CN105282062A - 传送器/接收器的信号路径之间不匹配的校正方法与装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及传送器/接收器的第一、第二讯号信号路径之间的不匹配的校正方法与校正装置，提供了一种用于接收器的第一信号路径与第二信号路径不匹配的校正方法，包含有：利用所述接收器接收具有特定频率的测试信号，并分别经过所述第一信号路径与所述第二信号路径，以产生第一信号路径接收信号以及第二信号路径接收信号；分别针对所述第一信号路径接收信号以及所述第二信号路径接收信号来进行频谱分析，并产生第一频谱分析结果以及第二频谱分析结果；以及依据所述第一频谱分析结果以及所述第二频谱分析结果来计算至少一个校正系数。本发明亦提供用于接收器的第一信号路径与第二信号路径不匹配的校正方法。

Description

传送器/接收器的信号路径之间不匹配的校正方法与装置

技术领域

本发明所揭露的实施例相关于通讯系统的校正方法以及相关电路，尤指一种应用于传送器/接收器的同相(I)信号路径与正交(Q)信号路径不匹配的校正方法以及相关装置。

背景技术

一般来说，越复杂的调变技术通常可以内含越多的讯息数据，即，可藉由复杂的调变处理来提高传输速率，如64正交振幅调变(64-QuadratureAmplitudeModulation,64-QAM)，甚至是256-QAM。因此，对于高阶正交振幅调变的需求越来越普及。若期望高阶正交振幅调变能够有良好的传收效果，必须要相对应地提高通讯系统的误差向量振幅值(ErrorVectorMagnitude,EVM)，而影响误差向量振幅值的最重要因素之一是同相与正交之间不平衡(In-phaseQuadrature-phaseimbalance,IQimbalance)的程度。造成I、Q两路不平衡的主要原因乃是射频(RadioFrequency,RF)电路在I、Q两路的不匹配，即使是些微的偏差也会对整体通讯系统造成影响，形成不完全的正交调变/解调变程序，进而导致接收端误码率(BitErrorRate,BER)的上升。所述偏差又可分为振幅(amplitude)偏差与相位(phase)偏差，一旦这些偏差存在，频谱上便会产生对称频率的镜像干扰。请参考图1，图1为一接收端所接收到的一接收信号以及所述接收信号所产生的一镜像信号的示意图。所述接收信号的振幅与所述镜像信号的振幅之间的差值一般被称为镜像排斥比(ImageRejectionRatio,IRR)，举例来说，当I、Q两路严重不平衡时，IRR就小，反之则大。

为了改善此偏差所造成的影响，实际电路上往往会在正式收发信号之前，先进行校正(calibration)的动作，称为IQ校正。而造成电路中的同相路径以及正交路径彼此不匹配的主要来源有二，其一系本地振荡器(localoscillator,LO)产生载波并将载波各自推送到同相路径与正交路径上的混频器(mixer)时，很难呈现完美的90度相位差，或是被推送到同相路径以及正交路径各自的混频器的两个载波的振幅大小不一致，也就是上述的相位偏差以及振幅偏差。其二系由于在电路制程中难免会有不完美的状况发生，因此会使得同相路径与正交路径上的两组组件彼此不完全匹配，例如同相路径与正交路径上的低通滤波器(low-passfilter,LPF)、模拟数字转换器(analog-to-digitalconverter,ADC)、数字模拟转换器(digital-to-analogconverter,DAC)或是增益放大器(gainamplifier)等组件不匹配，因而会造成通过同相路径与正交路径的信号产生差异，当信号通过彼此不互相匹配的同相路径以及正交路径时，便往往会产生镜像干扰信号(如图1所示)，造成信号质量的降低。

习知技术一般系使用搜寻法来慢慢逼近最佳的补偿值以校正镜像干扰信号，然而，在现今无线通信的应用中，对于连接速度的要求越来越高。举例来说，使用者在使用蓝牙耳机时若是有来电，需要立即与智能型手机联机以接听电话，连接速度越快越能带来良好的使用者经验。因此，在通讯系统中，如何快速且精确地执行IQ校正，已成为此领域中一个相当重要的议题。

另外，当本地振荡器与传送端的混频器以及低噪声放大器之间的隔离度不完美，便有可能会产生本地振荡信号渗漏(leakage)的情况，使传送信号受到干扰。一般习知的方法都是透过分析I、Q两路信号经过自混频后所产生的实数信号中由原始信号与本地振荡信号渗漏所混成之成分，并据以调整补偿值一直到有一个最佳的结果。然而，此方法同样具有速度慢的缺点，因此，在通讯系统中，如何快速且精确地补偿本地振荡信号渗漏已成为此领域中一个相当重要的议题。

发明内容

根据本发明的实施例，揭露一种应用于一传送器/接收器的一同相(I)信号路径与一正交(Q)信号路径不匹配的校正方法以及相关电路，以解决上述问题。

依据本发明一第一实施例，揭露一种用于校正一接收器的一第一信号路径与一第二信号路径之间的不匹配的方法，其中所述第一信号路径与所述第二信号路径之一系为一同相(In-phase)信号路径，所述第一信号路径与所述第二信号路径之另一系为一正交(Quadrature)信号路径，所述校正方法包含有：利用所述接收器接收一测试信号，并分别经过所述第一信号路径与所述第二信号路径，以产生一第一信号路径接收信号以及一第二信号路径接收信号，其中所述测试信号具有一特定频率；分别针对所述第一信号路径接收信号以及所述第二信号路径接收信号来进行频谱分析，并产生一第一频谱分析结果以及一第二频谱分析结果；以及依据所述第一频谱分析结果以及所述第二频谱分析结果来计算至少一校正系数，以校正所述接收器之所述第一信号路径以及所述第二信号路径之间的不匹配，其中所述测试信号并未经过所述至少一校正系数来产生所述第一信号路径接收信号以及所述第二信号路径接收信号。

依据本发明一第二实施例，揭露一种用于校正一传送器的方法，其中所述传送器具有一第一信号路径以及一第二信号路径，所述第一信号路径与所述第二信号路径之一系为一同相(In-phase)信号路径，所述第一信号路径与所述第二信号路径之另一系为一正交(Quadrature)信号路径，所述校正方法包含有：于所述传送器额外设定至少一校正系数；设定所述至少一校正系数为至少一第一消除值，并且利用所述传送器经过所述至少一校正系数以及经过所述第一信号路径与所述第二信号路径来传送一第一测试信号，以产生一第一传送信号，其中所述第一测试信号具有一特定频率；回送(loopback)所述第一传送信号，并且针对所述第一传送信号进行频谱分析来得到一第一频谱分析结果；设定所述至少一校正系数为至少一第二消除值，并且利用所述传送器经过所述至少一校正系数以及经过所述第一信号路径与所述第二信号路径来传送一第二测试信号，以产生一第二传送信号，其中所述第二测试信号具有所述特定频率；回送所述第二传送信号，并且针对所述第二传送信号进行频谱分析来得到一第二频谱分析结果；以及依据所述第一消除值、所述第二消除值、所述第一频谱分析结果以及所述第二频谱分析结果来计算至少一目标消除值，并将所述至少一校正系数设定为所述至少一目标消除值。

依据本发明一第三实施例，揭露一种用于校正一接收器的一第一信号路径与一第二信号路径之间的不匹配的校正装置，其中所述第一信号路径与所述第二信号路径之一系为一同相(In-phase)信号路径，所述第一信号路径与所述第二信号路径之另一系为一正交(Quadrature)信号路径，所述校正装置包含有一频谱分析单元以及一校正系数计算单元。其中所述频谱分析单元系用来针对分别经过所述第一信号路径与所述第二信号路径所产生的一第一信号路径接收信号以及一第二信号路径接收信号进行频谱分析，并产生一第一频谱分析结果以及一第二频谱分析结果，其中所述测试信号具有一特定频率。所述校正系数计算单元系用来依据所述第一频谱分析结果以及所述第二频谱分析结果来计算至少一校正系数，以校正所述接收器之所述第一信号路径以及所述第二信号路径之间的不匹配，其中所述测试信号并未经过所述至少一校正系数来产生所述第一信号路径接收信号以及所述第二信号路径接收信号。

依据本发明一第四实施例，揭露一种用于校正一传送器的校正装置，其中所述传送器具有一第一信号路径以及一第二信号路径，所述第一信号路径与所述第二信号路径之一系为一同相(In-phase)信号路径，所述第一信号路径与所述第二信号路径之另一系为一正交(Quadrature)信号路径，所述校正装置包含有一校正单元、一控制单元、一频谱分析单元以及一校正系数计算单元。其中所述校正单元包含有至少一校正系数。所述控制单元系用来设定所述至少一校正系数为至少一第一消除值，并且利用所述传送器经过所述至少一校正系数以及经过所述第一信号路径与所述第二信号路径来传送一第一测试信号，以产生一第一传送信号，其中所述第一测试信号具有一特定频率，以及设定所述至少一校正系数为至少一第二消除值，并且利用所述传送器经过所述至少一校正系数以及经过所述第一信号路径与所述第二信号路径来传送一第二测试信号，以产生一第二传送信号，其中所述第二测试信号具有所述特定频率。所述频谱分析单元系用来针对回送(loopback)回来之所述第一传送信号进行频谱分析来得到一第一频谱分析结果，以及针对回送回来之所述第二传送信号进行频谱分析来得到一第二频谱分析结果。所述校正系数计算单元系用来依据所述第一消除值、所述第二消除值、所述第一频谱分析结果以及所述第二频谱分析结果来计算至少一目标消除值，并将所述至少一校正系数设定为所述至少一目标消除值。

本发明的其中一个优点系可以藉由上述方法以及装置来补偿一传送器/接收器的一同相(I)信号路径与一正交(Q)信号路径之间的不匹配，尤其是可以补偿所述传送器/接收器之所述同相信号路径与所述正交信号路径各自的混频器之间的不匹配；以及补偿所述传送器/接收器之所述同相信号路径与所述正交信号路径各自的低通滤波器之间的不匹配。在同相信号路径与正交信号路径之间的不匹配被适当补偿/校正之后，电子装置便可得到较佳的通讯效能。

附图说明

图1为一接收端所接收到的接收信号以及所述接收信号所产生的镜像信号的示意图。

图2为直接升降频收发机的传送器的示意图。

图3为直接升降频收发机的接收器的示意图。

图4为直接升降频收发机的接收器的等效基频模型的示意图。

图5为依据本发明用于校正接收器的第一信号路径与第二信号路径之间的不匹配的一种校正装置的示范性实施例的示意图。

图6为图5的校正装置的另一设定的示意图。

图7为本发明校正系数计算单元的示范性实施例的示意图。

图8为依据本发明用于校正接收器的第一信号路径与第二信号路径之间的不匹配的一种校正方法的示范性实施例的流程图。

图9为依据本发明用于校正传送器的第一信号路径与第二信号路径之间的不匹配的一种校正装置的第一示范性实施例的示意图。

图10为直接升降频收发机的传送器的等效基频模型的示意图。

图11为利用第一消除值以及第二消除值来找出最佳镜像信号补偿值的示意图。

图12为本发明校正系数计算单元的另一示范性实施例的电路图。

图13为依据本发明用于校正传送器的第一信号路径与第二信号路径之间的不匹配的一种校正方法的示范性实施例的流程图。

图14为依据本发明用于校正传送器的第一信号路径与第二信号路径之间的不匹配的一种校正装置的第二示范性实施例的示意图。

图15为本发明校正系数计算单元的另一示范性实施例的电路图。

图16为本发明校正系数计算单元的另一示范性实施例的电路图。

图17为依据本发明用于校正传送器的第一信号路径与第二信号路径之间的不匹配的一种校正方法的另一示范性实施例的流程图。

图18为依据本发明用于校正传送器的振荡器的渗漏的一种校正装置的示范性实施例的示意图。

图19为直接升降频收发机的传送器的等效基频模型的示意图。

图20为利用第一预定振荡器渗漏补偿值以及第二预定振荡器渗漏补偿值来找出最佳振荡器渗漏补偿值的示意图。

图21为本发明校正系数计算单元的另一示范性实施例的电路图。

图22为依据本发明用于校正传送器的振荡器的渗漏的一种校正方法的示范性实施例的流程图。

附图标记

200、900、1400传送器

202、302同相信号路径

204、304正交信号路径

206、306、9022校正系数单元

300、500接收器

502、902、1402校正单元

5022、5024、14022、14024乘法器

5026、9024、9026、9056、14026、

14056加法器

504、912、1412频谱分析单元

5042第一频谱分析电路

5044第二频谱分析电路

506、914、1414校正系数计算单元

508切换单元

510接收端

5102第一模拟数字转换器

5104第二模拟数字转换器

5106、9046、14046第一低通滤波器

5108、9048、14048第二低通滤波器

5110、9050、14050第一混频器

5112、9052、14052第二混频器

5114、9054、14054振荡器

512低噪声放大器

802～808、1302～1312、1702～1712、

2602～2612步骤

904、1404传送端

9042、14042第一数字模拟转换器

9044、14044第二数字模拟转换器

906、1406功率放大器

908、1408自混频器

910、1410模拟数字转换器

916、1416控制单元

具体实施方式

关于本发明的校正装置，以下先用数学式来说明其基本理论，首先，请参考图2，图2为直接升降频收发机的传送器的示意图。一般来说，要测试传送器200之中的同相(I)信号路径202与正交(Q)信号路径204是否存在有不匹配的情况，可以将具有单一频率的信号(single-tonesignal)输入至传送器200并通过，然后观测输出端的信号是否出现镜像(image)信号。当产生的镜像信号越强，表示同相(I)信号路径202与正交(Q)信号路径204之间的不匹配的程度越高。传送器200中包含有校正系数单元206，内含有两个校正系数，分别是第一系数X以及第二系数Y，如图2所示，第一系数X系用来校正同相(I)信号路径202与正交(Q)信号路径204之间信号的振幅不匹配，而第二系数Y系用来校正同相(I)信号路径202与正交(Q)信号路径204之间信号的相位不匹配。透过改变校正系数单元206中的第一系数X以及第二系数Y，可以达到消除镜像信号的效果。理论上，想要完全地消除掉镜像信号，需要满足下列的方程式：

$X=\frac{1}{R\cos \left(\mathrm{\Φ}\right)}---\left(1\right)$

Y＝-tan(Φ)(2)

此处的Φ表示频率为fs的单一频率测试信号经过同相(I)信号路径202以及正交(Q)信号路径204的路径不匹配所产生的相位差异，R则为频率为fs的单一频率测试信号经过同相(I)信号路径202以及正交(Q)信号路径204的路径不匹配所产生的振幅差异比。

除此之外，请参考图3，图3为直接升降频收发机的接收器的示意图。一般来说，要测试接收器300之中的同相(I)信号路径302与正交(Q)信号路径304是否存在有不匹配的情况，可以将具有单一频率的信号(single-tonesignal)输入至接收器300并通过，然后分析接收端的信号是否出现镜像(image)信号。接收器300中包含有一校正系数单元306，内含有两个校正系数，分别是第一系数X以及第二系数Y。同样的，当以及Y＝-tan(Φ)时，镜像信号可以完全地被消除掉。此处的Φ表示频率为f_s的单一频率测试信号经过同相(I)信号路径302以及正交(Q)信号路径304的路径不匹配所产生的相位差异，R则为频率为f_s的单一频率测试信号经过同相(I)信号路径302以及正交(Q)信号路径304的路径不匹配所产生的振幅差异比。

图4为直接升降频收发机的接收器的等效基频模型的示意图。由图3可知，同相信号路径与正交信号路径之间具有不匹配的关系，因此图4的A点处的原信号会被加上镜像信号的效应，即加上A点原信号的共轭复数乘上镜像复数C_image，这样一来便可在B点可观察到等效加入大小为原信号乘上镜像复数C_image的镜像信号。此镜像信号对接收端而言是一种噪声，会降低信号接收质量，因此需要一个补偿装置来消除此镜像信号。因此图4中加入了校正复数C_cancel来消除镜像信号。本发明的目的即在藉由适当地选择校正复数C_cancel的值来消除C点所观察到的信号中的镜像信号成分。简而言之，当C_cancel＝-C_image时，能够完全地消除镜像映像干扰。

接下来将会详细叙述本发明的装置以及相关说明，首先请参考图5，图5为依据本发明用于校正一接收器的一第一信号路径与一第二信号路径之间的不匹配的一种校正装置的一示范性实施例的示意图，其中所述第一信号路径与所述第二信号路径之一系为一同相(I)信号路径，所述第一信号路径与所述第二信号路径之另一系为一正交(Q)信号路径。接收器500包含有一电子装置之至少一部分(例如一部分或全部)，而所述电子装置包含至少一传送电路与至少一接收电路。依据本实施例之一变化例，接收器500可代表包含所述电子装置之一系统，而所述电子装置系为这个系统的子系统。尤其是，所述电子装置可为包含直接升降频(Direct-Conversion)电路之电子装置，其中接收器500可针对上述之直接升降频电路进行校正；但本发明并不以此为限。

如图5所示，接收器500包含有：一校正单元502、一频谱分析单元504、一校正系数计算单元506、一切换单元508、一第一模拟数字转换器5102、一第二模拟数字转换器5104、一第一低通滤波器5106、一第二低通滤波器5108、一第一混频器5110、一第二混频器5112、一振荡器5114以及一低噪声放大器512。依据本实施例，接收器500每次在重新启动后(例如上电后或是系统重置后)，并且在一般的数据接收模式正式开始之前，为了要改善接收器500的一接收端510(至少包含有第一模拟数字转换器5102、第二模拟数字转换器5104、第一低通滤波器5106、第二低通滤波器5108、第一混频器5110、第二混频器5112、振荡器5114)的一同相(I)信号路径(即经过接收端510中的第一数字模拟转换器5102、第一低通滤波器5106以及第一混频器5110的路径)与一正交(Q)信号路径(即经过接收端510中的第二模拟数字转换器5104、第二低通滤波器5108以及第二混频器5112的路径)之间电路特性的不匹配，接收器500会先进入一校正参数计算模式；换句话说，在所述校正参数计算模式下，第一步会针对接收器500之接收端510中之所述同相信号路径与所述正交信号路径之间的差异的进行优化的校正参数计算，之后才会让接收端510进入一般的数据接收模式，同时使用在所述校正参数计算模式下所得到的校正参数来开始进行正式的数据接收。然而，以上仅为说明的用途，并非对本发明之限制，实际上，任何能够达到同样或类似功能的设计或是操作程序，且符合本发明之发明精神的其他变化，都属于本发明的范畴。举例来说，接收器500中的第一低通滤波器5106、第二低通滤波器5108亦可以是其他功用的滤波器。

具体地说，本实施例的校正重点系在于针对接收器500之接收端510另外加入了校正单元502，校正单元502可以直接或是间接地耦接于接收器500之接收端510，用来依据校正系数计算单元506所计算出的一第一校正系数X以及一第二校正系数Y来对接收端510的一输出进行校正处理。其中经过接收端510之所述同相信号路径的信号会利用一乘法器5022来和第一校正系数X相乘，进而得以校正由于接收端510的第一信号路径以及第二信号路径之间的不匹配组件特性所造成之所述同相信号路径与所述正交相位信号路径之间的振幅不匹配。而经过接收端510之所述正交信号路径的信号会利用一乘法器5024来和第二校正系数Y相乘，之后再利用一加法器5026来和经过接收端510与第一校正系数X之所述同相信号路径的信号相加，进而得以校正接收端510的第一信号路径以及第二信号路径之间的不匹配组件特性所造成之所述同相信号路径与所述正交信号路径的相位不匹配。然而，以上之操作细节与电路设计仅供本实施例之说明之用途，并非对本发明之限制，实际上亦可使用超过两个以上的校正系数，然其相对应的复杂度以及精准度亦有可能会有所变化。又或者可以使用相反的方式来设置第一校正系数X和第二校正系数Ｙ(亦即，第一校正系数X系位于所述正交信号路径，第二校正系数Y耦接于所述同相信号路径以及所述正交相位路径之间，而信号相加则发生于所述正交信号路径))。关于第一校正系数X以及第二校正系数Y的最佳值的决定方式以及细节，将于后续的段落中说明。

习知的作法一般系分析接收端510所产生的信号中镜像信号的成分，例如依据镜像信号的大小来调整X与Y值，直到找出最佳值来让使镜像信号为最小。而本实施例则系在所述校正参数计算模式时(如图5的切换单元508的设定)，依据频谱分析单元504中的一第一频谱分析电路5042以及一第二频谱分析电路5044来分别对所述同相信号路径的信号在一信号主频率W₀上的信号成分，以及所述正交相位路径的信号在信号主频率W₀上的信号成分分别进行频谱分析(应注意在此有别于习知技术中系针对镜像信号频率-W₀进行分析)。举例来说，第一频谱分析电路5042和第二频谱分析电路5044可以系针对信号主频率W₀进行快速傅利叶转换(FastFourierTransform,FFT)。频谱分析单元504会在所述同相信号路径得到一复数结果a+bj，以及在正交相位路径上得到另一复数结果c+dj。而a+bj与c+dj经过第一校正系数X与第二校正系数Y之后，A点的值为(a+bj)X+(c+dj)Y，而B点的值仍为c+dj。假设经过X与Y补偿后已将不匹配效应消除，则A点与B点的值应所述互相正交(也就是彼此之间的相位差为90度)，也就是B点的值乘上j后，应与A点相等。所以我们可以得到以下方程序：

(c+dj)j＝(aX+cY)+(bx-dY)j(3)

经过整理得到(aX+cY)＝-d，(bX+dY)＝c。解此联立方程式会得到以下解。

$X=\frac{(c^2+d^2)}{(\mathrm{bc}-\mathrm{ad})}\left(4\right)$

$Y=\frac{-(\mathrm{bd}+\mathrm{ac})}{(\mathrm{bc}-\mathrm{ad})}---\left(5\right)$

图6为图5之校正装置的另一设定的示意图。在利用校正系数计算单元506计算出第一校正系数X与第二校正系数Y之后，便可将接收器500的设定从图5的所述校正参数计算模式切换至图6的一般数据接收模式。图7为本发明校正系数计算单元的一示范性实施例的示意图，其中绘示了依据方程式(4)以及方程式(5)所得到的校正系数计算单元506的详细电路架构。

图8为依据本发明用于校正一接收器的一第一信号路径与一第二信号路径之间的不匹配的一种校正方法的一示范性实施例的流程图，其中所述第一信号路径与所述第二信号路径之一系为一同相(I)信号路径，所述第一信号路径与所述第二信号路径之另一系为一正交(Q)信号路径。倘若大体上可达到相同的结果，并不一定需要按照图8所示之流程中的步骤顺序来进行，且图8所示之步骤不一定要连续进行，亦即其他步骤亦可插入其中。此外，图8中的某些步骤可根据不同实施例或设计需求省略之。图8的校正方法可应用于图5以及图6所示的接收器500。详细步骤如下：

步骤802：于所述接收器额外设定一第一校正系数以及一第二校正系数；

步骤804：利用所述接收器接收一测试信号，并经过所述第一信号路径与所述第二信号路径，以及不经过所述第一校正系数以及所述第二校正系数以产生一第一信号路径接收信号以及一第二信号路径接收信号，其中所述测试信号具有一特定频率；

步骤806：针对所述第一信号路径接收信号在所述特定频率上进行傅利叶转换(Fouriertransform,FT)，以求出所述第一信号路径在所述特定频率上的一第一频谱分析结果；以及针对所述第二信号路径接收信号在所述特定频率上进行傅利叶转换，以求出所述第二信号路径在所述特定频率上的一第二频谱分析结果；以及

步骤808：依据所述第一频谱分析结果以及所述第二频谱分析结果来计算最终之所述第一校正系数以及所述第二校正系数，以校正所述接收器之所述第一信号路径以及所述第二信号路径之间的不匹配。

经过步骤802～步骤808的校正流程之后,我们就可以直接并准确地求出X与Y的最佳值，而不需要如习知技术般逐步地逼近正确值，因此使用本实施例来计算X与Y的最佳值较习知技术来的快。除此之外，本发明系针对所述特定频率所造成的相对应镜像信号来进行最小化的动作，因此，整体接收端510在所述特定频率所造成的镜像信号都可以被最小化；换句话说，本实施例中的补偿系不分组件，而是锁定在任何指定的频率来进行补偿。

图9为依据本发明用于校正一传送器的一第一信号路径与一第二信号路径之间的不匹配的一种校正装置的一第一示范性实施例的示意图，其中所述第一信号路径与所述第二信号路径之一系为一同相(I)信号路径，所述第一信号路径与所述第二信号路径之另一系为一正交(Q)信号路径。传送器900包含有一电子装置之至少一部分(例如一部分或全部)，而所述电子装置包含至少一传送电路与至少一接收电路。依据本实施例之一变化例，传送器900可代表包含所述电子装置之一系统，而所述电子装置系为这个系统的子系统。尤其是，所述电子装置可为包含直接升降频(Direct-Conversion)电路之电子装置，其中传送器900可针对上述之直接升降频电路进行校正；但本发明并不以此为限。

如图9所示，传送器900包含有：一校正单元902、一加法器9056、一第一数字模拟转换器9042、一第二数字模拟转换器9044、一第一低通滤波器9046、一第二低通滤波器9048、一第一混频器9050、一第二混频器9052、一振荡器9054、一功率放大器906、一自混频器908、一模拟数字转换器910、一频谱分析单元912、一校正系数计算单元914以及一控制单元916。依据本实施例，传送器900每次在重新启动后(例如上电后或是系统重置后)，并且在一般的数据传送模式正式开始之前，为了要改善传送器900的一传送端904(至少包含有第一数字模拟转换器9042、第二数字模拟转换器9044、第一低通滤波器9046、第二低通滤波器9048、第一混频器9050、第二混频器9052、振荡器9054)的一同相(I)信号路径(即经过传送端904中的第一数字模拟转换器9042、第一低通滤波器9046以及第一混频器9050的路径)与一正交(Q)信号路径(即经过传送端904中的第二数字模拟转换器9044、第二低通滤波器9048以及第二混频器9052的路径)之间电路特性的不匹配，传送器900会先进入一校正参数计算模式；换句话说，在所述校正参数计算模式下，第一步会针对传送器900之传送端904中之所述同相信号路径与所述正交信号路径之间的差异的进行优化的校正参数计算，之后才会让传送端904进入一般的数据传送模式，同时使用在所述校正参数计算模式下所得到的校正参数来开始进行正式的数据传收。然而，以上仅为说明的用途，并非对本发明之限制，实际上，任何能够达到同样或类似功能的设计或是操作程序，且符合本发明之发明精神的其他变化，都属于本发明的范畴。举例来说，传送器900中的第一低通滤波器9046、第二低通滤波器9048亦可以是其他功用的滤波器。

具体地说，本实施例的校正重点系在于针对传送器900之传送端904另外加入了校正单元902，应注意的是，此处的校正单元902的架构系稍有别于图5的校正单元502的X、Y架构。即此处并非系使用前实施例中的第一校正系数X以及第二校正系数Y的补偿架构，传送器900系在利用原信号的一共轭复数来乘上一镜像信号补偿值C来建立校正模型，其中镜像信号补偿值C为一复数。运用此架构的校正单元902能和校正单元502相互对应，而两者之间存在有一增益的落差。校正单元902可以直接或是间接地耦接于传送器900之传送端904，用来依据校正系数计算单元914所计算出的镜像信号补偿值C来对传送端904的一输入进行校正处理。其中经过传送端904之所述同相信号路径的信号与所述正交信号路径的信号会在进入第一数字模拟转换器9042与第二数字模拟转换器9044之前，加上一由信号的共扼复数乘上镜像信号补偿值C构成之镜像信号成分，进而得以消除由于传送端904的第一信号路径以及第二信号路径之间的不匹配组件特性所造成之镜像干扰信号。然而，以上之操作细节与电路设计仅供本实施例之说明之用途，并非对本发明之限制。关于镜像信号补偿值C的最佳值的决定方式以及细节，将于后续的段落中说明。

首先，图5的校正单元502和图9的校正单元902之间互相对应以及所述增益可以使用下列函式来表示。

$X\cos \left(\mathrm{wt}\right)+j[\sin \left(\mathrm{wt}\right)+Y\cos \left(\mathrm{wt}\right)]=\frac{X+\mathrm{jY}+1}{2}(e^{\mathrm{jwt}}+\frac{X+\mathrm{jY}-1}{X+\mathrm{jY}+1}{e}^{-\mathrm{jwt}})---\left(6\right)$

图10为直接升降频收发机的一传送器的等效基频模型的示意图。由图2可知，同相信号路径与正交信号路径之间具有不匹配的关系，因此图10的A点处的原信号会被加上镜像信号的效应，即另外加上A点原信号的共轭复数乘上一镜像信号值C_image的值，这样一来便可在B点可观察到等效加入大小为原信号的C_image倍的镜像信号。此镜像信号对接收端而言是一种噪声，会降低信号接收质量，因此需要一个补偿装置来消除此镜像信号。因此图10中加入了一镜像信号补偿值C_cancel来消除镜像信号。本发明的目的即在藉由适当地选择C_cancel值来消除C点所观察到的信号中的镜像信号成分。简而言之，当C_cancel＝-C_image时，能够完全地消除镜像映像干扰。换句话说，图10为图9之等效数学模型，若输入一频率为w之单一频率测试信号，则经过自混频后，镜像信号会出现在频率2w以及-2w处，而图10中的A点、B点、C点以及针对频率为-2w进行傅利叶转换的一转换结果P(即频率-2w处的能量功率)可以分别表示为方程式(7)～方程式(10)。请注意，在其它的实施例中，亦可针对频率为2w进行傅利叶转换。

A(t)＝e^jwt+C_cancele^-jwt(7)

$\begin{array}{c}B\left(t\right)=(G_0+C_{\mathrm{image}}{G}_0^{*}{C}_{\mathrm{cancel}}^{*})e^{\mathrm{jwt}}+(G_0^{*}{C}_{\mathrm{image}}+G_0{C}_{\mathrm{cancel}})e^{-\mathrm{jwt}}\\ \≈G_0{e}^{\mathrm{jwt}}+(G_0^{*}{C}_{\mathrm{image}}+G_0{C}_{\mathrm{acncel}})e^{-\mathrm{jwt}}\end{array}---\left(8\right)$

$\begin{array}{c}C\left(t\right)=\mathrm{DC}+{\left|G_1\right|}^2(G_0{C}_{\mathrm{image}}^{*}+G_0^{*}{C}_{\mathrm{cancel}}^{*})e^{j2\mathrm{wt}}+{\left|G_1\right|}^2{G}_0^{*}(C_0^{*}{C}_{\mathrm{image}}+\\ G_0{C}_{\mathrm{cancel}})e^{-j2\mathrm{wt}}---\left(9\right)\end{array}$

$P=G_2{\left|G_1\right|}^2{G}_0^{*}(G_0^{*}{C}_{\mathrm{image}}+G_0{C}_{\mathrm{cancel}})=G(C_{\mathrm{image}}^{\′}+C_{\mathrm{cancel}})---\left(10\right)$

其中G₀为第一数字模拟转换器9042/第二数字模拟转换器9044之增益，G₁为传送路径之增益，G₂为自混频器908到模拟数字转换器910之增益，G₀、G₁以及G₂皆为未知。G为第一数字模拟转换器9042/第二数字模拟转换器9044到模拟数字转换器910的路径的整体增益，而C′_image为C_image由数字域所看到的等效值。因此，方程式(10)可简化为下式。

P＝G(C_image+C_cancel)(11)

依据方程式(11)，由于传送端904所造成的镜像信号值C_image为固定值，因此在频率为-2w进行傅利叶转换所得到的转换结果P为镜像信号补偿值C_cancel的线性方程式，即镜像信号补偿值C_cancel和转换结果P为线性关系。因此，在本实施例中，控制单元916会产生一测试信号，并利用一第一消除值C₀以及一第二消除值C₁来分别带入校正单元902中的校正系数单元9022的镜像信号补偿值C，使补偿后的信号经过传送端904、自混频器908以及模拟数字转换器910后，在基频数字域被观察到，并且利用频谱分析单元912分别得到一第一转换结果P₀以及一第二转换结果P₁，由于上述方程式(11)为线性方程式，因此，可利用此线性特性来从第一消除值C₀以及第二消除值C₁和其所分别对应的第一转换结果P₀以及第二转换结果P₁，来推导出所欲得到的一最佳镜像信号补偿值C_T，其中最佳镜像信号补偿值C_T所对应的一转换结果P_T为最小(即转换结果P_T＝0)；换句话说，可利用线性外插或是线性内插的原理(视第一消除值C₀以及第二消除值C₁和最佳镜像信号补偿值C_T之间的关系而定)来推算出最佳镜像信号补偿值C_T。应注意的是，第一消除值C₀以及第二消除值C₁应为不同的值。图11为利用第一消除值以及第二消除值来找出最佳镜像信号补偿值的示意图。应注意的是，在图11中系将本实施例的概念简化为二维以方便理解，实际上的情况为四维。图11中的第一转换结果P₀为G(C_image+C₀)第二转换结果P₁为G(C_image+C₁)最佳镜像补偿值C_T的值就是完全将镜像信号C_image消除的值，即最佳镜像补偿值C_T＝-C_image，经过化简可以得到以下方程序。

$C_T=C_0-\frac{C_1-C_0}{P_1-P_0}{P}_0---\left(12\right)$

图12为本发明校正系数计算单元的另一示范性实施例的电路图，其中绘示了依据方程式(12)所得到的校正系数计算单元914的详细电路架构。

图13为依据本发明用于校正传送器的第一信号路径与第二信号路径之间的不匹配的一种校正方法的示范性实施例的流程图，其中所述第一信号路径与所述第二信号路径之一为同相(I)信号路径，所述第一信号路径与所述第二信号路径的另一为一正交(Q)信号路径。倘若大体上可达到相同的结果，并不一定需要按照图13所示之流程中的步骤顺序来进行，且图13所示之步骤不一定要连续进行，亦即其他步骤亦可插入其中。此外，图13中的某些步骤可根据不同实施例或设计需求省略之。图13的校正方法可应用于图9所示之传送器900。详细步骤如下：

步骤1302：于所述传送器额外设定一校正系数；

步骤1304：设定所述校正系数为一第一消除值，并且将一第一测试信号和自身的共轭复数乘上所述校正系数的值相加，并且经过所述第一信号路径与所述第二信号路径传送，以产生一第一传送信号，其中所述第一测试信号具有一特定频率

步骤1306：回送(loopback)所述第一传送信号，并且针对所述第一传送信号在所述特定频率的两倍频率进行傅利叶转换(Fouriertransform,FT)，以得到一第一频谱分析结果；

步骤1308：设定所述校正系数为一第二消除值，并且将一第二测试信号和自身的共轭复数乘上所述校正系数的值相加，并且经过所述第一信号路径与所述第二信号路径传送，以产生一第二传送信号，其中所述第二测试信号具有所述特定频率

步骤1310：回送所述第二传送信号，并且针对所述第二传送信号在所述特定频率的两倍频率进行傅利叶转换，以得到所述第二频谱分析结果；以及

步骤1312：依据所述第一消除值、所述第二消除值、所述第一频谱分析结果以及所述第二频谱分析结果来计算所述校正系数，以校正所述传送器之所述第一信号路径以及所述第二信号路径之间的不匹配。

经过步骤1302～步骤1312的校正流程之后,我们就可以直接并准确地求出镜像信号补偿值C_cancel的最佳值，而不需要如习知技术般逐步地逼近X与Y的最佳值，因此使用本实施例较习知技术来的快速。除此之外，本发明系针对所述特定频率所造成的相对应镜像信号来进行最小化的动作，因此，整体传送端904在所述特定频率所造成的镜像信号都可以被最小化；换句话说，本实施例中的补偿系不分组件，而是锁定在任何指定的频率来进行补偿。

图14为依据本发明用于校正一传送器的一第一信号路径与一第二信号路径之间的不匹配的一种校正装置的一第二示范性实施例的示意图，其中所述第一信号路径与所述第二信号路径之一系为一同相(I)信号路径，所述第一信号路径与所述第二信号路径之另一系为一正交(Q)信号路径。传送器1400包含有一电子装置之至少一部分(例如一部分或全部)，而所述电子装置包含至少一传送电路与至少一接收电路。依据本实施例之一变化例，传送器1400可代表包含所述电子装置之一系统，而所述电子装置系为这个系统的子系统。尤其是，所述电子装置可为包含直接升降频(Direct-Conversion)电路之电子装置，其中传送器1400可针对上述之直接升降频电路进行校正；但本发明并不以此为限。

如图14所示，传送器1400包含有：一校正单元1402、一加法器14056、一第一数字模拟转换器14042、一第二数字模拟转换器14044、一第一低通滤波器14046、一第二低通滤波器14048、一第一混频器14050、一第二混频器14052、一振荡器14054、一功率放大器1406、一自混频器1408、一模拟数字转换器1410、一频谱分析单元1412、一校正系数计算单元1414以及一控制单元1416。依据本实施例，传送器1400每次在重新启动后(例如上电后或是系统重置后)，并且在一般的数据传送模式正式开始之前，为了要改善传送器1400的一传送端1404(至少包含有第一数字模拟转换器14042、第二数字模拟转换器14044、第一低通滤波器14046、第二低通滤波器14048、第一混频器14050、第二混频器14052、振荡器14054)的一同相(I)信号路径(即经过传送端1404中的第一数字模拟转换器14042、第一低通滤波器14046以及第一混频器14050的路径)与一正交(Q)信号路径(即经过传送端1404中的第二数字模拟转换器14044、第二低通滤波器14048以及第二混频器14052的路径)之间电路特性的不匹配，传送器1400会先进入一校正参数计算模式；换句话说，在所述校正参数计算模式下，第一步会针对传送器1400之传送端1404中之所述同相信号路径与所述正交信号路径之间的差异的进行优化的校正参数计算，之后才会让传送端1404进入一般的数据传送模式，同时使用在所述校正参数计算模式下所得到的校正参数来开始进行正式的数据传收。然而，以上仅为说明的用途，并非对本发明之限制，实际上，任何能够达到同样或类似功能的设计或是操作程序，且符合本发明之发明精神的其他变化，都属于本发明的范畴。举例来说，传送器1400中的第一低通滤波器14046、第二低通滤波器14048亦可以是其他功用的滤波器。

具体地说，本实施例的校正重点系在于针对传送器1400之传送端1404另外加入了校正单元1402，校正单元1402包含有乘法器14022和14024以及一加法器14026。应注意的是，此处的校正单元1402的架构系回归图5的校正单元502的X、Y架构。依据方程式(6)，可将图13所使用的方法稍加转换并且应用在图2所示的X、Y补偿架构中。校正单元1402可以直接或是间接地耦接于传送器1400之传送端1404，用来依据校正系数计算单元1414所计算出的一第一校正系数X以及一第二校正系数Y来对传送端1404进行校正处理，相关细节请参照先前实施例，在此便不多作赘述。具体地说，在本实施例中，首先控制单元1416会产生一控制信号，并分别选用两组第一校正系数X以及第二校正系数Y，即(X₀，Y₀)以及(X₁，Y₁)，来分别带入校正单元1402，并利用类似于前一实施例的原理来立即推导出第一校正系数X以及第二校正系数Y的最佳值(X_T，Y_T)。为了带入前一实施例的推导结果(即方程式(12))，首先需依据以下方程序(13)来将第一校正系数X以及第二校正系数Y转换为复数形式的镜像信号补偿值C_XY0以及C_XY1。

$C_{\mathrm{XY}}=\frac{X+\mathrm{jY}-1}{X+\mathrm{jY}+1}---\left(13\right)$

由于在转换的过程中会产生增益变化，因此还需另行计算出两组第一校正系数X以及第二校正系数Y，(X₀，Y₀)以及(X₁，Y₁)转换至C_XY0以及C_XY1时所分别对应的增益值g₀以及g₁。

$g=\frac{1}{{\left|\frac{X+\mathrm{jY}+1}{2}\right|}^2}---\left(14\right)$

最后可将方程式(12)改写为以下的方程式(15)。

$C_{\mathrm{XYT}}=C_{\mathrm{XY}0}-\frac{C_{\mathrm{XY}1}-C_{\mathrm{XY}0}}{g_1{P}_1-g_0{P}_0}{g}_0{P}_0---\left(15\right)$

其中P₀以及P₁为频谱分析单元1412分别针对(X₀，Y₀)以及(X₁，Y₁)所得到的一第一转换结果以及一第二转换结果。最后，可依据方程式(13)得到优化的第一校正系数X以及第二校正系数Y，(X_T，Y_T)如下：

$X_T+{\mathrm{jY}}_T=\frac{1+C_{\mathrm{XYT}}}{1-C_{\mathrm{XYT}}}=\frac{1-\mathrm{Re}{\left(C_{\mathrm{XYT}}\right)}^2-\mathrm{Im}{\left(C_{\mathrm{XYT}}\right)}^2+j2\mathrm{Im}\left(C_{\mathrm{XYT}}\right)}{1+\mathrm{Re}{\left(C_{\mathrm{XYT}}\right)}^2+\mathrm{Im}{\left(C_{\mathrm{XYT}}\right)}^2-2\mathrm{Re}\left(C_{\mathrm{XYT}}\right)}---\left(16\right)$

亦可合并方程式(15)、(16)为方程式(17)：

$X_T+{\mathrm{jY}}_T=1+2\frac{C_{\mathrm{XY}0}(g_1{P}_1-g_0{P}_0)-(C_{\mathrm{XY}1}-C_{\mathrm{XY}1})g_0{P}_0}{g_1{P}_1-g_0{P}_0-C_{\mathrm{xy}0}(g_1{P}_1-g_0{P}_0)+(C_{\mathrm{XY}1}-C_{\mathrm{XY}0})g_0{P}_0}---\left(17\right)$

图14中的校正系数计算单元1414实现了方程式(15)、(16)或是方程式(17)的功能，校正系数计算单元1414会依据(X₀，Y₀)、(X₁，Y₁)来计算出C_XY0、C_XY1、g₀以及g₁，并且利用频谱分析单元1412所计算出的P₀以及P₁来得到最终的最佳值(X_T，Y_T)。图15为本发明校正系数计算单元的另一示范性实施例的电路图，其中绘示了依据方程式(15)所得到的校正系数计算单元1414的局部详细电路架构。图16为本发明校正系数计算单元的另一示范性实施例的电路图，其中绘示了依据方程式(16)所得到的校正系数计算单元1414的局部详细电路架构。

图17为依据本发明用于校正一传送器的一第一信号路径与一第二信号路径之间的不匹配的一种校正方法的另一示范性实施例的流程图，其中所述第一信号路径与所述第二信号路径之一系为一同相(I)信号路径，所述第一信号路径与所述第二信号路径之另一系为一正交(Q)信号路径。倘若大体上可达到相同的结果，并不一定需要按照图17所示之流程中的步骤顺序来进行，且图17所示之步骤不一定要连续进行，亦即其他步骤亦可插入其中。此外，图17中的某些步骤可根据不同实施例或设计需求省略之。图17的校正方法可应用于图14所示之传送器1400。详细步骤如下：

步骤1702：于所述传送器额外设定一第一校正系数以及一第二校正系数；

步骤1704：分别设定所述第一校正系数以及所述第二校正系数为一第一预定校正系数以及一第二预定校正系数，并且利用所述传送器经过所述第一校正系数以及所述第二校正系数传送具有一特定频率的一第一信号，并经过所述第一信号路径与所述第二信号路径以产生一第一传送信号；

步骤1706：回送(loopback)所述第一传送信号来针对所述特定频率的两倍频率处进行频谱分析以得到至少一第一频谱分析结果；

步骤1708：分别设定所述第一校正系数以及所述第二校正系数为一第三预定校正系数以及一第四预定校正系数，并且利用所述传送器经过所述第一校正系数以及所述第二校正系数传送具有所述特定频率的一第二信号，并经过所述第一信号路径与所述第二信号路径以产生一第二传送信号；

步骤1710：回送所述第二传送信号来针对所述特定频率的两倍频率处进行频谱分析以得到至少一第二频谱分析结果；以及

步骤1712：依据所述第一预定校正系数、所述第二预定校正系数、所述第三预定校正系数、所述第四预定校正系数、所述第一频谱分析结果以及所述第二频谱分析结果来计算所述第一校正系数以及所述第二校正系数，以校正所述传送器之所述第一信号路径以及所述第二信号路径之间的不匹配。

经过步骤1702～步骤1712的校正流程之后,我们就可以直接并准确地求出上述第一校正系数X以及第二校正系数Y的最佳值，而不需要如习知技术般逐步地逼近X与Y的最佳值，因此使用本实施例较习知技术来的快速。除此之外，本发明系针对所述特定频率所造成的相对应镜像信号来进行最小化的动作，因此，整体传送端1404在所述特定频率所造成的镜像信号都可以被最小化；换句话说，本实施例中的补偿系不分组件，而是锁定在任何指定的频率来进行补偿。

图18为依据本发明用于校正一传送器的一振荡器的渗漏的一种校正装置的一示范性实施例的示意图，其中所述传送器具有一第一信号路径与一第二信号路径，其中之一系为一同相(I)信号路径，所述第一信号路径与所述第二信号路径之另一系为一正交(Q)信号路径。传送器2200包含有一电子装置之至少一部分(例如一部分或全部)，而所述电子装置包含至少一传送电路与至少一接收电路。依据本实施例之一变化例，传送器2200可代表包含所述电子装置之一系统，而所述电子装置系为这个系统的子系统。尤其是，所述电子装置可为包含直接升降频(Direct-Conversion)电路之电子装置，其中传送器2200可针对上述之直接升降频电路进行校正；但本发明并不以此为限。

如图18所示，传送器2200包含有：一校正单元2202、一加法器22056、一第一数字模拟转换器22042、一第二数字模拟转换器22044、一第一低通滤波器22046、一第二低通滤波器22048、一第一混频器22050、一第二混频器22052、一振荡器22054、一功率放大器2206、一自混频器2208、一模拟数字转换器2210、一频谱分析单元2212、一校正系数计算单元2214以及一控制单元2216。依据本实施例，传送器2200每次在重新启动后(例如上电后或是系统重置后)，并且在一般的数据传送模式正式开始之前，为了要改善传送器2200的一传送端2204(至少包含有第一数字模拟转换器22042、第二数字模拟转换器22044、第一低通滤波器22046、第二低通滤波器22048、第一混频器22050、第二混频器22052、振荡器22054)的振荡器22054的渗漏问题，以降低传送信号所受到的干扰，传送器2200会先进入一校正参数计算模式；换句话说，在所述校正参数计算模式下，第一步会针对传送器2200之传送端2204中的振荡器22054的渗漏问题进行优化的校正参数计算，之后才会让传送端2204进入一般的数据传送模式，同时使用在所述校正参数计算模式下所得到的校正参数来开始进行正式的数据传收。然而，以上仅为说明的用途，并非对本发明之限制，实际上，任何能够达到同样或类似功能的设计或是操作程序，且符合本发明之发明精神的其他变化，都属于本发明的范畴。举例来说，传送器2200中的第一低通滤波器22046、第二低通滤波器22048亦可以是其他功用的滤波器。

具体地说，本实施例的校正重点系在于针对传送器2200之传送端2204另外加入了校正单元2202，应注意的是，此处针对补偿振荡器22054的渗漏的校正单元2202的架构系有别于用于校正IQ不匹配的图9的校正单元902以及图14的校正单元1402的X、Y架构。在传送器2200中，系将一同相(I)信号路径(即经过传送端2204中的第一数字模拟转换器22042、第一低通滤波器22046以及第一混频器22050的路径)与一正交(Q)信号路径(即经过传送端2204中的第二数字模拟转换器22044、第二低通滤波器22048以及第二混频器22052的路径)分别利用校正单元2202中的加法器22024以及22026来加上一振荡器渗漏补偿值来建立校正模型。然而，以上之操作细节与电路设计仅供本实施例之说明之用途，并非对本发明之限制。关于振荡器渗漏补偿值D的最佳值的决定方式以及细节，将于后续的段落中说明。

图19为直接升降频收发机的一传送器的等效基频模型的另一示意图。由图19可知，若输入一频率为w的单一频率测试信号，则A点、B点、C点以及针对-w进行傅利叶转换的结果P(即频率-w处的能量功率)可以分别表示为方程式(18)～方程式(21)。

A(t)＝e^jwt+D_cancel(18)

B(t)＝G₀e^jwt+(D_L0十G₀D_cancel)(19)

$C\left(t\right)=\mathrm{DC}+{\left|G_1\right|}^2{G}_0(D_{L0}^{*}+G_0^{*}{D}_{\mathrm{cancel}}^{*})e^{\mathrm{jwt}}+{\left|G_1\right|}^2{G}_0^{*}(D_{L0}+G_0{D}_{\mathrm{cancel}})e^{-\mathrm{jwt}}---\left(20\right)$

$P=G_2{\left|G_1\right|}^2{G}_0^{*}(D_{L0}+C_0{D}_{\mathrm{cancel}})=G(D_{L0}^{\′}+D_{\mathrm{cancel}})---\left(21\right)$

其中D_cancel系为补偿本地振荡器渗漏(leakage)所加入的校正电路的一振荡器渗漏补偿值，D_LO为传送电路2204中的一振荡器渗漏值；G₀为第一数字模拟转换器22042/第二数字模拟转换器22044之增益，G₁为传送路径之增益，G₂为自混频器2208到模拟数字转换器2210之增益，G₀、G₁以及G₂皆为未知。G为第一数字模拟转换器22042/第二数字模拟转换器22044到模拟数字转换器2210的路径的整体增益，而D′_LO为D_LO由数字域所看到的等效值。因此，方程式(21)可简化为下式。

P＝G(D_LO+D_cancel)(22)

依据方程式(22)，由于传送端2204的振荡器22054所造成的渗漏值D_LO为固定值，因此在频率为-w进行傅利叶转换所得到的转换结果P为振荡器渗漏补偿值D_cancel的线性方程式，即振荡器渗漏补偿值D_cancel和转换结果P为线性关系。因此，在本实施例中，会利用一第一预定振荡器渗漏补偿值D₀以及一第二预定振荡器渗漏补偿值D₁来分别带入校正单元2202的振荡器渗漏补偿值D_cancel，使补偿后的信号经过传送端2204、自混频器2208以及模拟数字转换器2210后，在基频数字域被观察到，并且利用频谱分析单元2212分别得到一第一转换结果P₀以及一第二转换结果P₁，由于上述方程式(22)为线性方程式，因此，可利用此线性特性来从第一预定振荡器渗漏补偿值D₀以及第二预定振荡器渗漏补偿值D₁和其所分别对应的第一转换结果P₀以及第二转换结果P₁，来推导出所欲得到的一最佳振荡器渗漏补偿值D_T，其中最佳振荡器渗漏补偿值D_T所对应的一转换结果P_T为最小(即转换结果P_T＝0)；换句话说，可利用线性外插或是线性内插的原理(视第一预定振荡器渗漏补偿值D₀以及第二预定振荡器渗漏补偿值D₁和最佳振荡器渗漏补偿值D_T之间的关系而定)来推算出最佳振荡器渗漏补偿值D_T。应注意的是，第一预定振荡器渗漏补偿值D₀以及第二预定振荡器渗漏补偿值D₁应为不同的值。图20为利用第一预定振荡器渗漏补偿值以及第二预定振荡器渗漏补偿值来找出最佳振荡器渗漏补偿值的示意图。应注意的是，在图20中系将本实施例的概念简化为二维以方便理解，实际上的情况为四维。图20中的第一转换结果P₀为G(D_LO+D₀)，第二转换结果P₁为G(D_LO+D₁)，最佳振荡器渗漏补偿值D_T的值就是完全将镜像信号D_LO消除的值，即最佳振荡器渗漏补偿值D_T＝-D_LO，经过化简可以得到以下方程序。

$D_T=D_0-\frac{D_1-D_0}{P_1-P_0}{P}_0---\left(23\right)$

图21为本发明校正系数计算单元的另一示范性实施例的电路图，其中绘示了依据方程式(23)所得到的校正系数计算单元2214的详细电路架构。

图22为依据本发明用于校正一传送器的一振荡器的渗漏的一种校正方法的一示范性实施例的流程图，其中所述传送器具有一第一信号路径与一第二信号路径，且所述第一信号路径与所述第二信号路径之一系为一同相(I)信号路径，所述第一信号路径与所述第二信号路径之另一系为一正交(Q)信号路径。倘若大体上可达到相同的结果，并不一定需要按照图22所示之流程中的步骤顺序来进行，且图22所示之步骤不一定要连续进行，亦即其他步骤亦可插入其中。此外，图22中的某些步骤可根据不同实施例或设计需求省略之。图22的校正方法可应用于图18所示之传送器2200。详细步骤如下：

步骤2602：于所述传送器额外设定一校正系数；

步骤2604：设定所述校正系数为一第一预定本地振荡器渗漏补偿值，并且将一第一测试信号和所述校正系数相加，并且经过所述第一信号路径与所述第二信号路径传送，以产生一第一传送信号，其中所述第一测试信号具有一特定频率；

步骤2606：回送(loopback)所述第一传送信号，并且针对所述第一传送信号在所述特定频率的负一倍频率进行傅利叶转换(Fouriertransform,FT)，以得到一第一频谱分析结果；

步骤2608：设定所述校正系数为一第二预定本地振荡器渗漏补偿值，并且将一第二测试信号和所述校正系数相加，并且经过所述第一信号路径与所述第二信号路径传送，以产生一第二传送信号，其中所述第二测试信号具有所述特定频率；

步骤2610：回送所述第二传送信号，并且针对所述第二传送信号在所述特定频率的负一倍频率进行傅利叶转换，以得到所述第二频谱分析结果；以及

步骤2612：依据所述第一预定本地振荡器渗漏补偿值、所述第二预定本地振荡器渗漏补偿值、所述第一频谱分析结果以及所述第二频谱分析结果来计算所述校正系数，以校正所述传送器的本地振荡器渗漏。

经过步骤2602～步骤2612的校正流程之后,我们就可以直接并准确地求出振荡器渗漏补偿值D_cancel的最佳值，而不需要如习知技术般逐步地逼近出最佳校正值，因此使用本实施例较习知技术来的快速。

以上所述仅为本发明之较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所做之均等变化与修饰，皆应属本发明之涵盖范围。

Claims (26)

1.一种用于校正接收器的第一信号路径与第二信号路径之间的不匹配的方法，其中所述第一信号路径与所述第二信号路径之一为同相信号路径，所述第一信号路径与所述第二信号路径的另一为正交信号路径，所述校正方法包含有：

利用所述接收器接收测试信号，并分别经过所述第一信号路径与所述第二信号路径，以产生第一信号路径接收信号以及第二信号路径接收信号，其中所述测试信号具有特定频率；

分别针对所述第一信号路径接收信号以及所述第二信号路径接收信号来进行频谱分析，并产生第一频谱分析结果以及第二频谱分析结果；以及

依据所述第一频谱分析结果以及所述第二频谱分析结果来计算至少一校正系数，以校正所述接收器的所述第一信号路径以及所述第二信号路径之间的不匹配，其中所述测试信号并未经过所述至少一校正系数来产生所述第一信号路径接收信号以及所述第二信号路径接收信号。

2.根据权利要求1所述的校正方法，其中所述至少一校正系数至少包含有第一校正系数以及第二校正系数，其中所述第一校正系数系用来校正所述第一信号路径与所述第二信号路径之间的振幅不匹配；以及所述第二校正系数系用来校正所述第一信号路径与所述第二信号路径的相位不匹配。

3.根据权利要求1所述的校正方法，其中在分别针对所述第一信号路径接收信号以及所述第二信号路径接收信号来进行所述频谱分析，并产生所述第一频谱分析结果以及所述第二频谱分析结果的步骤中，针对所述第一信号路径接收信号在所述特定频率上进行傅利叶转换，以求出所述第一信号路径在所述特定频率上的所述第一频谱分析结果；以及针对所述第二信号路径接收信号在所述特定频率上进行傅利叶转换，以求出所述第二信号路径在所述特定频率上的所述第二频谱分析结果。

4.一种用于校正传送器的方法，其中所述传送器具有第一信号路径以及第二信号路径，所述第一信号路径与所述第二信号路径之一为同相信号路径，所述第一信号路径与所述第二信号路径之另一为正交信号路径，所述校正方法包含有：

在所述传送器额外设定至少一校正系数；

设定所述至少一校正系数为至少一第一消除值，并且利用所述传送器经过所述至少一校正系数以及经过所述第一信号路径与所述第二信号路径来传送第一测试信号，以产生第一传送信号，其中所述第一测试信号具有特定频率；

回送所述第一传送信号，并且针对所述第一传送信号进行频谱分析来得到第一频谱分析结果；

设定所述至少一校正系数为至少一第二消除值，并且利用所述传送器经过所述至少一校正系数以及经过所述第一信号路径与所述第二信号路径来传送第二测试信号，以产生第二传送信号，其中所述第二测试信号具有所述特定频率；

回送所述第二传送信号，并且针对所述第二传送信号进行频谱分析来得到第二频谱分析结果；以及

依据所述第一消除值、所述第二消除值、所述第一频谱分析结果以及所述第二频谱分析结果来计算至少一目标消除值，并将所述至少一校正系数设定为所述至少一目标消除值。

5.根据权利要求4所述的校正方法，其中所述至少一校正系数设定为所述至少一目标消除值以校正所述传送器之所述第一信号路径以及所述第二信号路径之间的不匹配。

6.根据权利要求5所述的校正方法，其中所述至少一校正系数仅具有单一校正系数；以及在利用所述传送器经过所述至少一校正系数以及经过所述第一信号路径与所述第二信号路径来传送所述第一测试信号的步骤中，系将所述第一测试信号和自身的共轭复数乘上所述单一校正系数的值相加，并且经过所述第一信号路径与所述第二信号路径传送。

7.根据权利要求5所述的校正方法，其中所述至少一校正系数仅具有单一校正系数；以及在利用所述传送器经过所述至少一校正系数以及经过所述第一信号路径与所述第二信号路径来传送所述第二测试信号的步骤中，系将所述第二测试信号和自身的共轭复数乘上所述单一校正系数的值相加，并且经过所述第一信号路径与所述第二信号路径传送。

8.根据权利要求5所述的校正方法，其中所述至少一校正系数包含有第一校正系数以及第二校正系数；所述第一校正系数系用来校正所述第一信号路径与所述第二信号路径之间的振幅不匹配；以及所述第二校正系数系用来校正所述第一信号路径与所述第二信号路径的相位不匹配。

9.根据权利要求5所述的校正方法，其中在针对所述第一传送信号进行所述频谱分析来得到所述第一频谱分析结果以及针对所述第二传送信号进行所述频谱分析来得到所述第二频谱分析结果的步骤中，系针对所述第一传送信号在所述特定频率的正/负两倍频率进行傅利叶转换，以得到所述第一频谱分析结果；以及针对所述第二传送信号在所述特定频率的正/负两倍频率进行傅利叶转换，以得到所述第二频谱分析结果。

10.根据权利要求4所述的校正方法，其中所述至少一校正系数设定为所述至少一目标消除值以校正所述传送器的本地振荡器渗漏。

11.根据权利要求10所述的校正方法，其中在利用所述传送器经过所述至少一校正系数以及经过所述第一信号路径与所述第二信号路径来传送所述第一测试信号的步骤中，系将所述第一测试信号和所述至少一校正系数相加，并且经过所述第一信号路径与所述第二信号路径传送。

12.根据权利要求10所述的校正方法，其中在利用所述传送器经过所述至少一校正系数以及经过所述第一信号路径与所述第二信号路径来传送所述第二测试信号的步骤中，系将所述第二测试信号和所述至少一校正系数相加，并且经过所述第一信号路径与所述第二信号路径传送。

13.根据权利要求10所述的校正方法，其中在针对所述第一传送信号进行所述频谱分析来得到所述第一频谱分析结果以及针对所述第二传送信号进行所述频谱分析来得到所述第二频谱分析结果的步骤中，系针对所述第一传送信号在所述特定频率的正/负一倍频率进行傅利叶转换，以得到所述第一频谱分析结果；以及针对所述第二传送信号在所述特定频率的正/负一倍频率进行傅利叶转换，以得到所述第二频谱分析结果。

14.一种用于校正接收器的第一信号路径与第二信号路径之间的不匹配的校正装置，其中所述第一信号路径与所述第二信号路径之一为同相信号路径，所述第一信号路径与所述第二信号路径之另一为正交信号路径，所述校正装置包含有：

频谱分析单元，用来针对分别经过所述第一信号路径与所述第二信号路径所产生的第一信号路径接收信号以及第二信号路径接收信号进行频谱分析，并产生第一频谱分析结果以及第二频谱分析结果，其中所述测试信号具有特定频率；以及

校正系数计算单元，用来依据所述第一频谱分析结果以及所述第二频谱分析结果来计算至少一校正系数，以校正所述接收器之所述第一信号路径以及所述第二信号路径之间的不匹配，其中所述测试信号并未经过所述至少一校正系数来产生所述第一信号路径接收信号以及所述第二信号路径接收信号。

15.根据权利要求14所述的校正装置，其中所述至少一校正系数至少包含有第一校正系数以及第二校正系数，其中所述第一校正系数系用来校正所述第一信号路径与所述第二信号路径之间的振幅不匹配；以及所述第二校正系数系用来校正所述第一信号路径与所述第二信号路径的相位不匹配。

16.根据权利要求14所述的校正装置，其中所述频谱分析单元包含有：

第一频谱分析电路，用来针对所述第一信号路径接收信号在所述特定频率上进行傅利叶转换，以求出所述第一信号路径在所述特定频率上的所述第一频谱分析结果；以及

第二频谱分析电路，用来针对所述第二信号路径接收信号在所述特定频率上进行傅利叶转换，以求出所述第二信号路径在所述特定频率上的所述第二频谱分析结果。

17.一种用于校正传送器的校正装置，其中所述传送器具有第一信号路径以及第二信号路径，所述第一信号路径与所述第二信号路径之一为同相信号路径，所述第一信号路径与所述第二信号路径之另一为正交信号路径，所述校正装置包含有：

校正单元，包含有至少一校正系数；

控制单元，用来设定所述至少一校正系数为至少一第一消除值，并且利用所述传送器经过所述至少一校正系数以及经过所述第一信号路径与所述第二信号路径来传送第一测试信号，以产生第一传送信号，其中所述第一测试信号具有特定频率，以及设定所述至少一校正系数为至少一第二消除值，并且利用所述传送器经过所述至少一校正系数以及经过所述第一信号路径与所述第二信号路径来传送第二测试信号，以产生第二传送信号，其中所述第二测试信号具有所述特定频率；

频谱分析单元，用来针对回送回来的所述第一传送信号进行频谱分析来得到第一频谱分析结果，以及针对回送回来的所述第二传送信号进行频谱分析来得到第二频谱分析结果；以及

校正系数计算单元，用来依据所述第一消除值、所述第二消除值、所述第一频谱分析结果以及所述第二频谱分析结果来计算至少一目标消除值，并将所述至少一校正系数设定为所述至少一目标消除值。

18.根据权利要求17所述的校正装置，其中所述至少一校正系数设定为所述至少一目标消除值以校正所述传送器之所述第一信号路径以及所述第二信号路径之间的不匹配。

19.根据权利要求18所述的校正装置，其中所述至少一校正系数仅具有单一校正系数；以及所述校正单元另包含有：

共扼复数单元，用来得到所述第一测试信号的第一共轭复数；

乘法器，用来将所述第一共轭复数乘上所述单一校正系数以产生第一结果；以及

加法器，用来将所述第一结果加上所述第一测试信号。

20.根据权利要求18所述的校正装置，其中所述至少一校正系数仅具有单一校正系数；以及所述校正单元另包含有：

共扼复数单元，用来得到所述第二测试信号的第二共轭复数；

乘法器，用来将所述第二共轭复数乘上所述单一校正系数以产生第二结果；以及

加法器，用来将所述第二结果加上所述第二测试信号。

21.根据权利要求18所述的校正装置，其中所述至少一校正系数包含有第一校正系数以及第二校正系数；所述第一校正系数系用来校正所述第一信号路径与所述第二信号路径之间的振幅不匹配；以及所述第二校正系数用来校正所述第一信号路径与所述第二信号路径的相位不匹配。

22.根据权利要求18所述的校正装置，其中所述频谱分析单元系针对所述第一传送信号在所述特定频率的正/负两倍频率进行傅利叶转换，以得到所述第一频谱分析结果；以及针对所述第二传送信号在所述特定频率的正/负两倍频率进行傅利叶转换，以得到所述第二频谱分析结果。

23.根据权利要求17所述的校正装置，其中所述校正系数计算单元将所述至少一校正系数设定为所述至少一目标消除值以校正所述传送器的本地振荡器渗漏。

24.根据权利要求23所述的校正装置，其中所述校正单元另包含有：

加法器，用来将所述第一测试信号和所述至少一校正系数相加，并且经过所述第一信号路径与所述第二信号路径传送。

25.根据权利要求23所述的校正装置，其中所述校正单元另包含有：

加法器，用来将所述第二测试信号和所述至少一校正系数相加，并且经过所述第一信号路径与所述第二信号路径传送。

26.根据权利要求23所述的校正装置，其中所述频谱分析单元系针对所述第一传送信号在所述特定频率的正/负一倍频率进行傅利叶转换，以得到所述第一频谱分析结果；以及针对所述第二传送信号在所述特定频率的正/负一倍频率进行傅利叶转换，以得到所述第二频谱分析结果。