CN101458284A - 传导性电磁干扰噪声的共模噪声和差模噪声分离器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种传导性电磁干扰噪声的共模噪声和差模噪声分离器，由变比为2∶1的带中心抽头的射频变压器(T)、共模扼流圈(L)、差模滤波电容(C)和双刀双掷开关组成；其特征是：差模滤波电容(C)并联在射频变压器(T)的原边，共模输出接于射频变压器(T)原边的中点抽头处；射频变压器(T)的副边分别接共模扼流圈(L)两输入端，差模信号经共模扼流圈(L)输出端输出，同时共模扼流圈(L)另一输出端接地构成回路；双刀双掷开关控制射频变压器(T)与差模滤波电容(C)并联回路以及频变压器(T)与共模扼流圈(L)耦合回路的开闭。双刀双掷开关接通S1，共模输出，称共模分离器。双刀双掷开关接通S2，差模输出，称差模分离器。

Description

传导性电磁干扰噪声的共模噪声和差模噪声分离器

技术领域

本发明涉及的是一种传导性电磁干扰噪声的共模噪声和差模噪声分离器，属于电磁兼容设备设计的技术领域。

背景技术

EMI滤波器是抑制传导干扰最为有效的手段之一，已经在工业界广泛应用。但由于传导噪声差模干扰和共模干扰产生的机理不同，相应电磁干扰EMI滤波器设计又分为共模CM滤波器和差模DM滤波器两个部分。因此，在噪声测量时能提供精确分离的共模噪声和差模噪声，对于分别设计具有优良滤波性能的共模CM滤波器和差模DM滤波器会有事半功倍的作用。按国际标准进行的传导性电磁干扰测量系统采用线阻抗稳定网络(简称LISN)，其只能提供电力线上的同时包含共模和差模叠加的混合干扰信号，而由于不同模态信号确定不同滤波器性能、拓扑结构与参数选取，因此这种基于线阻抗稳定网络LISN的测量对实际功率线滤波器设计及干扰抑制帮助不大。传导性电磁干扰共模噪声和差模噪声分离技术的目的是为提供精确分离的共模噪声信号和差模噪声信号。

在传导性电磁干扰噪声测试中，通用的测试设备是线性阻抗稳定网络，原理如图1所示，通过电感(L1、L2)、电容(C1、C2)和标准50Ω阻抗构成测试网络，在线阻抗稳定网络的火线端和中线端，由测量接收机得到的噪声电压应分别为：

V_L-G(ω)＝50[I_CM(ω)+I_DM(ω)]＝V_CM(ω)+V_DM(ω)  (1)

V_N-G(ω)＝50[I_CM(ω)-I_DM(ω)]＝V_CM(ω)-V_DM(ω)   (2)

由(1)(2)式发现，LISN所测量到的实际上是共模(CM)和差模(DM)信号的混合噪声信号，而无法直接检测到具体的CM和DM噪声信号。

由式(1)(2)可得，独立分量噪声测量技术的原理正是基于以各种不同的电路结构和形式实现火线和中线上噪声电压的相加和相减功能。其公式描述如下：

V_CM(ω)＝[V_N-G(ω)+V_L-G(ω)]/2   (3)

V_DM(ω)＝[V_L-G(ω)-V_N-G(ω)]/2   (4)

噪声分离器电路的输入信号是来自线阻抗稳定网络中火线和中线端的噪声电压，而该电路的输出信号则是共模(CM)或差模(DM)噪声分量，若测差模噪声，则差模输出端接频谱仪，共模输出端接50Ω匹配阻抗，如图2所示；反之，若测共模噪声，则共模输出端接频谱仪，差模输出端接50Ω匹配阻抗。

为了精确分离共模噪声和差模噪声，传导性电磁干扰噪声分离器必须满足以下要求：

1.测量共模输出端|V_CM|＝|V_L+V_N|/2；差模输出端|V_DM|＝|V_L-V_N|/2。

2.共模/差摸插入损耗(℃MIL/DMIL)越小越好；共模/差模抑制比(CMRR/DMRR)越大越好。

①共模插入损耗(CMIL)：V_L和V_N之间接共模信号作为噪声分离器的输入信号记V_CM-in，测量噪声分离器的共模输出端信号记V_CM-out，则共模插入损耗的计算式为CMIL＝201g(V_CM-out/V_CM-in)。理想情况下这种插入损耗应当是0。

②共模抑制比(CMRR)：V_L和V_N之间接共模信号作为噪声分离器的输入信号记V_CM-in，测量噪声分离器的差模输出端信号记V_DM-out，则共模抑制比的计算式为CMRR＝201g(V_DM-out/V_CM-in)。理想情况下这种抑制比应当是无穷大。

③差模插入损耗(DMIL)：V_L和V_N之间接差模信号作为噪声分离器的输入信号记V_DM-in，测量噪声分离器的差模输出端信号记V_DM-out，则差模插入损耗的计算式为DMIL＝201g(V_DM-out/V_DM-in)。理想情况下这种插入损耗也应当是0。

④差模抑制比(DMRR)：V_L和V_N之间接差模信号作为噪声分离器的输入信号记V_DM-in，测量噪声分离器的共模输出端信号记V_CM-out，则差模抑制比的计算式为DMRR＝201g(V_CM-out/V_DM-in)。理想情况下这种抑制比也应当是无穷大。

图3公开了一种传导性电磁干扰噪声分离器(Mardiguian M，Raimbourg，J.An alternative method for characterizing EMI filter[C]，Proc of IEEE on EMC，1999，Vol.2，882-886)，以下简称M分离器。该分离器仅由原边带中心抽头，变比为2:1的变压器组成，原边的两端子作为混合噪声信号的输入端子，理想情况下，原边中心抽头处输出共模噪声信号，副边一端接地另一端输出为差模噪声信号。但是在高频条件下由于传输线等分布参数的影响，使得差模信号在中点输出不为0，从而影响共模端的输出；因高频杂散效应的影响，如变压器原副边之间存在分布电容，会使模态信号抑制产生较明显的性能衰退的现象，一般有10-20dB的衰减，有的甚至更加严重，因此分离网络性能有待进一步提高。

发明内容

本发明所要解决的技术问题，在于克服现有技术存在的缺陷，提供一种新型传导性电磁干扰噪声的共模噪声和差模噪声分离器。

本发明传导性电磁干扰噪声的共模噪声和差模噪声分离器，由变比为2:1的带中心抽头的射频变压器T、共模扼流圈L、差模滤波电容C和双刀双掷开关组成；其特征是：差模滤波电容C并联在射频变压器T的原边，共模输出接于射频变压器T原边的中点抽头处；射频变压器T的副边分别接共模扼流圈L两输入端，差模信号经共模扼流圈L输出端输出，同时共模扼流圈L另一输出端接地构成回路；双刀双掷开关控制射频变压器T与差模滤波电容C并联回路(共模分离器)以及频变压器T与共模扼流圈L耦合回路(差模分离器)的开闭。

双刀双掷开关接通S1，共模输出，称共模分离器，其等效电路如图5所示；

由于共模输出接于射频变压器的原边的中点，因此有

$V_{\mathrm{cm}}=V_N+\frac{V_L-V_N}{2}=\frac{V_L+V_N}{2}---\left(5\right)$

双刀双掷开关接通S2，差模输出，称差模分离器，其等效电路如图6所示。由于差模输出接射频变压器的副边，变压器变比为2:1，因此有

$V_{\mathrm{dm}}=\frac{V_L-V_N}{2}---\left(6\right)$

由式5和式6可见，本发明满足背景技术中所陈述的精确分离共模噪声和差模噪声对传导性电磁干扰噪声分离器要求的条件1。

理论分析，本发明与M分离器四种特性，当传输线寄生参数L₁＝L₂＝L时，M分离网络(不带滤波电容C)，

${\mathrm{CMIL}}_M=20\lg \left(\frac{2Z+\mathrm{j\ω}4L}{\frac{(200+Z)Z}{100}+\mathrm{j\ω}(6L+\frac{\mathrm{LZ}}{25})}\right)---\left(7\right)$

本发明(加入差模滤波电容C)，

对比两者性能，随着频率的升高，|CMIL_新|<|CMIL_M|。图5中差模滤波电容C可以起到抑制差模噪声的作用，从而使得共模输出端的信号更接近于实际共模噪声，因此其共模插入损耗(CMIL)将比不加差模滤波电容C时要小；更普遍的情况传输线不对称时，M分离器差模抑制比为：

${\mathrm{DMRR}}_M=20\lg \left(\frac{2(L_2-L_1)}{{6L}_1+{4L}_2+\frac{Z}{50}(L_1+L_2)+\mathrm{j\&omega;Z}(2+\frac{Z}{100})(L_1-\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}^2})}\right)---\left(9\right)$

本发明差模抑制比为：

对比发现，随着频率的升高，|CMIL_新|>|CMIL_M|，即差模抑制比(DMRR)将比不加差模滤波电容C要大，从而本发明获得了更好的共模插入损耗(CMIL)和差模抑制比(DMRR)性能。

对于差模分离器，理论上输入一对差模信号和共模信号(V_C+V_D、V_C-V_D)，经过2:1变压器耦合在变压器副边得到差模信号V_D。但是由于变压器原副边分布参数的影响，使得部分共模信号

耦合到变压器的副边，使得M分离器共模抑制比CMRR性能下降，因此图6中加入共模扼流圈来抑制差模输出端混入的共模噪声，起到抑制共模噪声的作用，从而使得差模输出端的信号更接近于实际差模噪声，因此其差模插入损耗(DMIL)将比不加共模扼流圈L时要小；本发明中，当共模扼流圈耦合系数K＝1，M＝L时，耦合过来的共模信号全部滤掉，差模输出端 ${\stackrel{\&CenterDot;}{V}}_{\mathrm{DM}}={\stackrel{\&CenterDot;}{V}}_D=0,$ 共模抑制比

而此时M分离器，差模输出端为

共模抑制比： ${\mathrm{CMRR}}_M=20\lg \left(\frac{\mathrm{\&Delta;}{\stackrel{\&CenterDot;}{V}}_c}{V_C}\right)>-\&infin;,$ 从结果，可以看出|CMRR_新|>|CMRR_M|，本发明中共模扼流圈的加入亦可以明显改善共模抑制比。从而获得了更好的差模插入损耗(DMIL)和共模抑制比(CMRR)性能。

由此分析可见，本发明中加入差模滤波电容C和共模扼流圈L可以使其满足背景技术中所陈述的精确分离共模噪声和差模噪声对传导性电磁干扰噪声分离器要求的条件2。

附图说明

图1现有技术线性阻抗稳定网络(LISN)原理图

图2现有技术的共模(CM)或差模(DM)噪声分量测量方法图

图3现有技术传导性电磁干扰噪声分离器(M分离器)电路原理图

其中：分离器输入信号由线阻抗稳定网络来；差模噪声输出为Vdm；共模噪声输出为Vcm；射频变压器T变比2:1

图4本发明传导性电磁干扰噪声的共模噪声和差模噪声分离器电路原理图

其中：分离器输入信号由线阻抗稳定网络来；射频变压器T变比2:1；差模滤波电容C；共模扼流圈L；差模输出Vdm；共模输出Vcm。

图5本发明传导性电磁干扰噪声的共模噪声和差模噪声分离器的共模分离器等效电路图

其中：差模滤波电容C；射频变压器T原边；

图6本发明传导性电磁干扰噪声的共模噪声和差模噪声分离器的差模分离器等效电路图

图7开关电源接阻性负载时EMI噪声抑制测试实验电路示意图。

具体实施方式

下面结合具体实施例和附图，对本发明作进一步详细说明。

实施例

4为本发明传导性电磁干扰噪声的共模噪声和差模噪声分离器(简称CM/DM分离器)电路原理图，由变比为2:1的带中心抽头的射频变压器T、共模扼流圈L、差模滤波电容C和双刀双掷开关组成。差模滤波电容C并联在射频变压器T的原边，共模输出接于射频变压器T原边的中点抽头处；射频变压器T的副边分别接共模扼流圈L两输入端，差模信号经共模扼流圈L输出端输出，同时共模扼流圈L另一输出端接地构成回路。选择变压器型号Mini-Circuis：T2-1T-X65，滤波电容C选择10μF，双刀双掷开关来控制共模分离器和差模分离器的工作，当开关打向左边，S1接通，射频变压器和差模滤波电容构成共模分离器回路，变压器中心抽头输出共模噪声；开关打向右边，S2接通，射频变压器和共模扼流圈构成差模分离器回路，共模扼流圈输出端输出差模噪声。

应用本发明研究负载变化对开关电源EMI噪声影响。

以开关电源噪声测试系统为例，将商用开关电源，型号KR0960AA-24V40A，参数：AC/DC，24V输出，额定功率960W，直流端接一组负载盘(3个可串/并联的电阻盘，最大500W)，用作被测设备即噪声源。该系统由线阻抗稳定网络LISN、商用开关电源、电阻盘、噪声分离器及频谱分析仪构成，如图7所示，调节负载大小，使该系统被测设备开关电源工作在轻载、满载两种工作方式下，测试系统产生的传导干扰信号，经过新型噪声分离器分离，最终，根据分离结果设计滤波器参数，该系统中加入自制功率滤波器以验证噪声抑制效果。

改变开关电源的负载，满载时即额定功率下的负载，典型负载一般为额定功率的50％，电流I＝8.7A；轻载时，一般为额定功率的20％，电流I＝3.8A左右；分别在这两种种工作状态下，观察总噪声、共模噪声和差模噪声。由于负载不同从而导致电流大小不同，从而引起产生的噪声不同，随着电流的减少总噪声应该降低。

通过频谱仪测试，该BOOST电路负载工作在轻载、满载时，总噪声在低频段噪声明显，并且频率在3MHz左右噪声达到最大，最大值分别为：74.1dBμV、80.3dBμV，通过新噪声分离器噪声分离后发现大部分噪声原因来自共模噪声，可以看出共模噪声占主导地位，同时，在共模噪声中，当负载为轻载、满载时，在3MHz左右噪声分别为：74.0dBμV、81.1dBμV，轻载状态下噪声在整个测试都高于满载状态下噪声。可以看出，随着负载的减小，总噪声和共模噪声逐渐减小；而对于差模信号，由于不占主导地位，几乎没有变化，所以负载变化对其影响不明显。由此共模滤波器的滤波特性将直接决定总噪声的抑制效果。

Claims (1)

1、一种传导性电磁干扰噪声的共模噪声和差模噪声分离器，由变比为2:1的带中心抽头的射频变压器(T)、共模扼流圈(L)、差模滤波电容(C)和双刀双掷开关组成；其特征是：差模滤波电容(C)并联在射频变压器(T)的原边，共模输出接于射频变压器(T)原边的中点抽头处；射频变压器(T)的副边分别接共模扼流圈(L)两输入端，差模信号经共模扼流圈(L)输出端输出，同时共模扼流圈(L)另一输出端接地构成回路；双刀双掷开关控制射频变压器(T)与差模滤波电容(C)并联回路以及频变压器(T)与共模扼流圈(L)耦合回路的开闭。

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