CN105281803A - 全双工通信的能量信号并行传输系统及同端干扰抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种全双工通信的能量信号并行传输系统及同端干扰设计方法，系统中的能量耦合机构由两块发射极板和两块接收极板构成，在两块发射极板之间并联有原边通信电路，在两块接收极板之间并联有副边通信电路，原边通信电路设置有隔离电容C_g1、变压耦合器T_g1和变压耦合器T_g3，C_g1的一端连接在一块发射极板上，另一端依次串接T_g1的一个绕组和T_g3的一个绕组后连接在另一块发射极板上；副边通信电路设置有隔离电容C_g2、变压耦合器T_g2和变压耦合器T_g4，C_g2的一端连接在一块接收极板上，另一端依次串接T_g2的一个绕组和T_g4的一个绕组后连接在另一块接收极板上。其效果是：系统在实现能量无线传递的同时，能够进行原副边全双工通信，通过去除同端干扰，可保证能量信号可靠传输。

Description

全双工通信的能量信号并行传输系统及同端干扰抑制方法

技术领域

本发明涉及无线电能传输技术，尤其涉及一种全双工通信的能量信号并行传输系统及同端干扰抑制方法。

背景技术

无线电能传输技术(WirelessPowerTransfer，WPT)实现了电源到负载的无线供电，克服了直接电接触对设备的束缚，解决了移动电气设备(或特殊环境设备)的电能灵活、安全接入等问题。近年来，电场耦合无线电能传输(Electric-fieldCoupledPowerTransfer，ECPT)技术成为了无线电能传输领域新的研究热点，ECPT系统的优点包括：具有耦合电极简易轻薄并且形状不受限制；系统具有较好的柔韧性并且整体的成本低；拾取负载端电路的设计形式多样性较强；绝大部分电通量分布于电极之间，对周围环境的电磁干扰很小；电场耦合机构之间或周围存在金属导体时，不会引起导体产生涡流损耗。国内外专家学者围绕移动机器人，生物医学植入设备，3D绝缘硅超大规模集成电路，无线充电器及电动汽车等诸多应用领域展开研究。

目前ECPT系统研究主要侧重于电能的无线传输，但在很多应用领域中不仅需要能量的无线传输，还需要实现能量与信号的并行传输。国内外学者已围绕WPT系统的能量信号并行传输展开研究，但主要集中于ICPT系统。由于ECPT系统采用耦合电容代替ICPT的耦合电感，而电容对高频信号的衰减效果远小于电感，所以ECPT系统的这一本质特性使得ECPT系统中信号传递效果更优。目前ICPT的能量信号并行传输研究中主要分为以下几类，(1)是以信号传递为主导，辅以能量传递，适用于mW级小功率设备；(2)是采用电力载波，通过信号与电能波形分离实现信号传递；(3)是以电压波形为载波通过ASK和FSK等方式传递信号。在ECPT领域的能量与信号并行传输的研究尚少，仅局限于信号传递主导的小功率的能量传输。

发明内容

针对现有技术的缺陷，本发明首先提出一种全双工通信的能量信号并行传输系统，在不影响能量传递的前提下，实现了原副边信号全双工无线通信。

为了达到上述目的，本发明所采用的具体技术方案如下：

全双工通信的能量信号并行传输系统，包括电源电路、原边功率变换电路、能量耦合机构、副本功率变换电路以及负载，所述能量耦合机构由两块发射极板和两块接收极板构成，其关键在于：在两块发射极板之间并联有原边通信电路，在两块接收极板之间并联有副边通信电路；

所述原边通信电路设置有第一隔离电容C_g1、第一变压耦合器T_g1和第三变压耦合器T_g3，所述第一隔离电容C_g1的一端连接在一块发射极板上，该第一隔离电容C_g1的另一端依次串接所述第一变压耦合器T_g1的一个绕组和第三变压耦合器T_g3的一个绕组后连接在另一块发射极板上，所述第一变压耦合器T_g1的另一绕组作为原边信号发送接口，所述第三变压耦合器T_g3的另一绕组作为原边信号接收接口；

所述副边通信电路设置有第二隔离电容C_g2、第二变压耦合器T_g2和第四变压耦合器T_g4，所述第二隔离电容C_g2的一端连接在一块接收极板上，该第二隔离电容C_g2的另一端依次串接所述第二变压耦合器T_g2的一个绕组和第四变压耦合器T_g4的一个绕组后连接在另一块接收极板上，所述第二变压耦合器T_g2的另一绕组作为副边信号发送接口，所述第四变压耦合器T_g4的另一绕组作为副边信号接收接口。

本方案在保留现有ECPT系统电路结构的基础上，通过在原副边耦合极板上增加一对通信电路来进行信号传输，由于ECPT系统是通过电容耦合实现无线电能传输的，而且高频信号载波通过电容时的衰减会远远小于信号通过耦合电感的衰减，因此在ECPT系统中实现能量信号并行传输，其效率明显高于在IPT系统中进行能量信号并行传输。同时，原副边的通信电路是直接连接在耦合极板上，并不用经过调谐电感，通信电路中的隔离电容可以设置为一个容值较小的电容，对于低频能量波形而言它极大的增加了两条信号支路的阻抗，有效防止主电路中的能量在信号支路中分流，对于高频信号而言，信号回路以为的支路阻抗较大，使信号功率更多地保留在信号回路中，实现了能量通道与信号通道的通频带分离，保证了能量信号并行传输，通过在原边通信电路和副边通信电路中同时设置信号发送接口和信号接收接口，在原边向副边传输信号的同时副边也可以向原边传输信号，实现全双工通信。

作为进一步描述，所述电源电路为电流型电源电路，在原边功率变换电路的输出端连接有两组谐振网络，其中一组谐振网络是由电感L_p和电容C_p构成的并联谐振网络，另一组是由补偿电感L_s1、补偿电感L_s2和能量耦合机构构成的串联谐振网络，且两组谐振网络的谐振频率相同。

为了进一步满足能量信号并行传输的需要，在上述电路拓扑结构的基础上，所述原边通信电路和副边通信电路中的隔离电容的容值、耦合变压器等效电感值以及所加载的信号载波与电能传输系统谐振频率比满足以下约束条件：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{si2}{G}_{cross}\left(L_g,C_g,\mathrm{\λ}\right)\≥k_e{u}_p{G}_{prim\mathrm{ar}y}\left(L_g,C_g,\mathrm{\λ}\right)\\ u_{si1}{G}_{cross}\left(L_g,C_g,\mathrm{\λ}\right)\≥k_e{u}_p{G}_{\sec ondary}\left(L_g,C_g,\mathrm{\λ}\right)\\ G_{cross}\left(L_g,C_g,\mathrm{\λ}\right)\≥G_{cross}^{*}\\ G_{out}\left(L_g,C_g\right)\≥G_{out}^{*}\\ \frac{2}{{\mathrm{\λ}}^2{\mathrm{\ω}}_e^2{L}_g{C}_g}+\frac{{\left({\mathrm{\λ\ω}}_e{\mathrm{kL}}_g\right)}^2}{R_g^2{\left({\mathrm{\λ\ω}}_e{L}_g\right)}^2}=4\end{array}\right.$

其中，u_si1为原边输入信号幅值，u_si2为副边输入信号幅值，u_p为电能传输系统输入电压幅值，G_cross(L_g,C_g,λ)为原边信号发送接口到副边信号接收接口之间的增益函数，也等于副边信号发送接口到原边信号接收接口之间的增益函数，G_primary(L_g,C_g,λ)为能量输入端到原边信号接收接口之间的增益函数，G_secondary(L_g,C_g,λ)为能量输入端到副边信号接收接口之间的增益函数，G_out(L_g,C_g)为能量输入端到负载之间的增益函数，k_e表示拾取信号幅值与干扰信号幅值的最小倍数关系；为原边信号发送接口到副边信号接收接口之间的最小增益值，且等于副边信号发送接口到原边信号接收接口之间的增益；为能量输入端到负载之间的最小增益值，λ为信号信号载波与电能传输系统谐振频率比，ω_e为电能传输系统谐振角频率，L_g表示第一变压耦合器T_g1和第三变压耦合器T_g3串接后的等效电感值，对应也等于第二变压耦合器T_g2和第四变压耦合器T_g4串接后的等效电感值，C_g＝C_g1＝C_g2表示原边通信电路和副边通信电路中的隔离电容的容值。

基于上述约束条件对原副边通信电路中的元件参数进行设定，可以有效保证信号传输质量，克服能量传输与信号传输之间的相互影响，主要理由在于：(1)信号波形的幅值大于能量对信号支路的干扰电压幅值的k_e倍，从而确保可在能量波形中对信号波形进行识别；(2)输入信号到拾取信号的幅值增益需大于阈值从而确保ASK信号解调时0、1信号的区分；(3)原边并联谐振电压到负载电压的增益大于阈值从而克服信号支路的增加对能量传递的影响；(4)需将信号工作频率与支路谐振频率点保持一致，从而降低信号在回路中的衰减。只要通信电路增加的元件按照上述约束条件进行设定，则可以满足能量和信号的并行传输。

结合具体的应用场景，可以设定系统中拾取信号幅值与干扰信号幅值的最小倍数关系k_e＝0.3，原边信号发送接口到副边信号接收接口之间的最小增益值能量输入端到负载之间的最小增益值

在上述电路系统的基础上，本发明还提出一种全双工通信的能量信号并行传输系统的同端干扰抑制方法，其关键在于：在原边通信电路和副边通信电路中分别设置同端干扰预测模块，所述同端干扰预测模块按照以下等式计算同端干扰大小：

$\left\{\begin{array}{cc}{\tilde{u}}_{13}\left(n\right)=k{\tilde{i}}_2\left(n\right)L_g\frac{{\tilde{i}}_2\left(n\right)-{\tilde{i}}_2\left(n-1\right)}{\mathrm{\Δ}t},& \left(u_{si}\left(n\right)=u_{si1}\left(n\right)\right)\\ {\tilde{u}}_{24}\left(n\right)=k{\tilde{i}}_2\left(n\right)L_g\frac{{\tilde{i}}_2\left(n\right)-{\tilde{i}}_2\left(n-1\right)}{\mathrm{\Δ}t},& \left(u_{si}\left(n\right)=u_{si2}\left(n\right)\right)\end{array}\right.$

其中表示原边发送信号在原边信号接收接口上的干扰，表示副边发送信号在副边信号接收接口上的干扰；是通过求解状态方程得到的，u_si(n)是状态方程中的输入变量，u_si(n)＝u_si1(n)表示输入原边发送信号，u_si(n)＝u_si2(n)表示输入副边发送信号，其状态方程为：

$\left\{\begin{array}{c}{x}^{*}\left(n\right)=e^{A^{*}\mathrm{\Δ}t}{x}^{*}\left(n-1\right)+A^{*-1}\left(e^{A^{*}\mathrm{\Δ}t}-I\right)B^{*}{u}_{si}\left(n\right)\\ {\tilde{i}}_2\left(n\right)=Y_y{x}^{*}\left(n\right)\end{array}\right.;$

所述状态方程中，选择向量Y_u＝[0010000]^T；

状态向量x*(n)＝[i(n)i₂(n)i₃(n)u₂(n)u₃(n)]^T；

矩阵A*＝Λ^TΦ^-1ΓΛ；A^*-1表示A*的逆矩阵；Δt为采样间隔时间，I为单位矩阵，矩阵B*＝Λ^TΦ^-1Y_u；

矩阵 $A=\left[\begin{array}{ccccc}1& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 1& 0& 0& 0\\ 0& 0& 1& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 1& 0\\ 0& 0& 0& 0& 1\end{array}\right],$ Λ^T表示矩阵Λ的转置；

矩阵 $\mathrm{\Φ}=\left[\begin{array}{ccccccc}1& -1& -1& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 1& -1& -1& 0& 0\\ L& L_1& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& L_1& -L_2& 0& -L_4& 0& 0\\ 0& 0& 0& -L_3& L_4& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& C_2& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& C_3\end{array}\right],$ Φ^-1表示Φ的逆矩阵；

在矩阵Φ中 $\left\{\begin{array}{c}L=L_g-M_g\\ L_1=M_g\\ L_2=2L_g-M_g\\ R=R_g\\ R_2=2R_g\\ C_2=C_g\\ C_3=C_g\end{array}\right.,\left\{\begin{array}{c}{L}_3=2L_g-\frac{{\left({\mathrm{\ω}}_s{M}_g\right)}^2{L}_g}{{\left({\mathrm{\ω}}_s{L}_g\right)}^2+{R_g}^2}\\ L_4=\frac{L_{s1}{L}_{s2}}{L_{s1}+L_{s2}}\\ R_3=2R_g+\frac{{\left({\mathrm{\ω}}_s{M}_g\right)}^2{R}_g}{{\left({\mathrm{\ω}}_s{L}_g\right)}^2+{R_g}^2}\end{array}\right.;$

L_g表示第一变压耦合器T_g1和第三变压耦合器T_g3串接后的等效电感值，对应也等于第二变压耦合器T_g2和第四变压耦合器T_g4串接后的等效电感值，M_g表示第一变压耦合器T_g1和第三变压耦合器T_g3之间的互感，对应也等于第二变压耦合器T_g2和第四变压耦合器T_g4之间的互感，C_g＝C_g1＝C_g2表示原边通信电路和副边通信电路中的隔离电容的容值；R_g表示耦合变压器两侧支路的等效电阻值，ω_s为信号角频率，L_s1为补偿电感L_s1的自感值、L_s2为补偿电感L_s2的自感值；

当同端干扰预测模块计算出同端干扰大小后，原边通信电路将原边信号接收接口所接收的信号减去后作为原边接收信号输出；副边通信电路将副边信号接收接口所接收的信号减去后作为副边接收信号输出。

利用上述方法对同端干扰进行预测，然后将信号接收接口所拾取的信号减去预测得到的同端干扰后再作为实际接收信号输出，保证了信号传输质量。

本发明的显著效果是：

本发明提出的一种全双工通信的能量信号并行传输系统及同端干扰抑制方法，该系统在实现能量无线传递的同时，能够进行原副边全双工通信，通过对信道进行建模分析，基于此模型针对同端信道干扰问题提出一种基于离散状态空间模型的同端信号输出预测方法，该方法通过离散状态空间法对同端信道干扰信号进行估计，将干扰信号从系统输出采样值中减去，实现了对干扰信号的抑制，更好地进一步解调出交叉端信号。

附图说明

图1是传统ECPT系统的电路原理图；

图2是本发明的电路原理框图；

图3是本发明的电路原理图；

图4是本发明ECPT系统通信信道等效电路图；

图5是本发明ECPT系统能量通道等效电路图；

图6是具体实施例中通信电路的参数选择区域；

图7是具体实施例中信道增益与频率的关系曲线；

图8是能量在原边通信电路的干扰电压与频率的关系曲线；

图9是能量在副边通信电路的干扰电压与频率的关系曲线；

图10是原边并联谐振电压到负载电压的增益与频率关系图；

图11是无通信功能的ECPT系统能量波形图；

图12是无能量传递时信号传递波形图；

图13是具有通信功能的ECPT系统能量波形图；

图14是能量激励下信号端口输出响应波形图；

图15是ECPT系统能量信号并行传输波形图；

图16是同端信道信号干扰抑制结构图；

图17是正向通信时同端信道电路等效图；

图18是反向通信时同端信道电路等效图；

图19是同端信道电路简化图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式以及工作原理作进一步详细说明。

如图1所示，一种常见的ECPT电路拓扑，直流电源E_dc与直流电感L_dc串联构成等效电流源，经过逆变器行成交变电流注入谐振网络。原边极板高频交变的电势差在副边极板上激发电压，于是将能量传递至副边，经过功率变换后为负载供电。

如图2所示，本发明提出的一种全双工通信的能量信号并行传输系统，在保留现有的电源电路、原边功率变换电路、能量耦合机构、副本功率变换电路以及负载电路的基础上，增加了原边通信电路和副边通信电路，具体如图3所示。

从图3可以看出，本发明提出的全双工通信的能量信号并行传输系统，其能量耦合机构由两块发射极板和两块接收极板构成，在两块发射极板之间并联有原边通信电路，在两块接收极板之间并联有副边通信电路，

所述原边通信电路设置有第一隔离电容C_g1、第一变压耦合器T_g1和第三变压耦合器T_g3，所述第一隔离电容C_g1的一端连接在一块发射极板上，该第一隔离电容C_g1的另一端依次串接所述第一变压耦合器T_g1的一个绕组和第三变压耦合器T_g3的一个绕组后连接在另一块发射极板上，所述第一变压耦合器T_g1的另一绕组作为原边信号发送接口，所述第三变压耦合器T_g3的另一绕组作为原边信号接收接口；

所述副边通信电路设置有第二隔离电容C_g2、第二变压耦合器T_g2和第四变压耦合器T_g4，所述第二隔离电容C_g2的一端连接在一块接收极板上，该第二隔离电容C_g2的另一端依次串接所述第二变压耦合器T_g2的一个绕组和第四变压耦合器T_g4的一个绕组后连接在另一块接收极板上，所述第二变压耦合器T_g2的另一绕组作为副边信号发送接口，所述第四变压耦合器T_g4的另一绕组作为副边信号接收接口。

由于电源电路为电流型电源电路，因此在原边功率变换电路的输出端连接有两组谐振网络，其中一组谐振网络是由电感L_p和电容C_p构成的并联谐振网络，另一组是由补偿电感L_s1、补偿电感L_s2和能量耦合机构构成的串联谐振网络，且两组谐振网络的谐振频率相同。

由于图3所示的ECPT系统包含多组电感和电容储能元件，系统阶次较高不利于系统的建模与分析，为了进一步理解本发明的工作原理，现针对图3所示电路图进行简化。图3中存在两组谐振网络(谐振角频率为电能谐振角频率ω_e)，结合图中元件的标注，其参数应分别满足：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ω}}_e^2{L}_p{C}_p-1=0\\ \frac{{\mathrm{\ω}}_e^2{C}_{s1}{C}_{s2}\left(L_{s1}+L_{s2}\right)}{C_{s1}+C_{s2}}-1=0\end{array}\right.$

对于通信电路而言，图3中直流电源与逆变电路组成的交变电流源可视为断路，同时将图1中的副边整流滤波电路与负载等效为纯阻性负载。由于信号角频率ω_s远大于电能角频率ω_e，令ω_s＝λω_e，其中λ>>1，于是原边通信电路左侧回路阻抗为：

$\begin{array}{c}{Z}_{left}={\mathrm{j\ω}}_s{L}_{s1}+\frac{{\mathrm{j\ω}}_s{L}_p}{1-{\mathrm{\ω}}_s^2{L}_p{C}_p}\\ ={\mathrm{j\ω}}_s{L}_{s1}+\frac{\mathrm{\λ}}{{\mathrm{j\ω}}_e{C}_p\left({\mathrm{\λ}}^2-1\right)}\\ \≈{\mathrm{j\ω}}_s{L}_{s1}+\frac{1}{{\mathrm{j\λ\ω}}_e{C}_p}\≈{\mathrm{j\ω}}_s{L}_{s1}\end{array}$

副边通信电路右侧支路阻抗为：

$Z_{right}={\mathrm{j\λ\ω}}_e{L}_{s2}+R_L\≈{\mathrm{j\ω}}_s{L}_{s2}$

进而图3所示电路图中，通信信道电路可简化为图4，为后续建模与分析降低了难度。由于系统为全双工通信系统，故图4所示电路中同时包含两个信号加载端和两个信号拾取端。其中电压u_si1和u_si2分别为原边输入信号电压和副边输入信号电压，u_so1为在没有能量干扰的前提下仅有u_si2激励时T_g3的拾取信号电压，u_so2为在没有能量干扰的前提下仅有u_si1激励时T_g4的拾取信号电压。

在能量信号并行传输系统中，由于低频的能量波形与高频的信号波形在同一通道中传递，故能量对信号传递的干扰、新增通信电路对能量传递的影响、信道自身衰减特性都需要被考虑。其中信道自身衰减特性表现为信道输出端的拾取信号电压u_so1，u_so2与输入端信号电压幅值u_si2，u_si1的对应电压之比，由于图4所示电路中，耦合极板两侧的器件参数分别对应相等，故而u_so2/u_si1的特性与u_so1/u_si2相同，所以接下来仅针对u_so2/u_si1的特性进行分析计算，即针对信号由原边传向副边的情况进行讨论。上述信道自身衰减特性分析利用图4所示等效电路展开计算。

由于电路包含较多元件，故u_so2/u_si1的表达式较为复杂，下面将图4所示电路图分为5个部分，通过设置过度变量的方式依次给出计算流程。其中图4所示的电路局部阻抗表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{Z}_g={\mathrm{j\ω}}_s{L}_g+R_g\\ Z_{rg}=\frac{{\left({\mathrm{\ω}}_s{M}_g\right)}^2}{Z_g}\\ Z_{d1}=\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_s{C}_{g2}}+2Z_g+Z_{rg}\\ Z_{d2}=\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_s{C}_s}+\frac{{\mathrm{j\ω}}_s{L}_{s2}{Z}_{d1}}{{\mathrm{j\ω}}_s{L}_{s2}+Z_{d1}}\end{array}\right.,\left\{\begin{array}{c}{Z}_{d3}=\frac{{\mathrm{j\ω}}_s{L}_{s1}{Z}_{d2}}{{\mathrm{j\ω}}_s{L}_{s1}+Z_{d2}}\\ Z_{d4}=Z_{d3}+\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_s{C}_{g1}}+2Z_g\\ Z_{r4}=\frac{{\left({\mathrm{\ω}}_s{M}_g\right)}^2}{Z_{d4}}\\ Z_{d5}=Z_{r4}+Z_g\end{array}\right.$

其中Z_d1，Z_d2，Z_d3，Z_d4，Z_d5如图4所示。Z_g为紧耦合变压器单侧线圈阻抗，Z_rg和Z_r4分别表示Z_g和Z_d4的反射阻抗。此外，C_g＝C_g1＝C_g2，C_s＝C_s1C_s2/(C_s1+C_s2)，L_g和M_g分别表示紧耦合变压器的自感和互感，R_g为紧耦合变压器两侧的支路电阻。为了清晰地给出u_so2/u_si1的表达式，根据KVL和KCL定律分步计算电路中部分电流、电压值之比为：

$\left\{\begin{array}{c}{G}_{d1}=\frac{i_{si1}}{u_{si1}}=\frac{1}{Z_{d5}}\\ G_{d2}=\frac{i_{Cg1}}{i_{si1}}=\frac{{\mathrm{j\ω}}_s{M}_g}{Z_{d4}}\\ G_{d3}=\frac{u_{Ls1}}{i_{Cg1}}=Z_{d3}\end{array}\right.,\left\{\begin{array}{c}{G}_{d4}=\frac{i_{Cs1}}{u_{Ls1}}=\frac{1}{Z_{d2}}\\ G_{d5}=\frac{u_{Ls2}}{i_{Cs1}}=Z_{d2}-\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_s{C}_s}\\ G_{d6}=\frac{i_{Cg2}}{u_{Ls2}}=\frac{1}{Z_{d1}}\\ G_{d7}=\frac{u_{so2}}{i_{Cg2}}={\mathrm{j\ω}}_s{M}_g\end{array}\right.$

其中u_si1和u_so2分别为输入输出信号电压幅值，i_si1为输入信号电流，i_Cg1,i_Cs1,i_Cg2分别为C_g1,C_s1,C_g2的电流，u_Ls1,u_Ls2分别为L_s1,L_s2的电压。于是信道增益传递函数G_cross＝u_so2/u_si1的表达式可写为：

$\{G_{cross}=\frac{u_{so2}}{u_{si1}}=\underset{i=\left\{1,2,3,4,5,6,7\right\}}{\mathrm{\Π}}{G}_{di}$

除了考虑信道自身衰减特性之外，能量对信号传递的干扰、新增通信电路对能量传递的影响都需要被考虑。其中能量对信号传递的干扰为：在没有信号传递的情况下，并联谐振电压u_p在变压器T_g3和T_g4信号输出端的响应电压u_t1和u_t2(如图5)，下面利用u_t1和u_t2对u_p的电压增益来衡量能量对信号传递的干扰。另外，新增通信电路对能量传递的影响表现为新增通信电路对负载拾取电压u_RL与并联谐振电压u_p的电压增益比的影响。上述能量对信号传递的干扰以及新增通信电路对能量传递的影响均利用图5所示等效电路展开计算。

由于电路包含较多元件，故u_t1/u_p，u_t2/u_p，u_RL/u_p三者的表达式较为复杂，本文将图5所示电路图分为5个部分，通过设置过度变量的方式依次给出计算流程。其中需要注意的是信源阻抗为0，信号拾取电路阻抗为无穷大，故信号拾取电路所连接的紧耦合变压器反射阻抗为0。于是，图5所示的电路局部阻抗表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{Z}_g={\mathrm{j\ω}}_e{L}_g+R_g\\ Z_{gr}=\frac{{\left({\mathrm{\ω}}_e{M}_g\right)}^2}{Z_g}\\ Z_b=\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_e{C}_g}+Z_g+Z_{gr}\\ Z_{e1}={\mathrm{j\ω}}_e{L}_{s1}+R_L\end{array}\right.,\left\{\begin{array}{c}{Z}_{e2}=\frac{Z_b{Z}_1}{Z_b+Z_1}\\ Z_{e3}=\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_e{C}_s}+Z_{e2}\\ Z_{e4}=\frac{Z_b{Z}_3}{Z_b+Z_3}\\ Z_{e5}={\mathrm{j\ω}}_e{L}_{s2}+Z_{e4}\end{array}\right.$

其中Z_e1，Z_e2，Z_e3，Z_e4，Z_e5如图5所示。Z_g为紧耦合变压器单侧线圈阻抗。Z_rg表示Z_g的反射阻抗，Z_b表示信号支路阻抗。此外，C_g＝C_g1＝C_g2，C_s＝C_s1C_s2/(C_s1+C_s2)，L_g和M_g分别表示紧耦合变压器的自感和互感，R_g为紧耦合变压器两侧的支路电阻。为了清晰地给出u_t1/u_p，u_t2/u_p，u_RL/u_p三者的表达式，根据KVL和KCL定律分步计算电路中部分电流、电压值之比为：

$\left\{\begin{array}{c}{G}_{e1}=\frac{i_{Ls1}}{u_p}=\frac{1}{Z_{e5}}\\ G_{e2}=\frac{u_{b1}}{i_{Ls1}}=Z_{e4}\\ G_{e3}=\frac{i_{b1}}{u_{b1}}=\frac{1}{Z_b}\\ G_{e4}=\frac{u_{t1}}{i_{b1}}={\mathrm{j\ω}}_e{M}_g\\ G_{e5}=\frac{i_{Cs1}}{u_{b1}}=\frac{1}{Z_{e3}}\end{array}\right.,\left\{\begin{array}{c}{G}_{e6}=\frac{u_{b2}}{i_{Cs1}}=Z_{e2}\\ G_{e7}=\frac{i_{b2}}{u_{b2}}=\frac{1}{Z_b}\\ G_{e8}=\frac{u_{t2}}{i_{b2}}={\mathrm{j\ω}}_e{M}_g\\ G_{e9}=\frac{i_{RL}}{u_{b2}}=\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_e{L}_{s2}+R_L}\\ G_{e10}=\frac{u_{RL}}{i_{RL}}=R_L\end{array}\right.$

其中u_p为并联谐振电压，u_b1和u_b2分别为原副边通信电路端电压，i_b1和i_b2分别为原副边通信电路电流，i_Ls1,i_RL,i_Cs1分别为电感L_s1,R_L和C_s1的电流，u_RL为负载端电压，u_t1和u_t2分别为u_p在原副边信号拾取端的响应电压。于是能量输入端到原边信号输出端增益函数G_primary＝u_t1/u_p，能量输入端到副边信号输出端增益函数G_secondary＝u_t2/u_p，能量输入端到负载电压增益函数G_out＝u_RL/u_p三者的表达式可写为：

$\left\{\begin{array}{c}{G}_{prim\arg }=\frac{u_{t1}}{u_p}=\underset{i=\left\{1,2,3,4\right\}}{\mathrm{\Π}}{G}_{ei}\\ G_{\sec ondary}=\frac{u_{t2}}{u_p}=\underset{i=\left\{1,2,5,6,7,8\right\}}{\mathrm{\Π}}{G}_{ei}\\ G_{out}=\frac{u_{RL}}{u_p}=\underset{i=\left\{1,2,5,6,9,10\right\}}{\mathrm{\Π}}{G}_{ei}\end{array}\right..$

对于一个确定参数的ECPT系统而言，信号电路参数设计能量信号并行传输至关重要。由于信号耦合线圈为紧耦合变压器且磁芯相同，故耦合系数k可定义为已知常数。此外紧耦合变压器两侧支路电阻R_g由紧耦合变压器线圈内阻R_b以及额外串联电阻R_e组成，为简化分析，通过改变R_e使得R_g为常数。在此基础上，如图4所示，由于耦合电容C_s1和C_s2对高频信号的阻抗较低，可视为短路；同时电感L_s1和L_s2对高频信号阻抗较大，可视为开路，于是通信回路阻抗主要由两条信号支路阻抗组成。依据电路原理，将信号输入端的信号源阻抗等效为零，将信号输出端信号检测电路阻抗等效为无穷大，于是通信回路阻抗可表示为：

$Z_{signal}=\frac{2}{{\mathrm{j\ω}}_s{C}_g}+4R_g+4{\mathrm{j\ω}}_s{L}_g+\frac{{\left({\mathrm{\ω}}_s{\mathrm{kL}}_g\right)}^2}{R_g+{\mathrm{j\ω}}_s{L}_g}$

为保证信号传递过程中的低衰减，需保证通信回路谐振频率与信号频率一致，于是其虚部阻抗应满足：

$\mathrm{Im}\left\{Z_{signal}\right\}=0\⇒\frac{2}{{\mathrm{\ω}}_s^2{L}_g{C}_g}+\frac{{\mathrm{\ω}}_s^2{k}^2{L}_g^2}{R_g^2+{\mathrm{\ω}}_s^2{L}_g^2}=4$

此外，考虑到能量传递的谐振频率ω_e和紧耦合变压器两侧支路电阻R_g为常数，则之前考察的三个电压增益仅与如下三个变量有关：即耦合变压器自感L_g，隔离电容C_g和信号载波与电能传输系统谐振频率比λ。在信号电路参数设计过程中，除了信号衰减需被考虑外，还有如下几点需考虑：1)为确保可在能量波形中对信号波形进行识别，信号波形的幅值需大于能量对信号支路的干扰电压幅值的k_e倍；2)为确保信号支路的增加对能量传递的影响极小，原边并联谐振电压到负载电压的增益需大于阈值3)为确保ASK信号解调时0-1信号的区分，输入信号到拾取信号的幅值增益需大于阈值综上所述，信号支路的参数设计需满足如下约束：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{si2}{G}_{cross}\left(L_g,C_g,\mathrm{\λ}\right)\≥k_e{u}_p{G}_{prim\mathrm{ar}y}\left(L_g,C_g,\mathrm{\λ}\right)\\ u_{si1}{G}_{cross}\left(L_g,C_g,\mathrm{\λ}\right)\≥k_e{u}_p{G}_{\sec ondary}\left(L_g,C_g,\mathrm{\λ}\right)\\ G_{cross}\left(L_g,C_g,\mathrm{\λ}\right)\≥G_{cross}^{*}\\ G_{out}\left(L_g,C_g\right)\≥G_{out}^{*}\\ \frac{2}{{\mathrm{\λ}}^2{\mathrm{\ω}}_e^2{L}_g{C}_g}+\frac{{\left({\mathrm{\λ\ω}}_e{\mathrm{kL}}_g\right)}^2}{R_g^2{\left({\mathrm{\λ\ω}}_e{L}_g\right)}^2}=4\end{array}\right.$

其中，u_si1为原边输入信号幅值，u_si2为副边输入信号幅值，u_p为电能传输系统输入电压幅值，G_cross(L_g,C_g,λ)为原边信号发送接口到副边信号接收接口之间的增益函数，也等于副边信号发送接口到原边信号接收接口之间的增益函数，G_primary(L_g,C_g,λ)为能量输入端到原边信号接收接口之间的增益函数，G_secondary(L_g,C_g,λ)为能量输入端到副边信号接收接口之间的增益函数，G_out(L_g,C_g)为能量输入端到负载之间的增益函数，k_e表示拾取信号幅值与干扰信号幅值的最小倍数关系；为原边信号发送接口到副边信号接收接口之间的最小增益值，且等于副边信号发送接口到原边信号接收接口之间的增益；为能量输入端到负载之间的最小增益值，λ为信号号载波与电能传输系统谐振频率比，ω_e电能传输系统谐振角频率，L_g表示第一变压耦合器T_g1和第三变压耦合器T_g3串接后的等效电感值，对应也等于第二变压耦合器T_g2和第四变压耦合器T_g4串接后的等效电感值，C_g＝C_g1＝C_g2表示原边通信电路和副边通信电路中的隔离电容的容值。

为了进一步理解上述发明的技术效果，接来通过实验验证上述电路结构及参数约束条件的可行性。

以图3所示的ECPT系统为例，设定其参数如表1所示：

表1ECPT主电路参数

此外，在具体实施过程中，设定耦合系数k为0.9，拾取信号幅值与干扰信号幅值的最小倍数关系k_e＝0.3，原边信号发送接口到副边信号接收接口之间的最小增益值能量输入端到负载之间的最小增益值根据本发明所设定的约束条件，可以得到通信电路中参数选择区域如图6所示，其中等式约束为浅灰色所示的曲线，不等式约束为黑色区域。

针对不同的信号载波与电能传输系统谐振频率比λ，所有的可行解均如图6所示。在每一个λ下选择一对合适的参数，如表2所示：

表2信号支路参数表

于是信号的输入电压到输出电压增益如图7所示，从图7可以看出信号的输入电压到输出电压增益与信号频率的关系，同时信号支路的谐振频率点也有所标出。对于表2中的各组参数，谐振频率点处的信号增益均大于

图8-图9给出了能量在原副边信号支路的干扰电压与频率的关系曲线，同时图中标出了ECPT系统主电路的能量谐振频率点。从图中可见表2的各组参数下，所有的能量谐振频率点处的电压增益均小于-50dB，即原副边信号支路拾取的能量电压均远远小于原边并联谐振电压。

图10给出了原边并联谐振电压到负载电压的电压增益与频率关系曲线，同时ECPT系统主电路的能量谐振频率点也标于图10中。可见表2中各组参数下，系统原边并联谐振电压到负载电压的电压增益变化较小，且均接近0dB。即信号支路的增加对原有的能量传递影响极小，可以忽略。

为进一步验证所提出的拓扑结构以及参数参数限定条件的有效性，接下来利用Matlab仿真平台构建仿真电路。其中DC电压为100V，主电路器件参数如表1所示，原副边通信电路参数选取如表3所示。最大仿真步长为10ns。输入信号载波频率为10MHz，输入信号载波幅值为10V，原边信号调制频率为100kHz，副边信号调制频率为25kHz。

表3Matlab仿真中信号支路参数选择

依据表1和表3的数据搭建Matlab仿真电路，得出仿真波形图11-图15所示。

图11给出了无通信功能的ECPT系统能量波形图，其中u_g1和u_g2为全桥逆变器驱动信号波形，u_p为原边并联谐振电路谐振电压波形，其电压幅值为157V，u_RL为负载电压波形，其电压幅值为156.5V，系统输出功率为245W。

图12给出了无能量传递时信号传递波形图，其中u_si1为原边输入信号波形，输入信号载波频率为10MHz，幅值为10V，调制频率为25kHz。u_si2为副边输入信号波形，输入信号载波频率为10MHz，幅值为10V，调制频率为100kHz。u_so2+u₂₄和u_so1+u₁₃为T_g3和T_g4的信号输出端输出信号。

图13给出了具有通信功能的ECPT系统能量波形图，其中u_g1和u_g2为全桥逆变器驱动信号波形，u_p为原边并联谐振电路谐振电压波形，其电压幅值为156V，u_RL为负载电压波形，其电压幅值为155.5V，系统输出功率为245W，与图11所示波形图相似，故信号支路的添加对能量的无线传递影响可以忽略。

图14给出了能量激励下信号端口输出响应波形图，其中u_p为原边并联谐振电路谐振电压波形，u_t1和u_t2为能量激励下原副边信号拾取端口输出响应电压波形，其波形幅值约2V，远小于信号拾取端口拾取的信号波形幅值10V。

图15给出了ECPT系统能量信号并行传输波形图，该仿真将能量与信号同时加载入仿真电路中，其中u_si1和u_si2分别为原副边输入信号，和分别为两条交叉信道在原副边的输出端输出信号的估计值。可见在能量与信号并行传输时能量的传递未受影响，同时信号也可实现解调。

而为了进一步提高ECPT系统的全双工通信效果，由于在原副边信号支路中分别有一个用于信号加载的紧耦合变压器和一个用于信号拾取的紧耦合变压器(如图3)。在全双工通信的工作条件下，原副边的信源需同时产生激励，故此时紧耦合变压器T_g3和T_g4信号拾取端口的信号电压为信源u_si1和u_si2的共同作用。根据电路理论，该通信电路可被视为线性系统，而线性系统则满足叠加定理。故信号输出端响应为两个信源u_si1和u_si2独立作用时输出端响应的叠加。其中u_si1在T_g3上的响应u₁₃以及u_si2在T_g4上的响应u₂₄称为同端信号，通过同端信道G₁₃和G₂₄传递；u_si1在T_g4上的响应u_so2以及u_si2在T_g3上的响应u_so1为交叉端信号，通过交叉信道G₂₃和G₁₄传递，如图16所示。

但对于无线通信系统而言，本侧信源产生的信息是无用的，即T_g1上的输入信号在T_g3上拾取是无用的，而另一侧T_g4上拾取的信号才是有价值的，故而u_si1在T_g3上的响应以及u_si2在T_g4上的响应为干扰信号。为了抑制同端信源的信号干扰u₁₃和u₂₄，进而从叠加信号中解调出另一侧信源的信号，因此本发明提出了一种全双工通信的能量信号并行传输系统的同端干扰信号抑制方法。

在图16所示的结构图中，G₂₄和G₁₃为同端信道传递函数，G₁₄和G₂₃为交叉信道传递函数。图中T_g3和T_g4的拾取信号为同端信道输出以及交叉信道输出之和，分别表示为u_so1+u₁₃和u_so2+u₂₄。通过构建两个同端信道离散状态空间模型对同端干扰信号u₁₃和u₂₄进行预测，得到预测值和并从T_g3和T_g4的拾取信号中减去，得到最终的交叉信道输出值u_so1和u_so2的预测值和

本发明通过建立同端信道连续状态空间模型，再进一步对其离散，从而同端信道离散状态空间模型，实现对同端干扰信号进行估计。

首先建立同端信道连续状态空间模型，为降低状态空间方程的阶数，需对图4所示信道电路进行进一步等效，由于耦合电容C_s1和C_s2对高频信号的阻抗较低，可视为短路，此外将同端信道的输入信号源所在紧耦合电感T_g实行T型电路等效，最终得等效电路图如图17和图18所示。

从图17-图18可以看出，正向通信与反向通信时，两个同端信道的电路拓扑与对应元器件参数均相同，唯一区别为信号正向传递时信源为u_si1，反向传递时信源为u_si2。将图17和图18电路中支路元器件以及反射阻抗进行整合，两个电路图可统一简化为图19。图17和图18中信号源u_si1和u_si2统称为图19中的u_si，T_g3和T_g4电流i₁₃和i₂₄等效为图19中的i₂，同端干扰信号u₁₃和u₂₄可进一步通过i₁₃和i₂₄求得，具体为：

$\left\{\begin{array}{cc}{u}_{13}={\mathrm{j\ω}}_s{M}_g{i}_{13}={\mathrm{j\ω}}_s{M}_g{i}_2={\mathrm{j\ω}}_s{L}_g{\mathrm{ki}}_2={\mathrm{ki}}_2{L}_g,& \left(u_{si}=u_{si1}\right)\\ u_{24}={\mathrm{j\ω}}_s{M}_g{i}_{24}={\mathrm{j\ω}}_s{M}_g{i}_2={\mathrm{j\ω}}_s{L}_g{\mathrm{ki}}_2={\mathrm{ki}}_2{L}_g,& \left(u_{si}=u_{si2}\right)\end{array}\right.$

图19中器件参数与图17和图18中的参数关系如下

$\left\{\begin{array}{c}L=L_g-M_g\\ L_1=M_g\\ L_2=2L_g-M_g\\ R=R_g\\ R_2=2R_g\\ C_2=C_g\\ C_3=C_g\end{array}\right.,\left\{\begin{array}{c}{L}_3=2L_g-\frac{{\left({\mathrm{\ω}}_s{M}_g\right)}^2{L}_g}{{\left({\mathrm{\ω}}_s{L}_g\right)}^2+{R_g}^2}\\ L_4=\frac{L_{s1}{L}_{s2}}{L_{s1}+L_{s2}}\\ R_3=2R_g+\frac{{\left({\mathrm{\ω}}_s{M}_g\right)}^2{R}_g}{{\left({\mathrm{\ω}}_s{L}_g\right)}^2+{R_g}^2}\end{array}\right.$

首先根据电路理论列出图19所示电路图中电流电压变量的微分方程组：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{di}{dt}-\frac{{\mathrm{di}}_1}{dt}-\frac{{\mathrm{di}}_2}{dt}=0\\ \frac{{\mathrm{di}}_2}{dt}-\frac{{\mathrm{di}}_3}{dt}-\frac{{\mathrm{di}}_4}{dt}=0\\ L\frac{di}{dt}+L_1\frac{{\mathrm{di}}_1}{dt}=u_{si}-iR\\ L_1\frac{{\mathrm{di}}_1}{dt}-L_2\frac{{\mathrm{di}}_2}{dt}-L_4\frac{{\mathrm{di}}_4}{dt}=u_2+i_2{R}_2\\ L_4=\frac{{\mathrm{di}}_4}{dt}-L_3\frac{{\mathrm{di}}_3}{dt}=u_3+i_3{R}_3\\ C_2\frac{{\mathrm{du}}_2}{dt}=i_2\\ C_3\frac{{\mathrm{du}}_3}{dt}=i_3\end{array}\right.$

将上述微分方程组写成状态空间表达式为

$\mathrm{\Φ}\stackrel{\·}{x}=\mathrm{\α}+\mathrm{\β}$

其中

$\mathrm{\Φ}=\left[\begin{array}{ccccccc}1& -1& -1& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 1& -1& -1& 0& 0\\ L& L_1& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& L_1& -L_2& 0& -L_4& 0& 0\\ 0& 0& 0& -L_3& L_4& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& C_2& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& C_3\end{array}\right],\mathrm{\α}=\left[\begin{array}{c}0\\ 0\\ -iR\\ u_2+i_2{R}_2\\ u_3+i_3{R}_3\\ i_2\\ i_3\end{array}\right],\mathrm{\β}=\left[\begin{array}{c}0\\ 0\\ u_{si}\\ 0\\ 0\\ 0\\ 0\end{array}\right],x=\left[\begin{array}{c}i\\ i_1\\ i_2\\ i_3\\ i_4\\ u_2\\ u_3\end{array}\right]$

上述矩阵与向量中的参数所对应的物理量均标注于图19中。而上述状态空间表达式为非标准形式，无法直接求解，为了使得状态空间表达式最终呈现标准形式，此处定义过渡矩阵Γ以及过渡向量Y_u，并满足下式：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\Γ}x=\mathrm{\α}\\ \mathrm{\β}=Y_u{u}_{si}\end{array}\right.$

其中：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\Γ}=\left[\begin{array}{ccccccc}0& 0& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0\\ -R& 0& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& R_2& 0& 0& 1& 0\\ 0& 0& 0& R_3& 0& 0& 1\\ 0& 0& 1& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 1& 0& 0& 0\end{array}\right]\\ Y_u={\left[\begin{array}{ccccccc}0& 0& 1& 0& 0& 0& 0\end{array}\right]}^T\end{array}\right.$

于是可将状态空间表达式写成标准形式：

进一步考察后发现，由于上式中状态向量x中存在非独立变量i₁和i₄，使得式中矩阵A不满秩，亦无法对其进行直接求解，于是构建选择矩阵Λ，将矩阵A中非独立变量i₁和i₄舍去，得到新的满秩状态空间矩阵A^*和新输入矩阵B^*：

$\left\{\begin{array}{c}{A}^{*}={\mathrm{\Λ}}^{T}A\mathrm{\Λ}\\ B^{*}={\mathrm{\Λ}}^{T}B\end{array}\right.$

其中选择矩阵Λ为：

$\mathrm{\Λ}=\left[\begin{array}{ccccc}1& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 1& 0& 0& 0\\ 0& 0& 1& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 1& 0\\ 0& 0& 0& 0& 1\end{array}\right]$

从而最终状态空间表达式为：

其中选择向量Y_y＝[01000]，新状态向量x*＝[ii₂i₃u₂u₃]^T，为电流i₂的估计量。

在此基础上对连续状态空间模型进行以Δt为步长的离散化，从而得离散状态空间模型为：

$\left\{\begin{array}{c}{x}^{*}\left(n\right)=e^{A^{*}\mathrm{\Δ}t}{x}^{*}(n-1)+A^{*-1}(e^{A^{*}\mathrm{\Δ}t}-I)B^{*}{u}_{si}\left(n\right)\\ {\tilde{i}}_2\left(n\right)=Y_y{x}^{*}\left(n\right)\end{array}\right.$

通过上式求解出图19中电流i₂的预测值的离散表达式，而根据电流i₂与同端干扰信号u₁₃和u₂₄的关系式，显然可通过对其离散化得到同端干扰信号u₁₃和u₂₄预测值和的离散表达式：

$\left\{\begin{array}{cc}{\tilde{u}}_{13}\left(n\right)=k{\tilde{i}}_2\left(n\right)L_g\frac{{\tilde{i}}_2\left(n\right)-{\tilde{i}}_2\left(n-1\right)}{\mathrm{\Δ}t}& ,\left(u_{si}\left(n\right)=u_{si1}\left(n\right)\right)\\ {\tilde{u}}_{24}\left(n\right)=k{\tilde{i}}_2\left(n\right)L_g\frac{{\tilde{i}}_2\left(n\right)-{\tilde{i}}_2\left(n-1\right)}{\mathrm{\Δ}t}& ,\left(u_{si}\left(n\right)=u_{si2}\left(n\right)\right)\end{array}\right.$

其中最后将信号拾取端的实际检测电压与预测电压相减即可完成同端信号的剥离，实现同端信号干扰的抑制。

综上所述，本发明提出的全双工通信的能量信号并行传输系统及同端干扰抑制方法，系统在能量无线传递的同时，实现了原副边全双工通信。在原理分析过程中，通过建立系统的离散状态空间模型，基于此模型分析出信号通路的电压增益特性；能量激励在信号端口的响应特性；信号支路对能量传递的影响，从而确定了其通信电路的参数设计的限制条件，以及同端干扰信号的抑制措施，最后通过Matlab仿真平台搭建仿真电路对上述工作进行验证，验证得出了该系统以及参数设计的有效性和可行性。

Claims (5)

1.一种全双工通信的能量信号并行传输系统，包括电源电路、原边功率变换电路、能量耦合机构、副本功率变换电路以及负载，所述能量耦合机构由两块发射极板和两块接收极板构成，其特征在于：在两块发射极板之间并联有原边通信电路，在两块接收极板之间并联有副边通信电路；

所述原边通信电路设置有第一隔离电容C_g1、第一变压耦合器T_g1和第三变压耦合器T_g3，所述第一隔离电容C_g1的一端连接在一块发射极板上，该第一隔离电容C_g1的另一端依次串接所述第一变压耦合器T_g1的一个绕组和第三变压耦合器T_g3的一个绕组后连接在另一块发射极板上，所述第一变压耦合器T_g1的另一绕组作为原边信号发送接口，所述第三变压耦合器T_g3的另一绕组作为原边信号接收接口；

所述副边通信电路设置有第二隔离电容C_g2、第二变压耦合器T_g2和第四变压耦合器T_g4，所述第二隔离电容C_g2的一端连接在一块接收极板上，该第二隔离电容C_g2的另一端依次串接所述第二变压耦合器T_g2的一个绕组和第四变压耦合器T_g4的一个绕组后连接在另一块接收极板上，所述第二变压耦合器T_g2的另一绕组作为副边信号发送接口，所述第四变压耦合器T_g4的另一绕组作为副边信号接收接口。

2.根据权利要求1所述的全双工通信的能量信号并行传输系统，其特征在于：所述电源电路为电流型电源电路，在原边功率变换电路的输出端连接有两组谐振网络，其中一组谐振网络是由电感L_p和电容C_p构成的并联谐振网络，另一组是由补偿电感L_s1、补偿电感L_s2和能量耦合机构构成的串联谐振网络，且两组谐振网络的谐振频率相同。

3.根据权利要求1所述的全双工通信的能量信号并行传输系统，其特征在于：所述原边通信电路和副边通信电路中的隔离电容的容值、耦合变压器等效电感值以及所加载的信号载波与电能传输系统谐振频率比满足以下约束条件：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{si2}{G}_{cross}\left(L_g,C_g,\mathrm{\λ}\right)\≥k_e{u}_p{G}_{prim\mathrm{ar}y}\left(L_g,C_g,\mathrm{\λ}\right)\\ u_{si1}{G}_{cross}\left(L_g,C_g,\mathrm{\λ}\right)\≥k_e{u}_p{G}_{\sec ondary}\left(L_g,C_g,\mathrm{\λ}\right)\\ G_{cross}\left(L_g,C_g,\mathrm{\λ}\right)\≥G_{cross}^{*}\\ G_{out}\left(L_g,C_g\right)\≥G_{out}^{*}\\ \frac{2}{{\mathrm{\λ}}^2{\mathrm{\ω}}_e^2{L}_g{C}_g}+\frac{{\left({\mathrm{\λ\ω}}_e{\mathrm{kL}}_g\right)}^2}{R_g^2{\left({\mathrm{\λ\ω}}_e{L}_g\right)}^2}=4\end{array}\right.$

其中，u_si1为原边输入信号幅值，u_si2为副边输入信号幅值，u_p为电能传输系统输入电压幅值，G_cross(L_g,C_g,λ)为原边信号发送接口到副边信号接收接口之间的增益函数，也等于副边信号发送接口到原边信号接收接口之间的增益函数，G_primary(L_g,C_g,λ)为能量输入端到原边信号接收接口之间的增益函数，G_secondary(L_g,C_g,λ)为能量输入端到副边信号接收接口之间的增益函数，G_out(L_g,C_g)为能量输入端到负载之间的增益函数，k_e表示拾取信号幅值与干扰信号幅值的最小倍数关系；为原边信号发送接口到副边信号接收接口之间的最小增益值，且等于副边信号发送接口到原边信号接收接口之间的增益；为能量输入端到负载之间的最小增益值，λ为信号载波与电能传输系统谐振频率比，ω_e为电能传输系统谐振角频率，L_g表示第一变压耦合器T_g1和第三变压耦合器T_g3串接后的等效电感值，对应也等于第二变压耦合器T_g2和第四变压耦合器T_g4串接后的等效电感值，C_g＝C_g1＝C_g2表示原边通信电路和副边通信电路中的隔离电容的容值。

4.根据权利要求3所述的全双工通信的能量信号并行传输系统，其特征在于：系统中拾取信号幅值与干扰信号幅值的最小倍数关系k_e＝0.3，原边信号发送接口到副边信号接收接口之间的最小增益值能量输入端到负载之间的最小增益值

5.如权利要求2所述的全双工通信的能量信号并行传输系统的同端干扰抑制方法，其特征在于：在原边通信电路和副边通信电路中分别设置同端干扰预测模块，所述同端干扰预测模块按照以下等式计算同端干扰大小：

$\left\{\begin{array}{cc}{\tilde{u}}_{13}\left(n\right)=k{\tilde{i}}_2\left(n\right)L_g\frac{{\tilde{i}}_2\left(n\right)-{\tilde{i}}_2\left(n-1\right)}{\mathrm{\Δ}t},& \left(u_{si}\left(n\right)=u_{si1}\left(n\right)\right)\\ {\tilde{u}}_{24}\left(n\right)=k{\tilde{i}}_2\left(n\right)L_g\frac{{\tilde{i}}_2\left(n\right)-{\tilde{i}}_2\left(n-1\right)}{\mathrm{\Δ}t},& \left(u_{si}\left(n\right)=u_{si2}\left(n\right)\right)\end{array}\right.$

其中表示原边发送信号在原边信号接收接口上的干扰，表示副边发送信号在副边信号接收接口上的干扰；是通过求解状态方程得到的，u_si(n)是状态方程中的输入变量，u_si(n)＝u_si1(n)表示输入原边发送信号，u_si(n)＝u_si2(n)表示输入副边发送信号，其状态方程为：

$\left\{\begin{array}{c}{x}^{*}\left(n\right)=e^{A^{*}\mathrm{\Δ}t}{x}^{*}\left(n-1\right)+A^{*-1}\left(e^{A^{*}\mathrm{\Δ}t}-I\right)B^{*}{u}_{si}\left(n\right)\\ {\tilde{i}}_2\left(n\right)=Y_y{x}^{*}\left(n\right)\end{array}\right.;$

所述状态方程中，选择向量Y_u＝[0010000]^T；

状态向量x*(n)＝[i(n)i₂(n)i₃(n)u₂(n)u₃(n)]^T；

矩阵A*＝Λ^TΦ^-1ΓΛ；A^*-1表示A*的逆矩阵；Δt为采样间隔时间，I为单位矩阵，矩阵B*＝Λ^TΦ^-1Y_u；

矩阵 $A=\left[\begin{array}{ccccc}1& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 1& 0& 0& 0\\ 0& 0& 1& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 1& 0\\ 0& 0& 0& 0& 1\end{array}\right],$ Λ^T表示矩阵Λ的转置矩阵；

矩阵 $\mathrm{\Φ}=\left[\begin{array}{ccccccc}1& -1& -1& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 1& -1& -1& 0& 0\\ L& L_1& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& L_1& -L_2& 0& -L_4& 0& 0\\ 0& 0& 0& -L_3& L_4& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& C_2& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& C_3\end{array}\right],$ Φ^-1表示Φ的逆矩阵；

在矩阵Φ中 $\left\{\begin{array}{c}L=L_g-M_g\\ L_1=M_g\\ L_2=2L_g-M_g\\ R=R_g\\ R_2=2R_g\\ C_2=C_g\\ C_3=C_g\end{array}\right.,\left\{\begin{array}{c}{L}_3=2L_g-\frac{{\left({\mathrm{\ω}}_s{M}_g\right)}^2{L}_g}{{\left({\mathrm{\ω}}_s{L}_g\right)}^2+{R_g}^2}\\ L_4=\frac{L_{s1}{L}_{s2}}{L_{s1}+L_{s2}}\\ R_3=2R_g+\frac{{\left({\mathrm{\ω}}_s{M}_g\right)}^2{R}_g}{{\left({\mathrm{\ω}}_s{L}_g\right)}^2+{R_g}^2}\end{array}\right.;$

L_g表示第一变压耦合器T_g1和第三变压耦合器T_g3串接后的等效电感值，对应也等于第二变压耦合器T_g2和第四变压耦合器T_g4串接后的等效电感值，M_g表示第一变压耦合器T_g1和第三变压耦合器T_g3之间的互感，对应也等于第二变压耦合器T_g2和第四变压耦合器T_g4之间的互感，C_g＝C_g1＝C_g2表示原边通信电路和副边通信电路中的隔离电容的容值；R_g表示耦合变压器两侧支路的等效电阻值，ω_s为信号角频率，L_s1为补偿电感L_s1的自感值、L_s2为补偿电感L_s2的自感值；

当同端干扰预测模块计算出同端干扰大小后，原边通信电路将原边信号接收接口所接收的信号减去后作为原边接收信号输出；副边通信电路将副边信号接收接口所接收的信号减去后作为副边接收信号输出。