
20Q＝20α+40β (5)
对应的转折频率为fB,I，fB,I-1，…，fB,I-α+1，及fB,J，fB,J-1，…，fB,J-β+1，在后续步骤(6)中可以指定这些转折频率值.当斜率增大20dB/dec时，M增加1，对应的转折频率为fA,M，在后续步骤(6)中可以指定其频率值；当斜率增大40dB/dec时，N增加1，对应的转折频率为fA,N，或M增加2，对应2个相等的转折频率，分别记为fA,M-1和fA,M，在后续步骤(6)中可以指定这些转折频率值；当斜率增大20P/dec时，M增加γ，N增加δ，P、γ、δ均为正整数或0，并满足下式
20P＝20γ+40δ (6)
对应的转折频率为fA,M，fA,M-1，…，fA,M-γ+1，及fA,N，fA,N-1，…，fA,J-δ+1，在步骤(6)中可以指定这些转折频率值。
根据所述确定包含待定参数的电压转移函数表达式的方法，可以确定一些典型拓扑共模滤波器的包含待定参数的电压转移函数：
对于CL型滤波器，包含待定参数的电压转移函数Hobj为：
或
对于所述LC型滤波器，包含待定参数的电压转移函数为：
或
对于CLC型滤波器，包含待定参数的电压转移函数Hobj为：
或
对于其他拓扑的滤波器，也可以根据所述方法写出与其对应的以复频率为自变量的包含待定参数的电压转移函数表达式。
(4)根据电机驱动系统的电压等级、开关频率等参数计算或仿真得到干扰源频谱：
所述计算方法为采用二重傅里叶积分，根据电压、开关频率计算出干扰源频谱。
所述仿真方法是根据电机驱动系统电压、开关频率，在计算机仿真软件中搭建仿真电路，仿真得到干扰源波形，再经快速傅里叶变换得到干扰源频谱。
(5)将干扰源频谱与电磁兼容标准规定的干扰极限值对比，确定干扰源频谱与极限值的差值，只有当实际电机驱动系统从干扰源到干扰检测设备的电压转移增益低于上述差值时，电机驱动系统才能够通过电磁兼容测试。因此将上述随频率变化的差值称为电压转移增益上限。
所述干扰源频谱和电磁兼容标准规定的极限值，均采用对数形式表示，其单位包括但不限于dBμV、dBmV、dBV、dBμA、dBmA、dBA等。
(6)依据步骤(5)中得到的电压转移增益上限和步骤(3)中得到的不同拓扑滤波器的电压转移函数表达式，确定采用不同滤波器，使电机驱动系统通过电磁兼容测试时，电机驱动系统电压转移函数中的待定参数，得到仅包含复频率自变量一个未知数的表达式，此表达式称为目标电压转移函数。
对于CL型滤波器，选择(7)式和(8)式中的任何一个作为目标转移函数，确定(7)式或(8)式中的待定参数。当以(7)式作为目标转移函数时，需要确定的参数包括：系数K，转折频率fA,1、fB,1、fB,2、fB,3、fB,4，常数pB,3、pB,4。确定这8个参数值的原则是使目标转移函数的幅值在电磁兼容测试的频率范围内低于步骤(5)中求出的电压转移增益上限。当以(8)式作为目标转移函数时，需要确定的参数包括：系数K，转折频率fA,1、fB,1、fB,2、fB,3、fB,4、fB,5，常数pB,5。确定这8个参数值的原则是使目标转移函数的幅值在电磁兼容测试的频率范围内低于步骤(5)中求出的电压转移增益上限。
对于LC型滤波器，选择(9)式和(10)式中的任何一个作为目标转移函数，确定(9)式或(10)式中的待定参数。当以(9)式作为目标转移函数时，需要确定的参数包括：系数K，转折频率fA,1、fB,1、fB,2、fB,3，常数pB,2、pB,3。确定这7个参数值的原则是使目标转移函数的幅值在电磁兼容测试的频率范围内低于步骤(5)中求出的电压转移增益上限。当以(10)式作为目标转移函数时，需要确定的参数包括：系数K，转折频率fA,1、fB,1、fB,2、fB,3、fB,4，常数pB,4。确定这7个参数值的原则是使目标转移函数的幅值在电磁兼容测试的频率范围内低于步骤(5)中求出的电压转移增益上限。
对于CLC型滤波器，选择(11)式和(12)式中的任何一个作为目标转移函数，确定(11)式或(12)式中的待定参数。当以(11)式作为目标转移函数时，需要确定的参数包括：系数K，转折频率fA,1、fB,1、fB,2、fB,3、fB,4、fB,5，常数pB,4、pB,5。确定这9个参数值的原则是使目标转移函数的幅值在电磁兼容测试的频率范围内低于步骤(5)中求出的电压转移增益上限。当以(12)式作为目标转移函数时，需要确定的参数包括：系数K，转折频率fA,1、fB,1、fB,2、fB,3、fB,4、fB,5、fB,6，常数pB,6。确定这9个参数值的原则是使目标转移函数的幅值在电磁兼容测试的频率范围内低于步骤(5)中求出的电压转移增益上限。
对于其他拓扑形式的滤波器，同样可以确定由步骤(3)得到的电压转移函数表达式中的待定参数值。需要确定的参数包括：通式(2)中的系数K，转折频fA,m、fA,n、fB,i、fB,j，m、n、i、j的最大值M、N、I、J，常数pA,m、pA,n、pB,i、pB,j。参数确定的原则是使目标转移函数的幅值在电磁兼容测试的频率范围内低于步骤(5)中求出的电压转移增益上限。
(7)通过二端口网络的传输参数矩阵表示滤波器拓扑结构，根据电路理论，列写同时包含该传输参数矩阵与步骤(1)中阻抗特性的电机驱动系统电压转移函数表达式。该表达式以复频率为自变量，以滤波器元件值为待定参数，称为设计电压转移函数。通过非线性最小二乘法，由设计电压转移函数拟合步骤(6)中确定的目标电压转移函数。根据拟合得到的设计电压转移函数表达式中待定系数的值，可以计算出滤波器元件值。
所述滤波器拓扑结构，是在步骤(3)中列出转移函数表达式的滤波器拓扑，包括LC型滤波器拓扑、CL型滤波器拓扑、CLC型滤波器拓扑，及其他电压转移特性可用(2)式表示的滤波器拓扑。
所述二端口网络表示将滤波器视为一个二端口网络，根据电路理论，写出滤波器的传输参数矩阵。采用二端口网络表示滤波器后，滤波器设计问题即为一个双边带载二端口网络的设计问题。电机驱动系统中，干扰源与电机共模阻抗串联后连接在二端口网络的端口一上，线路阻抗稳定网络的共模阻抗连接在端口二上。根据电路理论，从共模干扰电压源VCM到电磁干扰接收机检测到的共模电压VEMI的转移函数可以用二端口网络的传输参数表示为：
其中，Zm为电机共模阻抗，ZLISN线路阻抗稳定网络的共模阻抗，RLISN为线路阻抗稳定网络内部采样电阻，ZEMI为电磁干扰接收机的输入阻抗，ZLISN1为RLISN与ZEMI并联后，RLISN所在支路的阻抗，RLISN为该支路中采样电阻的阻值，ZEMI为电磁干扰接收机的输入阻抗，Adc、Bdc、Cdc、Ddc为转移参数矩阵的元素。Adc、Bdc、Cdc、Ddc中包含待定元件参数。
(8)对比步骤(7)得到的不同滤波器的元件值，根据其可实现和可操作性，确定电机驱动系统最终采用滤波器结构和元件。
所述可实现性和可操作性依赖于电机驱动系统设计的约束条件对滤波元件取值范围的限制，当步骤(7)中得到的滤波元件值满足所述限制时，则代表其可实现，可采用该种滤波器拓扑和元件参数，反之，不可实现。
本发明能够选择电机驱动系统适宜的滤波器结构，得到滤波器的元件参数。相对于传统方法，本发明避免了反复试错，缩短了设计时间，降低了设计成本；相对于基于滤波器转折频率的设计方法，能够避免过度设计，更适合对产品体积重量有严格限制的应用场合；相对于基于插入损耗的设计方法，更有利于在阻抗特性复杂的系统中应用，并能够更直观地选择滤波器拓扑结构。
附图说明
图1是本发明的滤波器设计流程图；
图2是本发明针对的无滤波器时，进行电机驱动系统传导干扰测量时的布置图；
图3是线路阻抗稳定网络的阻抗曲线；
图4是永磁同步电机的阻抗曲线；
图5是CL型滤波器与电机驱动系统电路连接关系图；
图6是LC型滤波器与电机驱动系统电路连接关系图；
图7是CLC型滤波器与电机驱动系统电路连接关系图；
图8是插入CL型、LC型、CLC型滤波器后电机驱动系统电压转移函数曲线；
图9是电压转移增益上限与CL型滤波器的目标转移函数；
图10是将滤波器视作二端口网络时，包含线路阻抗稳定网络、滤波器和干扰源的电机驱动系统电磁兼容测试共模回路等效电路图；
图11是CL型滤波器目标转移函数和采用设计参数值计算得到的插入CL时的电压转移增益曲线；
图12是LC型滤波器目标转移函数和采用设计参数值计算得到的插入LC时的电压转移增益曲线；
图13是CLC型滤波器目标转移函数和采用设计参数值计算得到的插入CLC时的电压转移增益曲线；
图14是加入滤波器后，进行电机驱动系统传导干扰测量时的系统布置图；
图15是加入采用本发明方法设计的滤波器前后，线路阻抗稳定网络测量到的干扰频谱包络线与电磁兼容标准的对比图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式进一步说明本发明。
本发明流程如图1所示。
步骤一：通过计算、仿真或测量得到电机驱动系统电磁兼容测试中主要测试设备线路阻抗稳定网络的阻抗特性和电机驱动系统部件的阻抗特性：
对由线性时不变无源器件构成的、可以用集总电路表示的电机驱动系统部件和电磁兼容测试设备，根据其电路结构，应用电路理论计算得到其阻抗特性，或通过计算机电路仿真软件仿真出其阻抗特性，此类设备或电机驱动系统部件包括线路阻抗稳定网络2等；对于不满足上述条件的电机驱动系统部件或电磁兼容测试设备，通过阻抗分析仪、LCR表等阻抗测量设备，测量得到其阻抗特性。
步骤二：任取滤波器元件参数，通过仿真得到电机驱动系统插入不同拓扑滤波器时，从干扰源到电磁兼容测量装置的干扰电压转移曲线：
常见的滤波器包括LC型滤波器、CL型滤波器、LCL、CLC型滤波器等。
对上述不同拓扑结构的滤波器，分别在计算机电路仿真软件中，根据滤波器与电机驱动系统及线路阻抗稳定网络的电路连接关系，将滤波器与干扰源及线路阻抗稳定网络等设备的电路模型连接，构建反映实际电机驱动系统干扰传输特性的计算机仿真模型。其中，干扰源为电压源、电流源或其组合。设备或部件的阻抗特性为步骤一得到的阻抗特性，包括线路阻抗稳定网络阻抗特性，电机阻抗特性，电缆、母线排等电气互联结构的阻抗特性等。通过仿真软件提供的交流分析功能，得到从干扰源电压到电磁干扰接收机5检测到的共模电压的电压转移函数。
所述干扰电压转移曲线是指电磁干扰接收机5检测到的共模电压VEMI与干扰源电压VCM比值对数化后的结果，记为Hdc，如下式所示
其中，f是频率。20lg(·)为20倍的以10为底的对数。
步骤三：根据步骤二得到的干扰电压转移曲线Hdc，写出以复频率s为自变量的包含待定参数的电压转移函数表达式：
所述电压转移函数表达式的通式为
式中，fA,m和fA,n分别为该式分子的第m个和第n个待定转折频率，fB,i和fB,j分别为该式分母的第i个和第j个待定转折频率，l为复频率s的指数，M、N、I、J分为m、n、i、j的最大值，分别表示分子分母中一次和二次因式的数量，pA,m、pA,n、pB,i、pB,j为待定常数，s为复频率，其与频率f的关系为：
s＝j·2πf (3)
将步骤二得到的干扰电压转移曲线绘制在正交坐标系上，其中纵坐标为Hdc，横坐标为频率，纵坐标为线性坐标，横坐标为对数坐标。根据低频段斜率k确定(14)式分子中复频率s的指数l的值：
根据斜率随频率的变化，确定(2)式中表示因式数量的变量I、J、M、N的值，斜率变化的频率为转折频率。当斜率减小20dB/dec时，I增加1，对应的转折频率为fB,I，在步骤六中可以指定其频率值；当斜率减小40dB/dec时，J增加1，对应的转折频率为fB,J，或I增加2，对应2个相等的转折频率，分别为fB,I-1和fB,I，在步骤六中可以指定转折频率值；当斜率减小20Q/dec时，I增加α，J增加β，Q、α、β均为正整数或0，并满足下式：
20Q＝20α+40β (5)
对应的转折频率为fB,I，fB,I-1，…，fB,I-α+1，及fB,J，fB,J-1，…，fB,J-β+1，在步骤六中指定这些转折频率值。当斜率增大20dB/dec时，M增加1，对应的转折频率为fA,M，在步骤六中可以指定其频率值；当斜率增大40dB/dec时，N增加1，对应的转折频率为fA,N，或M增加2，对应2个相等的转折频率，分别记为fA,M-1和fA,M，在步骤六中可以指定这些转折频率值；当斜率增大20P/dec时，M增加γ，N增加δ，P、γ、δ均为正整数或0，并满足下式
20P＝20γ+40δ (6)
对应的转折频率为fA,M，fA,M-1，…，fA,M-γ+1，及fA,N，fA,N-1，…，fA,J-δ+1，在步骤六中可以指定这些转折其频率值。
根据所述确定包含待定参数的电压转移函数表达式的方法，可以确定一些典型拓扑共模滤波器的包含待定参数的电压转移函数：
对于CL型滤波器，包含待定参数的电压转移函数Hobj为：
或
对于所述LC型滤波器，包含待定参数的电压转移函数为：
或
对于CLC型滤波器，包含待定参数的电压转移函数Hobj为：
或
对于其他拓扑的滤波器，也可以根据所述方法写出与其对应的以复频率为自变量的包含待定参数的电压转移函数表达式。
步骤四：根据电机驱动系统的电压等级、开关频率等参数计算或仿真得到干扰源频谱：
采用二重傅里叶积分，根据电压、开关频率计算出干扰源频谱。或根据电机驱动系统电压、开关频率，在计算机仿真软件中搭建仿真电路，仿真得到干扰源波形，再经快速傅里叶变换得到干扰源频谱。
步骤五：将干扰源频谱与电磁兼容标准规定的干扰极限值对比，确定干扰源频谱与极限值的差值，将该差值称为电压转移增益上限。所述干扰源频谱和电磁兼容标准规定的极限值，均采用对数形式表示，其单位包括但不限于dBμV、dBmV、dBV、dBμA、dBmA、dBA等。
步骤六：依据步骤五中得到的电压转移增益上限和步骤三中得到的不同拓扑滤波器的电压转移函数表达式，确定采用不同拓扑滤波器，使电机驱动系统通过电磁兼容测试时，电机驱动系统电压转移函数中的待定参数，得到仅包含复频率自变量一个未知数的表达式，此表达式称为目标电压转移函数。
对于CL型滤波器，选择(7)式和(8)式中的任何一个作为目标转移函数，确定(7)式或(8)式中的待定参数。当以(7)式作为目标转移函数时，需要确定的参数包括：系数K，转折频率fA,1、fB,1、fB,2、fB,3、fB,4，常数pB,3、pB,4。确定这8个参数值的原则是使目标转移函数的幅值在电磁兼容测试的频率范围内低于步骤五中求出的电压转移增益上限。当以(8)式作为目标转移函数时，需要确定的参数包括：系数K，转折频率fA,1、fB,1、fB,2、fB,3、fB,4、fB,5，常数pB,5。确定这8个参数值的原则是使目标转移函数的幅值在电磁兼容测试的频率范围内低于步骤五中求出的电压转移增益上限。
对于LC型滤波器，选择(9)式和(10)式中的任何一个作为目标转移函数，确定(9)式或(10)式中的待定参数。当以(9)式作为目标转移函数时，需要确定的参数包括：系数K，转折频率fA,1、fB,1、fB,2、fB,3，常数pB,2、pB,3。确定这7个参数值的原则是使目标转移函数的幅值在电磁兼容测试的频率范围内低于步骤五中求出的电压转移增益上限。当以(10)式作为目标转移函数时，需要确定的参数包括：系数K，转折频率fA,1、fB,1、fB,2、fB,3、fB,4，常数pB,4。确定这7个参数值的原则是使目标转移函数的幅值在电磁兼容测试的频率范围内低于步骤五中求出的电压转移增益上限。
对于CLC型滤波器，选择(11)式和(12)式中的任何一个作为目标转移函数，确定(11)式或(12)式中的待定参数。当以(11)式作为目标转移函数时，需要确定的参数包括：系数K，转折频率fA,1、fB,1、fB,2、fB,3、fB,4、fB,5，常数pB,4、pB,5。确定这9个参数值的原则是使目标转移函数的幅值在电磁兼容测试的频率范围内低于步骤五中求出的电压转移增益上限。当以(12)式作为目标转移函数时，需要确定的参数包括：系数K，转折频率fA,1、fB,1、fB,2、fB,3、fB,4、fB,5、fB,6，常数pB,6。确定这9个参数值的原则是使目标转移函数的幅值在电磁兼容测试的频率范围内低于步骤五中求出的电压转移增益上限。
对于其他拓扑形式的滤波器，同样可以确定由步骤三得到的电压转移函数表达式中的待定参数值。需要确定的参数包括：通式(2)中的系数K，转折频fA,m、fA,n、fB,i、fB,j，m、n、i、j的最大值M、N、I、J，常数pA,m、pA,n、pB,i、pB,j。参数确定的原则是使目标转移函数的幅值在电磁兼容测试的频率范围内低于步骤(5)中求出的电压转移增益上限。
步骤七：通过二端口网络的传输参数矩阵表示滤波器拓扑结构，根据电路理论，列写同时包含该传输参数矩阵与步骤一中阻抗特性的电机驱动系统电压转移函数表达式。该表达式以复频率为自变量，以滤波器元件值为待定参数，称为设计电压转移函数。通过非线性最小二乘法，由设计电压转移函数拟合实现步骤六中确定的目标电压转移函数，根据拟合得到的设计电压转移函数表达式中待定系数的值，可以计算出滤波器元件值。
所述滤波器拓扑结构，是在步骤三中列出转移函数表达式的滤波器拓扑，包括LC型滤波器拓扑、CL型滤波器拓扑、CLC型滤波器拓扑，及其他可用(2)式表示其电压转移特性的滤波器拓扑。
所述二端口网络表示滤波器拓扑的方法将滤波器视为一个二端口网络，根据电路理论，写出滤波器的传输参数矩阵。采用二端口网络表示滤波器后，滤波器设计问题即为一个双边带载二端口网络的设计问题。电机驱动系统中，干扰源与电机共模阻抗串联后连接在二端口网络的端口一上，线路阻抗稳定网络的共模阻抗连接在端口二上。根据电路理论，从共模干扰电压源VCM到电磁干扰接收机5检测到的共模电压VEMI的转移函数可以用二端口网络的传输参数表示为
其中，Zm为电机共模阻抗，ZLISN线路阻抗稳定网络的共模阻抗，RLISN为线路阻抗稳定网络内部采样电阻，ZEMI为电磁干扰接收机的输入阻抗，ZLISN1为RLISN与ZEMI并联后，RLISN所在支路的阻抗，Adc、Bdc、Cdc、Ddc为转移参数矩阵的元素。Adc、Bdc、Cdc、Ddc中包含待定元件参数。
步骤八：对比步骤七得到的不同滤波器的元件值，根据设计约束条件，考虑设计元件值的可实现和可操作性，确定电机驱动系统最终采用滤波器结构和元件参数。
所述可实现性和可操作性依赖于电机驱动系统设计的约束条件对滤波元件取值范围的限制，当步骤七中得到的滤波元件值满足所述限制时，则代表其可实现，可采用该种滤波器拓扑和元件参数，反之，不可实现。
实施例
本实施例为采用本发明方法，对一电机驱动系统设计输入和输出侧共模滤波器。
该电机驱动系统包含商用直流电源1一台，30kW电机控制器3一台，20kW永磁同步电机4一台，线路阻抗稳定网络2(德国Schwarzbeck生产，型号NNLK8130)一台，电磁干扰接收机5(德国Rohde&Schwarz生产，型号ESL3)一台，特性阻抗50Ω同轴电缆一根，以及其他实现功率传输的动力电缆若干。无滤波器时，该电机驱动系统连接如图2所示。
(1)确定电机驱动系统电磁兼容测试中主要设备及部件的阻抗特性
通过计算得到线路阻抗稳定网络2的阻抗特性如图3所示；通过测量得到永磁同步电机4的阻抗特性如图4所示。
(2)通过仿真确定插入不同拓扑的电磁干扰滤波器时的电压转移增益曲线
从干扰源向负载侧看，根据元件级联顺序，直流侧常见的滤波器拓扑包括CL型滤波器21、LC型滤波器22、CLC型滤波器23等，如图5、图6、图7虚线框中电路所示。任给滤波器元件参数，即可仿真得到插入滤波器之后的转移增益曲线，如图8所示。
(3)根据图8中转移增益曲线斜率随频率的变化，可以写出目标电压转移函数的表达式。
对于CL型滤波器
或
对于LC型滤波器
或
对于CLC型滤波器
或
以上(7)～(12)式中，s为复频率，fA,1分子上的待定转折频率，fB,i和fB,j分别为分母上第i个和第j个待定转折频率，pB,i、pB,j为待定常数。
(4)根据电机驱动系统的电压等级、开关频率等参数计算干扰源频谱。
在本实例中，电机驱动系统中，逆变器的电压为100V，开关频率7.5kHz，根据共模电压源的定义，通过计算得到干扰源频谱。
(5)将干扰源频谱与电磁干扰标准规定的传导干扰极限相减，附加6dB余量后，确定电机驱动系统转移函数的增益上限，如图9所示。
(6)依据步骤(5)中得到的电压转移增益上限和步骤(3)中得到的不同拓扑滤波器的电压转移函数形式，确定目标电压转移函数。
对于CL型滤波器，选择(7)式所示的目标转移函数。将(7)式中的转折频率fB,1和fB,3设置在10kHz附近,fB,1＝fB,3＝12kHz。目标电压转移函数在20kHz～500kHz频段内需保持约-58dB的衰减，因此设计fB,2＝fB,4＝950kHz。根据各转折频率可以确定分子系数：
K＝(2πfB,2)(2πfB,4)2Hobj(f),fB,1≤f≤fB,2 (14)
将上述参数代入(1)式，得到目标转移函数曲线，如图4中灰色实线所示。
对于LC型滤波器，选择(9)式所示的目标转移函数。与CL型滤波器类似，选择fB,1＝fB,2＝12kHz，在12kHz以后，转移增益基本保持不变，直到频率为fB,3的二重极点为止。选择fB,3＝2MHz。而分子系数
K＝(2πfB,3)2Hobj(f),fB,2≤f≤fB,3 (15)
对于CLC型滤波器，选择(2)式所示的目标转移函数。转折频率fB,1＝fB,6＝12kHz，fB,2＝200kHz，fB,3＝500kHz，fB,4＝1MHz，fB,5＝2MHz。分子系数
K＝(2πfB,2)(2πfB,3)(2πfB,4)(2πfB,5)Hobj(f),fB,1≤f≤fB,2 (16)
(7)滤波器是一个二端口网络。电机共模阻抗Zm视为干扰源内阻，线路阻抗稳定网络阻抗ZLISN即为干扰负载阻抗。从共模干扰电压源VCM到线路阻抗稳定网络中电阻RLISN电压VLISN的转移函数可以用二端口网络的传输参数表示为
其中，Zm为电机共模阻抗，ZLISN为LISN阻抗，RLISN为线路阻抗稳定网络内部采样电阻，CLISN1为RLISN所在支路的电容，ZEMI为电磁干扰接收机的输入阻抗，ZLISN1为图10中RLISN先与ZEMI并联再与CLISN1串联后的阻抗，Adc、Bdc、Cdc、Ddc为传输参数矩阵的元素。
用传输参数矩阵表示无源网络不需要大量的运算，表示梯形网络非常便捷。由于级联二端口网络的传输参数矩阵可以用各独立二端口网络的传输参数矩阵相乘得到，因此只需要列写滤波器串臂和并臂的传输参数矩阵，再根据滤波器结构按序相乘，即可得到滤波网络的传输参数矩阵。
通过非线性拟合确定实现步骤(6)中目标电压转移函数的滤波器元件值；
通过非线性拟合得到CL型滤波器的参数为：
Cf_CL＝3.2μF,Lf_CL＝45μH
插入CL型滤波器的电机驱动系统电压转移函数曲线如图11中黑色实线所示。
通过非线性拟合得到LC型滤波器元件参数为：
Lf_LC＝0.56μH,Cf_LC＝12μF
插入LC型滤波器的电机驱动系统电压转移函数曲线如图12中黑色实线所示。
通过非线性拟合得到CLC型滤波器元件参数值为：
Cf_CLC_1＝2.7μF,Lf_CLC＝42μH,Cf_CLC_1＝28nF
插入CLC型滤波器的电机驱动系统电压转移函数曲线如图13中黑色实线所示。
(8)对比步骤(7)得到的不同滤波器的元件值，三种滤波器所需的电容均达到若干微法，实现时需要多只电容并联。所采用的电容值越小，实现起来越方便，因此，在本实例中，选择CL滤波器作为直流侧滤波器。
(9)根据设计结果在电机驱动系统中插入设计得到的滤波器6，再次测试电机驱动系统传导干扰，测试电路布置如图14所示。插入滤波器6后，电机驱动系统干扰频谱与未插入滤波器6时的电机驱动系统干扰频谱及电磁兼容标准规定的极限值对比，如图15所示。加入滤波器6后，电机驱动系统干扰被抑制到标准规定的极限值以下，滤波器达到了设计效果。

Claims (4)

1.一种电机驱动系统共模电磁干扰滤波器的设计方法，其特征在于，所述的设计方法基于转移函数设计共模滤波器，在滤波器拓扑选择和参数设计上定量考虑共模干扰源的特性、干扰传输路径阻抗特性和敏感设备阻抗特性，首先确定不同滤波器拓扑的目标电压转移函数，再采用非线性最小二乘法设计滤波元件值并选择滤波器拓扑结构；具体步骤为：
(1)通过计算、仿真或测量得到主要测试设备线路阻抗稳定网络的阻抗特性和电机驱动系统部件的阻抗特性：
对于由线性时不变无源器件构成的、能够用集总电路表示的电机驱动系统部件和电磁兼容测试设备，根据其电路结构，应用电路理论计算得到阻抗特性，或通过计算机电路仿真软件仿真得到其阻抗特性；对于不满足上述条件的电机驱动系统部件或电磁兼容测试设备，通过阻抗测量设备测量得到其阻抗特性；
(2)任取共模电磁干扰滤波器的元件参数，通过仿真得到电机驱动系统插入不同拓扑的所述滤波器时，从干扰源到电磁兼容测量装置的干扰电压转移曲线；
(3)根据步骤(2)得到的干扰电压转移曲线Hdc，写出以复频率为自变量的包含待定参数的电压转移函数表达式：
所述电压转移函数表达式的通式为：
式中，s为复频率，fA,m和fA,n分别为该式分子的第m个和第n个待定转折频率，fB,i和fB,j分别为该式分母的第i个和第j个待定转折频率，l为复频率s的指数，M、N、I、J分别为m、n、i、j的最大值，pA,n、pB,j为待定常数；
确定以复频率s为自变量的，包含待定参数的电压转移函数表达式的方法为：
将步骤(2)得到的干扰电压转移曲线绘制在正交坐标系上，其中纵坐标为Hdc，横坐标为频率，纵坐标为线性坐标，横坐标为对数坐标；根据低频段斜率k确定分子上复频率s的指数l的值：
根据斜率随频率的变化，确定式(2)中表示因式数量的变量I、J、M、N的值，斜率变化的频率为转折频率；当斜率变小20dB/dec时，I增加1，对应的转折频率为fB,I，在步骤(6)中指定其频率值；当斜率变小40dB/dec时，J增加1，对应的转折频率为fB,J，或I增加2，对应2个相等的转折频率，分别为fB,I-1和fB,I，在步骤(6)中指定转折频率值；当斜率变小20Q/dec时，I增加α，J增加β，Q、α、β均为正整数或0，并满足下式：
20Q＝20α+40β (5)
对应的转折频率为fB，I，fB，I-1，…，fB，I-α+1，及fB，J，fB，J-1，…，fB，J-β+1，在步骤(6)中指定这些转折频率值，当斜率增大20dB/dec时，M增加1，对应的转折频率为fA,M，在步骤(6)中指定其频率值；当斜率增大40dB/dec时，N增加1，对应的转折频率为fA,N，或M增加2，对应2个相等的转折频率，分别记为fA,M-1和fA,M，在步骤(6)中指定这些转折频率值；当斜率增大20P/dec时，M增加γ，N增加δ，P、γ、δ均为正整数或0，并满足下式：
20P＝20γ+40δ (6)
对应的转折频率为fA,M，fA,M-1，…，fA,M-γ+1，及fA,N，fA,N-1，…，fA,J-δ+1，在步骤(6)中指定这些转折频率值；
(4)根据电机驱动系统的电压等级、开关频率计算或仿真得到干扰源频谱：
所述计算方法为采用二重傅里叶积分，根据电压、开关频率计算出干扰源频谱；
所述仿真方法为根据电机驱动系统电压、开关频率，在计算机仿真软件中建立仿真电路，仿真得到干扰源波形，再经快速傅里叶变换得到干扰源频谱；
(5)将干扰源频谱与电磁兼容标准规定的干扰极限值对比，确定干扰源频谱与极限值的差值，只有当实际电机驱动系统从干扰源到干扰检测设备的电压转移增益低于上述差值，电机驱动系统才能够通过电磁兼容测试；因此将上述随频率变化的差值称为电压转移增益上限；
(6)依据步骤(5)中得到的电压转移增益上限和步骤(3)中得到的不同拓扑滤波器的电压转移函数表达式，分别确定采用各滤波器时，电机驱动系统通过电磁兼容测试时的电机驱动系统电压转移函数中的待定参数，得到仅包含复频率自变量一个未知数的表达式，此表达式称为目标电压转移函数；
(7)通过二端口网络的传输参数矩阵表示滤波器拓扑结构，将该传输参数矩阵与步骤(1)中得到的阻抗特性，根据电路理论计算，得到以频率为自变量，滤波器元件值为待定系数的电机驱动系统电压转移函数，此电压转移函数称为设计电压转移函数；通过非线性最小二乘法，由设计电压转移函数拟合步骤(6)中确定的目标电压转移函数；根据拟合得到的设计电压转移函数表达式中待定系数的值，计算出滤波器元件值；
(8)对比步骤(7)得到的不同滤波器的元件值，根据其可实现性和可操作性，确定电机驱动系统最终采用的滤波器结构和元件参数；
所述可实现性和可操作性依赖于电机驱动系统设计的约束条件对滤波元件取值范围的限制，当步骤(7)中得到的滤波元件值满足所述限制时，则代表其可实现，可采用该种滤波器拓扑和元件参数，反之，不可实现。
2.按照权利要求1所述的电机驱动系统共模电磁干扰滤波器的设计方法，其特征在于，所述步骤(2)中，针对待选择的不同拓扑的共模电磁干扰滤波器，在计算机电路仿真软件中分别设置各滤波器的仿真模型，并根据待设计滤波器与电机驱动系统及线路阻抗稳定网络的电路连接关系，在仿真软件中将滤波器分别与干扰源及所述电机驱动系统连接，通过仿真软件提供的交流分析功能，得到从干扰源电压到电磁干扰接收机检测到的共模电压的电压转移函数。
3.按照权利要求2所述的电机驱动系统共模电磁干扰滤波器的设计方法，其特征在于，所述干扰电压转移曲线是指电磁干扰接收机检测到的共模电压VEMI与干扰源电压VCM比值对数化后的结果，记为Hdc，如下式所示：
其中，f是频率，20lg(·)为20倍的以10为底的对数。
4.按照权利要求2所述的电机驱动系统共模电磁干扰滤波器的设计方法，其特征在于，所述步骤(7)中，所述的二端口网络表示将滤波器视为一个二端口网络，根据电路理论，写出滤波器的传输参数矩阵；采用二端口网络表示滤波器后，滤波器设计问题即为一个双边带载二端口网络的设计问题；电机驱动系统中，干扰源与电机共模阻抗串联后连接在二端口网络的端口一上，线路阻抗稳定网络的共模阻抗连接在端口二上；根据电路理论，从共模干扰电压源VCM到电磁干扰接收机检测到的共模电压VEMI的电压转移函数用二端口网络的传输参数表示为：
其中，Zm为电机共模阻抗，ZLISN线路阻抗稳定网络的共模阻抗，ZLISN1为线路阻抗稳定网络内部与被测设备并联的支路的阻抗，RLISN为该支路中采样电阻的阻值，ZEMI为电磁干扰接收机的输入阻抗，Adc、Bdc、Cdc、Ddc为转移参数矩阵的元素。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106788310B (zh) * 2016-12-02 2020-09-04 上海无线电设备研究所 一种新型对称式功率滤波器网络结构及其参数设计方法
CN107783040B (zh) * 2017-10-23 2020-06-05 北京经纬恒润科技有限公司 一种直流有刷电机电磁干扰的建模方法、装置及系统
CN108173526B (zh) * 2017-11-22 2020-12-29 珠海格力电器股份有限公司 滤波器的特征确定方法、装置及滤波器
CN110196998A (zh) * 2019-04-30 2019-09-03 北京理工大学 一种新能源汽车电机驱动系统电机高频等效电路模型的建立方法
CN111478576B (zh) * 2020-04-30 2021-05-25 北京理工大学 一种滤波器设计方法
CN111478575B (zh) * 2020-04-30 2021-05-25 北京理工大学 一种高压电源电磁干扰滤波器设计方法
CN116527017B (zh) * 2023-07-03 2023-09-22 广汽埃安新能源汽车股份有限公司 电机控制器的滤波器件确定方法及装置

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102540106A (zh) * 2012-01-30 2012-07-04 江苏省计量科学研究院 新能源逆变系统直流侧传导emi噪声测量装置及测校方法

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012142703A1 (en) * 2011-04-19 2012-10-26 Queen's University At Kingston Digital emi filter

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102540106A (zh) * 2012-01-30 2012-07-04 江苏省计量科学研究院 新能源逆变系统直流侧传导emi噪声测量装置及测校方法

Non-Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
A Transfer Function Approach to a Common Mode Filter (CMMF) Optimization in the PWM Inverter Supplied Motor Drives;Dusan Graovac等;《IEEE TRANSACTIONS ON ENERGY CONVERSION》;20110331;第26卷(第1期);第93-101页 *
Investigation of Hybrid EMI Filters for Common-Mode EMI Suppression in a Motor Drive System;Shuo Wang等;《IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS》;20100430;第25卷(第4期);第1034-1045页 *
混合动力电动汽车用电机及驱动控制器的电磁兼容设计;韩利等;《安全与电磁兼容》;20060228(第01期);第81-84页 *
电磁干扰低通滤波器的设计;张金玲;《中国科技信息》;20081031(第20期);第162-164页、第168页 *

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