CN105281571A - 用于以pfm模式运行的开关电压调节器的可控导通时间减少 - Google Patents

Abstract

一种开关电压调节器包括通过电感器向负载传送输出电流的功率级。该功率级具有高侧晶体管和低侧晶体管。该开关电压调节器还包括控制器，该控制器用于在输出电流减少至第一阈值以下时，将功率级设置为PFM(脉冲频率调制)开关模式。该PFM开关模式中的每个周期包括导通时间、截止时间和HiZ时间，在导通时间期间高侧晶体管导通并且低侧晶体管截止，在截止时间期间低侧晶体管导通并且高侧晶体管截止，在HiZ时间期间高侧晶体管和低侧晶体管均截止。该控制器响应于输出电流上的变化，改变PFM开关模式的导通时间。

Description

用于以PFM模式运行的开关电压调节器的可控导通时间减少

技术领域

本申请涉及开关电压调节器，具体地涉及用于开关电压调节器的脉冲频率运行模式。

背景技术

开关电压调节器由于其高效和所消耗的面积/空间均小，其广泛地在各种各样应用(比如，用于通讯的计算(服务器和手机)和POL(负载点系统))的现代电子系统中被使用。被广为接受的开关电压调节器拓扑包括降压拓扑、升压拓扑、降压-升压拓扑、正向拓扑、反激式()拓扑、半桥拓扑、全桥拓扑和SEPIC拓扑。多相降压转换器特别适合于提供高性能集成电路(比如，微处理器、图形处理器和网络处理器)所需的低电压下的高电流。降压转换器被以有源部件和无源部件来实现，有源部件比如是脉冲宽度调制(PWM)控制器IC(集成电路)、驱动电路、包括功率MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)的一个或多个相，无源部件比如是电感器、变压器或耦合电感器、电容器和电阻器。多元相(功率级)能够通过相应的电感器被并联的连接至负载，以满足高的输出电流需求。

开关电压调节器中的损耗可大致被分类为传导损耗(conductionloss)和频率相关损耗(frequency-dependentloss)。在轻负载状态下，频率相关损耗占主要，并且在标准的脉冲宽度调制(PWM)控制被用于输出电压调节时引起急剧的效率滚降(roll-off)。为了在甚至是非常轻的负载时维持高效率，被称为是脉冲频率调制(pulsefrequencymodulation，PFM)的控制技术通常被使用。PFM通常在调节器输出电流降低超过临界传导通流时进入，该临界传导通流是电感器纹波电流的一半。导通时间(on-time)通常在临界传导点时基于电感值、输入电压和输出电压被设置。虽然这提供了在PWM控制期间的效率提升，但相对较大的导通时间导致被增加的纹波电压，并且不太理想的效率随着输出电流而降低。对于在计算应用中被使用的开关电压调节器，电压纹波受行业标准规范的限制，以限制中央处理单元(CPU)、现场可编程门阵列(FPGA)或其他数字设备中的功率损耗。为了满足额定电压纹波，PFM进入电流通常被限制，这反过来为了纹波电压性能牺牲了效率。亟需高的轻负载效率，因为其为数据中心和家庭用户节约资金，或增加手机应用中的电池寿命。

PFM的使用是用于在轻负载状态时实现高效率的标准技术。许多常规PFM方法使用恒定的PFM导通时间。然而，恒定的PFM导通时间导致输出电压纹波随着PFM运行而增加。

发明内容

根据一种控制开关电压调节器的方法的实施例，该开关电压调节器包括用于通过电感器向负载传送输出电流的功率级，该方法包括：在输出电流减少至第一阈值以下时，将功率级设置处于PFM(脉冲频率调制)开关模式，该PFM开关模式中的每个周期包括导通时间、截止时间(off-time)和HiZ时间，在导通时间期间功率级的高侧晶体管导通并且功率级的低侧晶体管截止，在截止时间期间低侧晶体管导通并且高侧晶体管截止，在HiZ时间期间高侧晶体管和低侧晶体管均截止；以及响应于输出电流上的变化，改变PFM开关模式的导通时间。

根据一种开关电压调节器的实施例，该调节器包括功率级和控制器。该功率级被配置为通过电感器向负载传送输出电流，并且包括高侧晶体管和低侧晶体管。该控制器可操作为如果输出电流减少至第一阈值以下，将功率级设置为PFM(脉冲频率调制)开关模式。该PFM开关模式中的每个周期包括导通时间、截止时间和HiZ时间，在导通时间期间高侧晶体管导通并且低侧晶体管截止，在截止时间期间低侧晶体管导通并且高侧晶体管截止，在HiZ时间期间高侧晶体管和低侧晶体管均截止。该控制器进一步可操作为响应于输出电流上的变化，改变PFM开关模式的导通时间。

通过阅读下面的具体实施方式以及参看附图，本领域的技术人员将能识别其他的特征和优点。

附图说明

附图中的元件相对彼此不一定是按比例的。类似的附图标记指示对应的类似部分。各种所示实施例的特征能够结合，除非其彼此排斥。实施例在附图中被示出，并且在接下来的具体实施方式中进行了详细说明。

图1示出了一种多相开关电压调节器的实施例的方框图，该多相开关电压调节器在脉冲频率调制模式中具有可变的导通时间；

图2是示出了与开关电压调节器的脉冲频率调制模式相关联的各种波形的图示；

图3是示出了对于在脉冲频率调制模式中具有可变导通时间和不具有可变导通时间的开关电压调节器，随着输出电流变化的效率的图示；

图4是示出了对于在脉冲频率调制模式中具有可变导通时间和不具有可变导通时间的开关电压调节器，随着输出电流变化的效率的另一图示；

图5是示出了对于具有可变导通时间和不具有可变导通时间的开关电压调节器，基于开关频率被控制的脉冲频率调制运行模式的图示；

图6是示出了对于具有可变导通时间和不具有可变导通时间的开关电压调节器，在分立步骤中被实施的脉冲频率调制运行模式的图示；

图7是一种响应于PFM开关模式的HiZ时间、频率或周期上的变化，改变PFM导通时间的方法的实施例的流程图；

图8是一种响应于调节器输出电流的估计上的变化，改变PFM导通时间的方法的实施例的流程图。

具体实施方式

本文中所描述的实施例通过响应于负载上的变化改变开关电压调节器的PFM(脉冲频率调制)导通时间，减少了开关电压调节器的输出电压纹波，同时获得了PFM运行模式中的效率提升。通过允许用户选择导通时间是否在PFM运行中被改变以及导通时间何时被改变，该实施例提供灵活性。这允许系统特有优化的实现。

图1示出了开关电压调节器100的实施例，开关电压调节器100包括多个功率级102和用于控制功率级102运行的控制器104，控制器104比如是微控制器、微处理器、ASIC(专用集成电路)。每个功率级102可操作为通过分开的电感器(L_n)向负载106传送相电流(i_Ln)，负载106通过该电感器和输出电容器(C_OUT)被连接至开关电压调节器100。负载106可以是高性能集成电路(比如微处理器、图形处理器、网络处理器等)，或者需要电压调节的其他类型的集成电路(比如，POL(负载点))。

每个功率级102具有通过相应的电感器耦接至负载106的高侧晶体管(HSn)和低侧晶体管(LSn)。在不同时期中，每个功率级102的高侧晶体管可切换地将负载106连接至开关电压调节器100的输入电压(Vin)，并且相应的低侧晶体管可切换地将负载106连接至地。N个功率级102在图1中被示出。开关电压调节器100可包括任何数量的功率级102，包括单个功率级(相位)或不止一个功率级(即，多相位，其中每个功率级是该多相调节器中的一个相)。

在所有情况下，控制器104通过调整被传送至负载106的相电流，调节由功率级102传送给负载106的电压(V_O)。控制器104包括脉冲宽度调制(PulseWidthModulator，PWM)单元108，PWM单元108用于在CCM(连续导通模式)中通过相应的PWM控制信号(pwm)开关每个功率级102，从而功率级102通过对应的电感器和高侧晶体管或低侧晶体管产生或注入电流至负载106。当PWM控制信号处于逻辑电平高时，高侧晶体管被置于导通状态，电感器电流通过高侧晶体管被产生或注入，并且流经电感器的电流在该时期内增加。这通常被称为“导通时间(on-time)”，并且功率级102被认为是“被导通(turnedon)”。当PWM控制信号处于逻辑电平低时，低侧晶体管被置于导通状态，电流通过低侧晶体管被获得或灌入，并且流经电感器的电流在该时长内减少。这通常被称为“关断时间(off-time)”，并且功率级102被认为是“被关闭(turnedoff)”。

控制器104还包括脉冲频率调制(PFM)单元110，PFM单元110用于在DCM(非连续导通模式)中通过相应的PFM控制信号(pfm)开关功率级102中的一个。在DCM中，电感器电流或电容器电压中的开关纹波导致所施加的开关电流或开关电压的极性反转，并且在电感器电流是0时，低侧晶体管不被允许导通。在DCM开关周期开始时，相应的功率级102的高侧晶体管(HSn)被导通。在电感器电流(i_L)达到峰值Ipk时，高侧晶体管通常被关断，并且低侧晶体管(LSn)被导通。然后，在电感器电流下降至0时，低侧晶体管被关断。在开关周期的其他时间中高侧晶体管和低侧晶体管均截止，在本文中该其他时间被称为HiZ时间。为了调节DC输出电压(Vo)，控制器104改变功率级102的开关频率fs＝1/Ts。本文中所模式的可变频率控制方法通常被称为脉冲频率调制(PFM)。

如上所述，每个PFM开关周期(switchingperiod或switchingcycle)包括导通时间，接着是截止时间，再接着是HiZ时间。在HiZ时间期间，电感器电流是0，并且在周期的该持续时间中并不改变。还是在HiZ时间期间，负载电流由输出电容器(C_OUT)提供，导致输出电压随着时间减少，斜率取决于输出电流。标准的控制方法是使用比较器来检测输出电压在何时已减少至目标调节电压以下。在控制器104退出HiZ并进入下一个的开关周期的导通时间时，增加了电感器电流并保持输出电压不再进一步下降。因为此类型的PFM方案通过根据输出负载电流改变脉冲的频率来设法保持输出端处的最小电压，其通常被称为“谷(valley)”控制。

在CCM运行模式或DCM运行模式中，功率级102的驱动器112响应于控制器104所提供的PWM控制信号或PFM控制信号，向相应的高侧晶体管和低侧晶体管的栅极提供栅极驱动信号。每个功率级102的激活状态以及高侧晶体管和低侧晶体管的占空比至少部分地基于被施加至负载106的输出电压(V_O)来确定，从而开关电压调节器100可以尽可能快且可靠地对改变负载状态作出反应。

控制器104可管理一个参考电压到另一个的变化。控制器104还可以确定输出电压(V_O)和参考电压之间的误差，并且将该误差电压转换成数字表现形式，该数字表现形式被提供给PWM单元和PFM单元108、110用于修改每个功率级102的开关周期，例如通过调整CCM运行模式中的PWM占空比或DCM运行模式中的开关频率。

更具体地，对于DCM运行模式，PFM单元110可随着负载电流变化，改变开关电压调节器100的导通时间(Ton)，以在PFM运行中获得效率提升的同时，减少输出电压纹波。在一些实施例中，通过估计输出电流并响应于输出电压估计上的变化改变PFM开关模式的导通时间，PFM单元110响应于调节器输出电流(I_o)上的变化改变PFM导通时间。在其他实施例中，PFM单元110响应于PFM开关周期中的HiZ时间、频率或周期上的变化，改变PFM导通时间。在所有情况下，在PFM开关模式中PFM导通时间不一定保持固定。

图2示出了与开关电压调节器100的DCM运行相关联的对应的PFM波形。当电感器电流(i_L)大于PFM导通和截止间隔的部分时间期间的输出电流(I_o)时，输出电容器被充电(即，正的电容器电流i_c)，并且输出电压(Vo)上升。当电感器电流小于输出电流时，由于电容器正供应负载(即，负的电容器电流)，输出电压减少。

在DCM运行模式的PFM开关期间，每个开关周期(switchingperiod或switchingcycle)包括导通时间(Ton)，接着是截止时间(Toff)，再接着是HiZ时间(T_HiZ)。控制器104可使用两种导通时间计算的加权和(weighedsum)来计算初始PFM导通时间。控制器104还可以基于初始PFM导通时间值计算初始PFM截止时间，给定如下：

$T_{\mathrm{off}}={\mathrm{\Δ}}_1{T}_{\mathrm{sw}}=(\frac{V_{\mathrm{in}}}{V_o}-1){\mathrm{DT}}_{\mathrm{sw}}---\left(1\right)$

这是适用于任何PFM实施的一般方程式。在方程式(1)中，T_off不依赖于负载，意味着一旦T_on被选择，则T_off被预定了。可替换地，控制器104可包括零电流检测电路114，并且输出电流估计可由将电感器电流转为0所需的时间唯一定义。

在所有情况下，在PFM开关期间，实际输出电流如下给定：

$\begin{array}{c}{I}_o=\frac{I_{\mathrm{pk}}}{2}\left(\frac{{\mathrm{DT}}_{\mathrm{sw}}+{\mathrm{\Δ}}_1{T}_{\mathrm{sw}}}{T}\right)\\ I_o=\frac{I_{\mathrm{pk}}}{2}\left(\frac{D+{\mathrm{\Δ}}_1}{D+{\mathrm{\Δ}}_1+{\mathrm{\Δ}}_2}\right)\end{array}---\left(2\right)$

其中I_pk是峰值电感器电流，DT_sw是高侧晶体管的导通时间，Δ₁T_sw是截止时间(即，低侧晶体管导通且高侧晶体管截止)，和Δ₂T_sw是HiZ时间。这些一般方程式适用于任何PFM实施。

在一个实施例中，在PFM运行中电流未被测量。根据此实施例，I_pk的实际值是未知的。PFM导通时间和截止时间由控制器104基于V_in、V_o和L进行计算。峰值电流可由控制器104进行计算，给定如下：

$I_{\mathrm{pk}}=\frac{V_{\mathrm{in}}-V_o}{L}{\mathrm{DT}}_{\mathrm{sw}}---\left(3\right)$

可替换地，PFM导通时间可基于输入电压(V_in)、输出电压(V_o)、电感(L)和输出电流(I_o)进行计算。例如，方程式(2)和(3)可操作为根据V_in、V_o和L求解PFM导通时间(DT_sw)。在另一个实施例中，通过改写方程式(3)以根据V_in、V_o和I_pk求解DT_sw，PFM导通时间可基于V_in、V_o、L和峰值电感器电流(I_pk)进行计算。

无论如何，将方程式(3)代入方程式(2)中产生：

$I_o=\frac{V_{\mathrm{in}}-V_o}{2L}{\mathrm{DT}}_{\mathrm{sw}}\left(\frac{{\mathrm{DT}}_{\mathrm{sw}}+{\mathrm{\Δ}}_1{T}_{\mathrm{sw}}}{{\mathrm{DT}}_{\mathrm{sw}}+{\mathrm{\Δ}}_1{T}_{\mathrm{sw}}+{\mathrm{\Δ}}_2{T}_{\mathrm{sw}}}\right)---\left(4\right)$

方程式(4)允许瞬时输出电流、峰值输出电流和周期平均输出电流基于所测得的或已知的输入电压、输出电压和电感值(例如，被存储在控制器104的寄存器中)、PFM频率、周期或导通时间、截止时间和HiZ时间被估计。由于PFM周期、导通时间、截止时间和HiZ时间是相互依赖的，为了估计输出电流，该四个变量中仅两个变量需要被知道或被测量。

将方程式(2)中的HiZ时间分离出来得出：

$T_{\mathrm{HIZ}}={\mathrm{\Δ}}_2{T}_{\mathrm{sw}}=\frac{({\mathrm{DT}}_{\mathrm{sw}}+{\mathrm{\Δ}}_1{T}_{\mathrm{sw}})(I_{\mathrm{pk}}-2I_o)}{2I_o}---\left(5\right)$

其中峰值电感器电流I_pk使用所测得的电压、已知的电感值和依照方程式(4)计算来的PFM导通时间进行计算。

控制器104通过允许HiZ时间的变化来调节输出电压(Vo)。当输出电压降至规定电平并触发比较器时，HiZ时间结束并且另一个导通时间间隔开始。在截止时间的间隔期间，电感器电流降至输出电流以下，并且输出电容器提供该差异。当电感器电流达到0，电容器提供全部的负载电流。负载电流越高，电容器电压下降越快并且触发比较器越快。因此，HiZ时间与负载电流成反比。

重负载需求转化成较高运行频率，同时由于输出电容器在HiZ时间期间的较慢放电，负载减低导致运行频率上的减低。基于方程式(2)，输出电流是电感器电流的平均值，电感器电流在图2中是在三角形电流波形(i_L)之下的面积除以整个PFM周期(T_PFM＝Ton+Toff+T_HiZ)。减少PFM周期T_PFM使被支持的输出电流增加。可能的最短PFM周期T_PFM由不具有HiZ时间的导通/截止周期组成，并且对应于最大支持输出电流。在方程式(2)中设置Δ₂＝0，给出I_o,max＝I_pk/2。

开关电压调节器100在PFM运行模式中具有数种功率损耗机制。通过功率级102的高侧晶体管和低侧晶体管和相应的电感器的传导损耗(Pcond)给定如下：

$P_{\mathrm{cond}}=\frac{I_{\mathrm{pk}}^2}{3}[{\mathrm{DR}}_{\mathrm{dsHS}}+{\mathrm{\Δ}}_1{R}_{\mathrm{dsLS}}+(D+{\mathrm{\Δ}}_1)\mathrm{DCR}]---\left(6\right)$

其中R_dsHS是高侧晶体管的导通状态电阻(例如，MOSFET的漏-源电阻)，R_dsLS是低侧晶体管的导通状态电阻，并且DCR是电容器的非理想DC电阻。

导通和关断高侧晶体管和低侧晶体管的行为导致栅极损耗，该栅极损耗(Pgate)给定如下：

P_gate＝k_g(Q_gHS+Q_gLS)V_gsF_PFM(7)

其中k_g是在驱动电路中损耗所占比例的比例项(通常在1.5至2之间)。

高侧晶体管的开关损耗(Psw)给定如下：

$P_{\mathrm{sw}}=\frac{1}{2}{V}_{\mathrm{in}}{I}_{\mathrm{pk}}{t}_{f,\mathrm{HS}}{F}_{\mathrm{PFM}}---\left(8\right)$

其中t_f,HS是高侧晶体管中的电流的下降时间，也即，关断高侧晶体管的时间。

在该两个器件之间的空载时间(dead-time)期间，低侧晶体管的二极管损耗(P_diode)给定如下：

P_diode＝I_pkV_F,LS(I_pk)t_dF_PFM(9)

其中该二极管的正向电压V_F,LS随着流经该二极管的电流而增加。

核心开关损耗(Pcore)给定如下：

$P_{\mathrm{core}}=k_c{I}_{\mathrm{pk}}^x{F}_{\mathrm{PFM}}^y---\left(10\right)$

其中k_c,、x和y是通常以数据表被提供的常数。参数x和y大于1，但通常小于2.5。

传导损耗(Pcond)是唯一独立于PFM频率F_PFM的损耗机制，并且栅极损耗(Pgate)是唯一独立于峰值电感器电流I_pk的损耗机制。其他损耗机制取决于PFM开关频率和峰值电流两者。

如果输出电流(Io)减少至第一阈值以下，控制器104将开关电压调节器100的每个功率级102设置为PFM开关模式。该第一阈值可被选择作为有效切换点，从而调节器100在该第一阈值以下以PFM模式更有效地运行，并且在该第一阈值以上以PWM模式更有效地运行。控制器104响应于输出电流估计上的变化，例如通过PFM单元110改变PFM导通时间(Ton)。也即，控制器104缩放PFM导通时间或以其他方式调节PFM导通时间以随着负载减少峰值电流，这反过来减少了损耗分量，该损耗分量是I_pk的函数。控制器104可估计单周期的输出电流或对多个周期进行平均的输出电流。控制器104可通过检测流经电感器的电流(I_L)、检测流经功率级102的电流(例如，高侧电流、低侧电流、接地电流或输入电流)、检测流经与电感器串联的分流器电阻器(未示出)的电流(其中该分流器电阻器的电压被测量)等来估计输出电流。

控制器104可基于上文中结合方程式(6)-(10)所说明的损耗机制，确定何时改变PFM模式中的导通时间以及何时固定导通时间。例如，控制器104可减少PFM导通时间直至输出电流估计降至最小阈值。在该点以下，控制器104可固定导通时间，从而PFM导通时间在PFM模式中保持恒定，同时该输出电流估计保持在该最小阈值以下。该最小阈值可基于开关电压调节器100的效率目标和输出电压纹波目标被选择。此方法的含义结合图3-6进行了更详细的讨论。

PFM导通时间的比例限制可由最大支持电流确定，该最大支持电流与被减少的T_on值相关联。在所减少的T_on时的支持电流与在最大T_on时的最大支持电流之比等于PFM导通时间比。例如，如果在T_on时最大PFM电流是10A，那么在0.5T_on时最大支持电流是5A。例如通过PFM单元110，控制器104可减少PFM导通时间，以便在PFM开关模式中维持峰值电流和输出电流之间的固定比率，而不用测量实际输出电流或电感器电流。

关于效率，存在一些操作点通过优化峰值电流值和PFM频率使功率损耗最小化。功率损耗取决于在开关电压调节器100的实施中所使用的部件。因此，任何用于确定理想操作点的方程式是电流参数的函数。结果就是不同的设计可具有不同的PFM进入电流(CCM和PFM之间的分界线)和不同的负载电流，其中PFM缩放导致效率提升。通过允许用户选择这些过渡点，可实现对于任何设计的优化。

输出电压纹波的大小由峰值电流(I_pk)和输出电流(I_o)之间的差异、高侧晶体管的PFM导通时间(DTsw)、输入电压与输出电压之比以及电容(Co)确定，给定如下：

$\mathrm{\Δ}{v}_o=\frac{(I_{\mathrm{pk}}-I_o)(1-\frac{I_o}{I_{\mathrm{pk}}})V_{\mathrm{in}}{\mathrm{DT}}_{\mathrm{sw}}}{2V_o{C}_o}---\left(11\right)$

输出电压纹波是在PFM导通/截止间隔期间的能量脉冲所导致的，并且不是HiZ时间的函数。随着负载减少，I_pk–I_o的差值增加，导致输出电压纹波增加。然后T_on＝DT_sw的减少不仅直接地减少了纹波，而且还减少了I_pk–I_o的差值以进一步减少电压纹波。因此，甚至是当对于特别的应用不存在效率增益时，设计者可选择缩放PFM导通时间(T_on)，以实现输出电压纹波的减少。

在一个实施例中，例如通过PFM单元110，控制器104基于输出电流估计，连续地减少PFM开关模式中的导通时间。该连续的缩放可提供更好的性能，但仅对一个点。

图3示出了具有固定的PFM导通时间的假定系统(“假定(Hypothetical)”)和具有被连续缩放的PFM导通时间的系统(“提议(Proposed)”)的效率。在基于可变PFM导通时间的提议系统中，在该纯说明性的示例(Vo＝0.8V,L＝150nH,Cout＝1333μF)中，对于20A输出，峰值电流是45A。对于具有固定的PFM导通时间的假定系统，在此示例中穿过整个负载的峰值电流是45A。对于提议系统，导通时间被连续地减少以维持相同的45/20＝2.25的峰值电流/平均电流比率。因此，在10A时峰值电流是22.5A，在5A时峰值电流是11.25A等。通过保持峰值电流/平均电流比率相同，导通时间、截止时间和HiZ时间随着负载电流被减少，意味着PF频率增加。在此示例中，在5A以上时，净效率增益表明峰值电流所导致的功率损耗上的降低超过了频率所导致的功率损耗上的增加。然而，在此示例中，在5A以下时，取决于频率的损耗占主要，并且超过了被减少的峰值电流所节省的量。

在图4中，在该纯说明性的示例(Vo＝0.8V,L＝150nH,Cout＝1333μF)中，PFM导通时间连续地从20A按比例下降至10A，以维持相同的峰值电流/平均电流比率2.25。然而，从10A下降至0A，峰值电流被保持恒定为22.5A。也就是说，控制器104响应于输出电流估计减少至最小阈值(在此示例中为10A)，将PFM导通时间固定，在该最小阈值以下时导通时间保持恒定。在此场景中，该比例的PFM导通时间为全负载范围提供了效率提升。该最小阈值可基于开关电压调节器100的效率目标或输出电压纹波目标被选择。例如，用户可选择进入PFM运行的电流以及影响T_on的相应峰值电流。该比例可连续下降直至用户定义的电平，该用户定义的电平保持效率提升或保持在所期望电平时的轻负载纹波。若需要，PFM导通时间可在该点以下时保持恒定。

在图5中，具有按比例决定的PFM导通时间的系统(“提议”)的开关频率(Fsw)被示出为连续比例下降至10A。在此实施例中，当PFM频率上升至PFM开关频率限制(在此示例中为195kHz)时，PFM导通时间的连续减少停止。此基于开关频率的实施例实现了与结合图4所描述的基于HiZ的实施例相同。

图6示出了另一个实施例，其中控制器104例如通过PFM单元110响应于输出电流估计减少至至少在第二阈值以下，在一步或多步分立步骤中减少PFM开关模式的导通时间，该第二阈值小于第一阈值。如前文所说明的，第一阈值确定了开关运行何时从PWM变为PFM。在一个实施中，控制器104响应于输出电流估计减少至第一阈值的75％，将PFM导通时间自初始导通时间值减少25％(图6中“提议”系统的曲线中的第一步)。控制器104响应于输出电流估计减少至第一阈值的50％，将PFM导通时间自初始导通时间值减少50％(图6中“提议”系统的曲线中的第二步)。也就是说，全部T_on值可被逐步地减少至75％，然后减少至50％。

用户可以选择一电流电平，在该电流电平时，导通时间的减少出现以实现效率提升和/或电压纹波减少，该电流电平受限于该减少的导通时间可以支持的电流。例如，用户界面可根据电流提出比例电平，然后在减少T_on之前，使用方程式(5)计算控制器104所必须测量/观测的HiZ时间。该分立步骤的PFM导通时间减少的实施例是易于实施相对于效率得益实现之间的折中。在图6的纯说明性示例中，PFM运行模式在20A时进入，并且PFM导通时间在可能的最早时间时按比例决定。例如，0.75T_on出现在75％负载(15A)时，并且0.5T_on出现在50％负载(10A)时。如本文中先前结合图5所描述的，PFM开关频率可代替HiZ时间被使用，以决定在何时切换至减少的T_on值。

在任何实施中，HiZ时间、频率或电流的知识可被用于决定何时缩放PFM导通时间。

图7示出了一种响应于PFM开关模式的HiZ时间、频率或周期上的变化，改变PFM导通时间的方法的实施例，其中PFM开关模式的周期T_SW＝T_on+T_off+T_HiZ，并且PFM频率等于1/T_SW。控制器104测量或以其他方式使用调节器的输入电压(Vin)、输出电压(Vo)和电感(L)的信息(方框200)。控制器104例如通过PFM单元110依照方程式(1)生成/调节PFM导通时间值(方框202)，并且导通高侧晶体管达期望的导通时间(方框204)。例如，控制器104例如依照方程式(2)制定PFM截止时间值(方框206)，并且导通低侧晶体管达所计算的截止时间(方框208)。然后，控制器104将高侧晶体管和低侧晶体管置于HiZ状态中，其中只要输出电压保持在阈值以上高侧晶体管和低侧晶体管保持HiZ状态(方框210和212)。

控制器104测量开关PFM模式中的HiZ时间、频率和/或周期(方框214)。如果所测得的开关PFM模式中的HiZ时间、频率或周期超出时间/频率阈值，控制器104减少PFM导通时间(方框216和218)。如果所测得的开关PFM模式中的HiZ时间、频率或周期降至该时间/频率阈值以下，控制器104增加PFM导通时间(方框216和220)。该时间/频率阈值可包括一些公差，以避免PFM导通时间中的频率扰动。控制器104可响应于所测得的开关PFM模式中的HiZ时间、频率或周期增加至最大阈值，固定PFM导通时间，在该最大阈值以上时导通时间保持恒定(例如，在图5的示例中的195kHz)。

代替基于测量开关PFM模式中的HiZ时间、频率或周期来改变PFM导通时间，控制器104可直接或间接地测量或估计输出电流。这可通过众所周知的功率级电流测量方法(比如，RDSon、DCR、电流镜或分流电阻测量)来完成。以此方式，该电流测量可被用于缩放PFM导通时间，而不必实际估计输出电流。例如，当低侧晶体管(LS)导通时，RDSon电流检测测量该晶体管两端的电压，电流与该电压和低侧晶体管RDSon的倒数成比例。DCR电流检测测量具有RC并联网络的电感器两端的电压，该RC时间常数匹配L/DCR时间常数，并且电流与该电压和DCR的倒数成比例。电流镜在传导时从高侧晶体管(HS)和/或低侧晶体管(HS)生成比例的镜像电流。分流电阻器可被串联地添加至功率级102，通常位于电感器(L)和负载106之间，并且该分流电阻器两端的电压与电流成比例。

图8示出了一种响应于调节器输出电流的估计上的变化，改变PFM导通时间的方法的实施例。控制器104测量或以其他方式可以使用调节器的输入电压(Vin)、输出电压(Vo)和电感(L)的信息(方框300)。例如，控制器104通过PFM单元110依照方程式(1)生成/调节PFM导通时间值(方框302)，并且导通高侧晶体管达期望的导通时间(方框304)。例如，控制器104依照方程式(2)制定PFM截止时间值(方框306)，并且导通低侧晶体管达所计算的截止时间(方框308)。然后，控制器104将高侧晶体管和低侧晶体管置于HiZ状态中，其中只要输出电压保持在阈值以上，高侧晶体管和低侧晶体管就保持HiZ状态(方框310和312)。

控制器104测量或估计调节器的输出电流(方框314)。例如，控制器104可测量峰值电感器电流(Ipk)或平均电感器电流。可替换地，控制器104可基于Vin、Vo和L或用于开关电压调节器的任何其他标准技术，估计调节器输出电流。在所有情况下，如果所测得/估计的电流降至电流阈值以下，控制器104减少PFM导通时间(方框316和318)。如果所测得/估计的电流超过该电流阈值，控制器104增加PFM导通时间(方框316和320)。该电流阈值可包括一些公差，以避免PFM导通时间中的频率扰动。控制器104可响应于所测得/估计的电流减少至最小阈值来固定PFM导通时间，在该最小阈值以下时导通时间保持恒定。

在所有情况下，PFM导通时间的缩放可以是连续的或分立的。给予设计者选择缩放条件的灵活性允许对于任何系统的效率优化和/或纹波优化。系统设计者可对减少设置进行微调，以优化每个系统的性能。PFM导通时间的缩放还减少噪声。利用常规固定PFM导通时间的方法，在约4A处，调节器运行跨入可听范围。电感器中引起振动的能量是0.5LI_pk ²＝0.5(150nH)(45²)＝151.875uJ。利用本文所描述的PFM导通时间减少技术，在1A处，PFM频率跨入可听范围，以22.5A的峰值电感器电流在电感器中存储能量37.96875uJ。通过缩放PFM导通时间，不仅在较低电流时(并因此，以较低可能和以较低频率)进入可听范围，而且用该能量的四分之一。

术语比如“第一(first)”、“第二(second)”等被用于描述各种元件、区域、部分等，并且也并非意在限制。贯穿整个描述同样的术语指同样的元件。

如本文所用，术语“具有(having)”、“包括(containing、including、comprising)”等是开放式术语，表明所陈述的元件或特征的存在，但并不排除其它的元件或特征。冠词“一(a或an)”和“该(the)”旨在包括复数形式以及单数形式，除非上下文另有明确说明。

应当理解的是，本文中所描述的各种实施例中的特征可彼此结合，除非另有明确说明。

虽然特定的实施例已在本文中进行了说明和描述，但在不脱离本发明范围的情况下，本领域的普通技术人员将会领会到各种替代的和/或等效的实现方式可替代所示的和所描述的特定实施例。本申请旨在涵盖本文所讨论的特定实施例的任何改编或者变化。因此，本发明旨在仅由权利要求及其等同物限制。

Claims (27)

1.一种控制开关电压调节器的方法，所述开关电压调节器包括功率级，所述功率级通过电感器向负载传送输出电流，所述方法包括：

如果所述输出电流减少至第一阈值以下，将所述功率级设置处于PFM(脉冲频率调制)开关模式，所述PFM开关模式中的每个周期包括导通时间、截止时间和HiZ时间，在所述导通时间期间所述功率级的高侧晶体管导通并且所述功率级的低侧晶体管截止，在所述截止时间期间所述低侧晶体管导通并且所述高侧晶体管截止，在所述HiZ时间期间所述高侧晶体管和所述低侧晶体管均截止；以及

响应于所述输出电流中的变化，改变所述PFM开关模式的所述导通时间。

2.如权利要求1所述的方法，其中响应于所述输出电流中的变化，改变所述PFM开关模式的所述导通时间包括：

估计所述输出电流；以及

响应于所述输出电流估计中的变化，改变所述PFM开关模式的所述导通时间。

3.如权利要求2所述的方法，其中所述PFM开关模式的所述导通时间基于所述输出电流估计被连续地减少。

4.如权利要求2所述的方法，其中响应于所述输出电流估计减少至至少在第二阈值以下，所述PFM开关模式的所述导通时间在一个或多个分立步骤中被减少，所述第二阈值低于所述第一阈值。

5.如权利要求4所述的方法，其中响应于所述输出电流估计减少至所述第一阈值的75％，所述PFM开关模式的所述导通时间被从初始导通时间值中减少25％，以及其中响应于所述输出电流估计减少至所述第一阈值的50％，所述PFM开关模式的所述导通时间被从所述初始导通时间值中减少50％。

6.如权利要求2所述的方法，其中估计所述输出电流包括：

计算针对所述PFM开关模式的初始导通时间和初始截止时间；

测量所述PFM开关模式中的所述HiZ时间；以及

根据所测量的HiZ时间和所计算的初始导通时间值和初始截止时间值，估计所述输出电流。

7.如权利要求2所述的方法，其中响应于所述输出电流估计中的变化，改变所述PFM开关模式的所述导通时间包括：

响应于所述输出电流估计超过阈值，增加所述PFM开关模式的所述导通时间；以及

响应于所述输出电流估计降至所述阈值以下，减少所述PFM开关模式的所述导通时间。

8.如权利要求2所述的方法，进一步包括：

响应于所述输出电流估计减少至最小阈值，固定所述PFM开关模式的所述导通时间，在所述最小阈值以下时所述导通时间保持恒定。

9.如权利要求8所述的方法，其中所述最小阈值基于针对所述开关电压调节器的效率目标或输出电压纹波目标而被选择。

10.如权利要求1所述的方法，其中所述PFM开关模式的所述导通时间被改变，从而在所述PFM开关模式中维持所述电感器的峰值电流和所述输出电流之间的固定比率，而不需要测量实际输出电流或电感器电流。

11.如权利要求1所述的方法，其中响应于所述输出电流中的变化，改变所述PFM开关模式的所述导通时间包括：

响应于所述PFM开关模式的所述HiZ时间、频率或周期的变化，改变所述PFM开关模式的所述导通时间。

12.如权利要求11所述的方法，进一步包括：响应于所述PFM开关模式的所述HiZ时间、所述频率或所述周期增加至最大阈值，固定所述PFM开关模式的所述导通时间，在所述最大阈值以上时所述导通时间保持恒定。

13.如权利要求11所述的方法，其中响应于所述PFM开关模式的所述HiZ时间、所述频率或所述周期的变化，改变所述PFM开关模式的所述导通时间包括：

响应于所述PFM开关模式的所述HiZ时间、所述频率或所述周期超过阈值，减少所述PFM开关模式的所述导通时间；以及

响应于所述PFM开关模式的所述HiZ时间、所述频率或所述周期降至所述阈值以下，增加所述PFM开关模式的所述导通时间。

14.一种开关电压调节器，包括：

功率级，其被配置为通过电感器向负载传送输出电流，所述功率级包括高侧晶体管和低侧晶体管；以及

控制器，其可操作为：

在所述输出电流减少至第一阈值以下的情况中，将所述功率级设置处于PFM(脉冲频率调制)开关模式，所述PFM开关模式中的每个周期包括导通时间、截止时间和HiZ时间，在所述导通时间期间所述高侧晶体管导通并且所述低侧晶体管截止，在所述截止时间期间所述低侧晶体管导通并且所述高侧晶体管截止，在所述HiZ时间期间所述高侧晶体管和所述低侧晶体管均截止；以及

响应于所述输出电流中的变化，改变所述PFM开关模式的所述导通时间。

15.如权利要求14所述的开关电压调节器，其中所述控制器可操作为估计所述输出电流，并且响应于所述输出电流估计的变化来改变所述PFM开关模式的所述导通时间。

16.如权利要求15所述的开关电压调节器，其中所述控制器可操作为基于所述输出电流估计，使所述PFM开关模式的所述导通时间连续地减少。

17.如权利要求15所述的开关电压调节器，其中所述控制器可操作为响应于所述输出电流估计减少至至少在第二阈值以下，在一个或多个分立步骤中减少所述PFM开关模式的所述导通时间，所述第二阈值低于所述第一阈值。

18.如权利要求17所述的开关电压调节器，其中所述控制器可操作为响应于所述输出电流估计减少至所述第一阈值的75％，将所述PFM开关模式的所述导通时间从初始导通时间值减少25％，以及响应于所述输出电流估计减少至所述第一阈值的50％，将所述PFM开关模式的所述导通时间从所述初始导通时间值减少50％。

19.如权利要求15所述的开关电压调节器，其中所述控制器可操作为计算所述PFM开关模式的初始导通时间和初始截止时间，测量所述PFM开关模式中的所述HiZ时间，并且根据所测量的HiZ时间和所计算的初始导通时间值和初始截止时间值，估计所述输出电流。

20.如权利要求15所述的开关电压调节器，其中所述控制器可操作为响应于所述输出电流估计超过阈值，增加所述PFM开关模式的所述导通时间，并且响应于所述输出电流估计下降至所述阈值以下，减少所述PFM开关模式的所述导通时间。

21.如权利要求15所述的开关电压调节器，其中所述控制器可操作为响应于所述输出电流估计减少至最小阈值，固定所述PFM开关模式的所述导通时间，在所述最小阈值以下时所述导通时间保持恒定。

22.如权利要求21所述的开关电压调节器，其中所述最小阈值基于所述开关电压调节器的效率目标或输出电压纹波目标被选择。

23.如权利要求14所述的开关电压调节器，其中所述控制器可操作为改变所述PFM开关模式的所述导通时间，以使在所述PFM开关模式中，维持所述电感器的峰值电流和所述输出电流之间的固定比率，而不需要测量实际输出电流或电感器电流。

24.如权利要求14所述的开关电压调节器，其中所述控制器可操作为响应于所述PFM开关模式的所述HiZ时间、频率或周期的变化，改变所述PFM开关模式的所述导通时间。

25.如权利要求24所述的开关电压调节器，其中所述控制器可操作为响应于所述PFM开关模式的所述HiZ时间、所述频率或所述周期增加至最大阈值，固定所述PFM开关模式的所述导通时间，在所述最大阈值以上时所述导通时间保持恒定。

26.如权利要求24所述的开关电压调节器，其中所述控制器可操作为响应于所述PFM开关模式的所述HiZ时间、所述频率或所述周期超过阈值，减少所述PFM开关模式的所述导通时间，并且响应于所述PFM开关模式的所述HiZ时间、所述频率或所述周期下降至所述阈值以下，增加将所述PFM开关模式的所述导通时间。

27.如权利要求14所述的开关电压调节器，其中所述开关电压调节器是多相开关电压调节器，并且所述功率级是所述多相开关电压调节器中的一个相。