CN105226944A - 一种基于交错升降压电路的电压平衡器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于交错升降压电路的电压平衡器，包括直流链路、双向交错升降压变换器、输出滤波电路及负载，双向交错升降压变换器的正极端和负极端分别挂接在直流链路的正电势链路和负电势链路上，双向交错升降压变换器的公共端与输出滤波电路的电容公共端连接构成中性线，由此构成双极性母线的配电形式。本发明平衡器采用交错控制技术，便于增加功率等级的同时能有效减小直流链路的电流脉动，进而减小直流链路上解耦电容大小。同时，该发明的电压平衡器流过中性点的电流几乎无脉动，大大减小滤波电容的大小。本发明适用于直流微电网的配电系统，也适用于舰船和飞机上的双极型母线配电供电系统，尤其是对体积要求苛刻的航天直流配电系统中。

Description

一种基于交错升降压电路的电压平衡器

技术领域

本发明涉及电力电子应用技术、电力电子变换器的控制技术和分布式供配电技术领域，特别是涉及一种基于交错升降压电路的电压平衡器，用于构造中性线和解决正负极性负载的不平衡问题，属于直流/直流变换技术领域。

背景技术

微电网是一种有效利用分布式电源的配电形式，随着分布式电源（如太阳能电池、燃料电池、风力机、燃气轮机和沼气发电等）的发展，有关微电网系统的研究引起了诸多学术机构的重视。相比于交流微网，直流微电网更加方便于分布式电源的接入，由于不存在分布式电源间的同步和无功功率流动等问题，且更加高效节能，随着柔性直流输电的快速发展而逐渐引起了越来越多国内外学者的关注。

目前，各研究机构虽然开始深入研究直流微网，但他们对直流微电网的概念、结构和电压等级等还没有形成统一的标准。其中采用双极性母线配电的直流微电网结构是一种典型的、高效的直流配电形式。在直流微网中有各种形式的负载，这些负载可以直接接入直流母线或者通过不同形式的变换器接入直流母线，为了便于不同电压等级负载的接入，可以采用双极性直流母线的配电形式。为了满足双极性直流母线供电需要，通常在直流电网进入用户时会接入一个独立的电压平衡器来构造一根中性线，以三线制的配电形式进入用户端，以提高直流微电网的灵活性、安全性和可靠性。

然而，基于目前有限的电压平衡器结构，其高压端和低压端的电流纹波较大，需要较大的滤波电容。这增加了电压平衡器的成本，影响了平衡器的动态性能，缩减了其使用寿命。因此，研究和发明低纹波电流电压平衡器是十分有意义的。

发明内容

本发明目的在于实现直流微电网的双极性母线配电形式，以方便不同电压等级负载的接入，提高电能使用效率，同时解决母线与中性线之间的负载不平衡问题。

为达到上述目的，本发明采用下述技术方案：

一种基于交错升降压电路的电压平衡器，包括直流链路、双向交错升降压变换器、输出滤波电路及负载，所述双向交错升降压变换器的正极端和负极端分别挂接在直流链路的正电势链路和负电势链路上，所述双向交错升降压变换器的公共端与输出滤波电路的电容公共端连接构成中性线，由此构成双极性母线的配电形式。

所述直流链路包括正电势链路、负电势链路和解耦电容，所述解耦电容的阳极和阴极分别跨接在和上。

所述双向交错升降压变换器由第一升降压电路和第二升降压电路组成，所述第一升降压电路由第一电感、第一开关管和第二开关管组成，所述第二升降压电路由第二电感、第三开关管和第四开关管组成；所述第一开关管的漏极与正电势链路相连，源极与第二开关管的漏极对接，第二开关管的源极与负电势链路相连，第一电感一端与第二开关管的漏极对接，另一端与第一滤波电容的阴极相连，所述第三开关管的漏极与正电势链路相连，源极与第四开关管的漏极对接，第四开关管的源极与负电势链路相连，第二电感一端与第四开关管的漏极对接，另一端与第一滤波电容的阴极相连。

所述输出滤波电路包括第一滤波电容和第二滤波电容，所述第一滤波电容和第二滤波电容串联，第一滤波电容的阳极挂接在正电势链路上，第二滤波电容的阴极挂接在负电势链路上，所述双向交错升降压变换器的公共端，即第一电感和第二电感的公共端与输出滤波电路的电容公共端连接构成中性线，由此结合正电势链路和负电势链路母线构成双极性母线的配电形式。

所述负载包括两类负载：平衡性负载和不平衡性负载，所述平衡性负载挂接在正电势链路和负电势链路之间，第一不平衡性负载挂接在正电势链路与中性线之间，第二不平衡性负载挂接在负电势链路与中性线之间。

所述第一开关管和第二开关管工作于互补PWM驱动模式，所述第三开关管和第四开关管也工作于互补PWM驱动模式，使得所有开关管在较大范围内实现零电压开通，以减小开关损耗。

所述第一开关管和第三开关管采用相差180o的交错控制，所述的第二开关管和第四开关管也采用相差180o的交错控制，有效减小了平衡器高压侧的直流链路脉动电流，进而减小直流链路上解耦电容的容量。

与现有技术相比，本发明具有如下突出的实质性特点和显著的优点：

本发明平衡器采用交错控制技术，便于增加功率等级的同时能有效减小直流链路的电流脉动，进而减小直流链路上解耦电容大小。同时，该发明的电压平衡器理论上流过中性点的电流零纹波，大大减小滤波电容的大小。本发明适用于直流微电网的配电系统，也适用于舰船和飞机上的双极型母线配电供电系统，尤其适用于对体积要求苛刻的航天直流配电系统中。

附图说明

图1为本发明的基于双向交错升降压电路的电压平衡器主电路图。

图2为本发明的基于双向交错升降压电路的电压平衡器不平衡性负载R ₁ >R ₂且电感电流恒大于0模式的等效电路图。

图3为本发明的基于双向交错升降压电路的电压平衡器不平衡性负载R ₁ >R ₂且电感电流恒大于0模式下仿真得到的主要工作原理波形图。

图4为本发明的基于双向交错升降压电路的电压平衡器不平衡性负载R ₁ <R ₂且电感电流恒小于0模式的等效电路图。

图5为本发明的基于双向交错升降压电路的电压平衡器不平衡性负载R ₁ <R ₂且电感电流恒小于0模式下仿真得到的主要工作原理波形图。

图6为本发明的基于双向交错升降压电路的电压平衡器不平衡性负载R ₁ >R ₂且电感电流平均值大于0（有正反向电流）模式的等效电路图。

图7为本发明的基于双向交错升降压电路的电压平衡器不平衡性负载R ₁ >R ₂且电感电流平均值大于0（有正反向电流）模式下仿真得到的主要工作原理波形图。

图8为本发明的基于双向交错升降压电路的电压平衡器不平衡性负载R ₁ <R ₂且电感电流平均值小于0（有正反向电流）模式的等效电路图。

图9为本发明的基于双向交错升降压电路的电压平衡器不平衡性负载R ₁ <R ₂且电感电流平均值小于0（有正反向电流）模式下仿真得到的主要工作原理波形图。

具体实施方式

下面结合附图和优选实施例，对本发明做详细说明。

实施例一：

如图1所示，一种基于交错升降压电路的电压平衡器，包括直流链路1、双向交错升降压变换器2、输出滤波电路3及负载4，所述双向交错升降压变换器2的正极端和负极端分别挂接在直流链路1的正电势链路DC+和负电势链路DC-上，所述双向交错升降压变换器2的公共端与输出滤波电路3的电容公共端连接构成中性线，由此构成双极性母线的配电形式。

所述直流链路1包括正电势链路DC+、负电势链路DC-和解耦电容C，所述解耦电容C的阳极和阴极分别跨接在DC+和DC-上。

所述双向交错升降压变换器2由第一升降压电路和第二升降压电路组成，所述第一升降压电路由第一电感L ₁、第一开关管S₁和第二开关管S₂组成，所述第二升降压电路由第二电感L ₂、第三开关管S₃和第四开关管S₄组成；所述第一开关管S₁的漏极与正电势链路DC+相连，源极与第二开关管S₂的漏极对接，第二开关管S₂的源极与负电势链路DC-相连，第一电感L ₁一端与第二开关管S₂的漏极对接，另一端与第一滤波电容C ₁的阴极相连，所述第三开关管S₃的漏极与正电势链路DC+相连，源极与第四开关管S₄的漏极对接，第四开关管S₄的源极与负电势链路DC-相连，第二电感L ₂一端与第四开关管S₄的漏极对接，另一端与第一滤波电容C ₁的阴极相连。

所述输出滤波电路3包括第一滤波电容C ₁和第二滤波电容C ₂，所述第一滤波电容C ₁和第二滤波电容C ₂串联，第一滤波电容C ₁的阳极挂接在正电势链路DC+上，第二滤波电容C ₂的阴极挂接在负电势链路DC-上，所述双向交错升降压变换器2的公共端，即第一电感L ₁和第二电感L ₂的公共端与输出滤波电路3的电容公共端连接构成中性线L _N，由此结合正电势链路DC+和负电势链路DC-母线构成双极性母线的配电形式。

所述负载4包括两类负载：平衡性负载R和不平衡性负载R ₁，R ₂，所述平衡性负载R挂接在正电势链路DC+和负电势链路DC-之间，第一不平衡性负载R ₁挂接在正电势链路DC+与中性线L _N之间，第二不平衡性负载R ₂挂接在负电势链路DC-与中性线L _N之间。

实施例二：

下面结合图2-9叙述本优选实施例的具体工作原理：（基于双向交错升降压电路的平衡器采用互补PWM驱动方式进行交错控制，第一相升降压电路的控制信号和第二路升降压电路的控制信号相差180o。则第一开关管S₁和第三开关管S₃的驱动信号相差180o，则第二开关管S₂和第四开关管S₄的驱动信号相差180o；第一开关管S₁和第二开关管S₂的驱动信号互补且有一定的死区，第三开关管S₃和第四开关管S₄的驱动信号互补且有一定的死区。）

如图2所示，为本优选实施例负载R ₁ >R ₂，且电感电流恒大于0模式的等效电路图。其中a图（S1=S4=1，S2=S3=0）为第一开关管S₁开通，第四开关管S₄对应的二极管正向续流时的等效电路图；其中b图（S1=S4=0，S2=S3=1）为第三开关管S₃开通，第二开关管S₂对应的二极管续流时的等效电路图。第一开关管S₁导通，第一电感L ₁电流线性上升，从直流链路获取能量，同时第二不平衡性负载R ₂从直流链路获取额外的能量，第二电感L ₂电流线性下降，通过第四开关管S₄对应的二极管续流，向第二不平衡性负载R ₂提供额外的能量，这一过程对应图3的t ₀-t ₁时刻。第三开关管S₃开通时，第一电感L ₁电流线性下降，通过第二开关管S₂对应的二极管续流，向第二不平衡性负载R ₂提供从直流母线获取的能量，第二电感L ₂上的电流线性上升，从直流链路获取能量，同时第二不平衡性负载R ₂从直流链路获取额外的能量，这一过程对应图3的t ₁-t ₂时刻。

如图4所示，为本优选实施例负载R ₁<R ₂，且电感电流恒小于0模式的等效电路图。其中a图（S1=S4=0，S2=S3=1）为第二开关管S₂开通，第三开关管S₃对应的二极管反向续流时的等效电路图；其中b图（S1=S4=1，S2=S3=0）为第四开关管S₄开通，第一开关管S₁对应的二极管反向续流时的等效电路图。第二开关管S₂导通，第一电感L ₁电流线性上升，吸收第二不平衡性负载R ₂多余的能量，第二电感L ₂电流线性下降，通过第三开关管S₃对应的二极管续流，将第二电感L ₂和第二不平衡性负载R ₂中多余的能量回馈给直流链路，这一过程对应图5的t ₀-t ₁时刻。第四开关管S₄导通，第二电感L ₂电流线性上升，吸收第二不平衡性负载R ₂多余的能量，第一电感L ₁电流线性下降，通过第一开关管S₁对应的二极管续流，将第一电感L ₁和第二不平衡性负载R ₂中多余的能量回馈给直流链路，这一过程对应图5的t ₁-t ₂时刻。

如图6所示，为本优选实施例负载R ₁>R ₂，电感电流平均值大于0（有正反向电流）的等效电路图。其中a图（S1=S4=1，S2=S3=0）为第一开关管S₁对应的二极管反向续流，第四开关管S₄对应的二极管正向续流时的等效电路图，通过第一开关管S₁对应的二极管第二不平衡性负载R ₂多余的能量和第一电感L ₁中的能量回馈给直流链路，第二电感L ₂中的能量通过第四开关管S₄对应的二极管提供给第二不平衡性负载R ₂，在t ₁时刻第一电感L ₁上的电流过0，这一过程对应图7的t ₀-t ₁时刻。其中b图（S1=S4=1，S2=S3=0）为第一开关管S₁导通，第四开关管S₄对应的二极管正向续流时的等效电路图，第一开关管S₁导通，第一电感L ₁电流线性上升，从直流链路获取能量，同时第二不平衡性负载R ₂从直流链路获取额外的能量，第二电感L ₂通过第四开关管S₄对应的二极管继续向第二不平衡性负载R ₂提供能量，在t ₂时刻第二电感L ₂上的电流过0，这一过程对应图7的t ₁-t ₂时刻。其中c图（S1=S4=1，S2=S3=0）为第一开关管S₁和第四开关管S₄导通时的等效电路图，第一电感L ₁电流线性上升，从直流链路获取能量，同时第二不平衡性负载R ₂从直流链路获取额外的能量；第二电感L ₂电流线性上升，吸收第二不平衡性负载R ₂多余的能量，这一过程对应图7的t ₂-t ₃时刻。其中d图（S1=S4=0，S2=S3=1）为第二开关管S₂对应的二极管正向续流，第三开关管S₃对应的二极管反向续流时的等效电路图，第一电感L ₁中的能量通过第二开关管S₂对应的二极管提供给第二不平衡性负载R ₂，通过第三开关管S₃对应的二极管第二不平衡性负载R ₂多余的能量和第二电感L ₂中的能量回馈给直流链路，在t ₄时刻第二电感L ₂上的电流过0，这一过程对应图7的t ₃-t ₄时刻。其中e图（S1=S4=0，S2=S3=1）为第二开关管S₂对应的二极管正向续流，第三开关管S₃导通时的等效电路图，第一电感L ₁中的能量通过第二开关管S₂对应的二极管继续提供给第二不平衡性负载R ₂，第二电感L ₂上的电流线性上升，从直流链路获取能量，同时第二不平衡性负载R ₂从直流链路获取额外的能量，在t ₅时刻第一电感L ₁上的电流过0，这一过程对应图7的t ₄-t ₅时刻。其中f图（S1=S4=0，S2=S3=1）为第二开关管S₂和第三开关管S₃导通时的等效电路图，第一电感L ₁电流线性上升，吸收第二不平衡性负载R ₂多余的能量，第二电感L ₂上的电流继续线性上升，从直流链路获取能量，同时第二不平衡性负载R ₂从直流链路获取额外的能量，这一过程对应图7的t ₅-t ₆时刻。

如图8所示为本优选实施例负载R ₁<R ₂，电感电流平均值小于0（有正反向电流）时的等效电路图，其对应的工作原理波形图如图9所示，由于分析方法与上述类似，不再赘述。

在以上所有的工作模式下，第一电感L ₁和第二电感L ₂中电流之和在理论上无任何脉动电流，因此理论上，第一滤波电容C ₁和第二滤波电容C ₂可以省去，但由于实际电路参数的差异和移相控制信号的误差，为了实现良好的电压平衡效果，仍然需要较小的第一滤波电容C ₁或第二滤波电容C ₂（或者两者兼而有之）。

本发明不局限于上述具体实施方式，本领域的技术人员可以根据本发明公开的内容进行多种实施方式。应理解上述实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。

Claims (7)

1.一种基于交错升降压电路的电压平衡器，包括直流链路（1）、双向交错升降压变换器（2）、输出滤波电路（3）及负载（4），其特征在于：所述双向交错升降压变换器（2）的正极端和负极端分别挂接在直流链路（1）的正电势链路（DC+）和负电势链路（DC-）上，所述双向交错升降压变换器（2）的公共端与输出滤波电路（3）的电容公共端连接构成中性线，由此构成双极性母线的配电形式。

2.根据权利要求1所述的一种基于交错升降压电路的电压平衡器，其特征在于：所述直流链路（1）包括正电势链路（DC+）、负电势链路（DC-）和解耦电容（C），所述解耦电容（C）的阳极和阴极分别跨接在（DC+）和（DC-）上。

3.根据权利要求1所述的一种基于交错升降压电路的电压平衡器，其特征在于：所述双向交错升降压变换器（2）由第一升降压电路和第二升降压电路组成，所述第一升降压电路由第一电感（L ₁）、第一开关管（S₁）和第二开关管（S₂）组成，所述第二升降压电路由第二电感（L ₂）、第三开关管（S₃）和第四开关管（S₄）组成；所述第一开关管（S₁）的漏极与正电势链路（DC+）相连，源极与第二开关管（S₂）的漏极对接，第二开关管（S₂）的源极与负电势链路（DC-）相连，第一电感（L ₁）一端与第二开关管（S₂）的漏极对接，另一端与第一滤波电容（C ₁）的阴极相连，所述第三开关管（S₃）的漏极与正电势链路（DC+）相连，源极与第四开关管（S₄）的漏极对接，第四开关管（S₄）的源极与负电势链路（DC-）相连，第二电感（L ₂）一端与第四开关管（S₄）的漏极对接，另一端与第一滤波电容（C ₁）的阴极相连。

4.根据权利要求1所述的一种基于交错升降压电路的电压平衡器，其特征在于：所述输出滤波电路（3）包括第一滤波电容（C ₁）和第二滤波电容（C ₂），所述第一滤波电容（C ₁）和第二滤波电容（C ₂）串联，第一滤波电容（C ₁）的阳极挂接在正电势链路（DC+）上，第二滤波电容（C ₂）的阴极挂接在负电势链路（DC-）上，所述双向交错升降压变换器（2）的公共端，即第一电感（L ₁）和第二电感（L ₂）的公共端与输出滤波电路（3）的电容公共端连接构成中性线（L _N），由此结合正电势链路（DC+）和负电势链路（DC-）母线构成双极性母线的配电形式。

5.根据权利要求1所述的一种基于交错升降压电路的电压平衡器，其特征在于：所述负载（4）包括两类负载：平衡性负载（R）和不平衡性负载（R ₁，R ₂），所述平衡性负载（R）挂接在正电势链路（DC+）和负电势链路（DC-）之间，第一不平衡性负载（R ₁）挂接在正电势链路（DC+）与中性线（L _N）之间，第二不平衡性负载（R ₂）挂接在负电势链路（DC-）与中性线（L _N）之间。

6.根据权利要求3所述的一种基于交错升降压电路的电压平衡器，其特征在于：所述第一开关管（S₁）和第二开关管（S₂）工作于互补PWM驱动模式，所述第三开关管（S₃）和第四开关管（S₄）也工作于互补PWM驱动模式，使得所有开关管在较大范围内实现零电压开通，以减小开关损耗。

7.根据权利要求3所述的一种基于交错升降压电路的电压平衡器，其特征在于：所述第一开关管（S₁）和第三开关管（S₃）采用相差180o的交错控制，所述的第二开关管（S₂）和第四开关管（S₄）也采用相差180o的交错控制，使得流过电压平衡器中性点的电流几乎无脉动，进而减小直流链路上解耦电容的容量。