CN105207489B - 一种反激式开关电源的环路控制方法及电路 - Google Patents

Abstract

一种反激开关电源的环路控制方法及电路，用于开环工作的场合，由衰减电路、基准电路、放大电路、脉宽调制控制电路组成，衰减电路衰减输入的工作电压，当输入的工作电压等于第一预设值时，使衰减后的分压与基准电路中的基准电压相等；基准电路提供一个高精度的、稳定的基准电压信号；输入的工作电压经衰减电路后，得到的分压与基准电路中的基准电压进行减法运算，差值经放大电路得到放大的直流电平，并送给脉宽调制控制器，脉宽调制控制器转化为对应的占空比，实现对系统的控制，具有可靠性高、构成简单、成本低、实现容易。

Description

一种反激式开关电源的环路控制方法及电路

技术领域

本发明涉及反激式开关电源，特别反激式开关电源的环路控制方法及电路。

背景技术

目前，对于输入功率在75W以下的开关电源，对功率因素(PF，Power Factor，也称功率因数)不作要求的场合，反激式(Fly-back)开关电源具有迷人的优势，电路拓扑简单，输入电压范围宽。反激式开关电源由于元件少，电路的可靠性相对就高，所以应用很广，为了方便，很多文献简称为反激开关电源。

反激式开关电源为了实现输出电压的稳定，或用于充电用途时，要求输出电流的稳定，都要实现环路的稳定，目前大部分采用两种反馈方法：

第一种：经典光耦反馈法，一般采用TL431这种三端基准集成电路，对输出电压进行采样，当输出电压变高时，TL431的输出电流变大，流过光耦的电流变大，光耦的输出端的电流也正比例变大，原边的开关电源的占空比变小，这样经过反激变压器传输的能量变小，使得反激式开关电源的输出电压下降到输出电压预设值。这种方式应用极广。图1示出了这种应用，在图1中，输入电压较低，为36v至75V，其中，U3为TL431,U2为光耦，图1的电路来自美国intersil公司2012年版本的ISL6840的官方数据表(Data Sheet)第4页，文件编号为FN9124.11，ISL6840是UC3843的替代品之一，ISL6840的工作频率更高，在大部份工作频率较常规的应用中，和UC3843可以直接互换，具有代表性。为了实现输出电压的稳定，环路增益一般都比较大，直流增益(0Hz)一般在60dB以上，即1000倍，为了方便理解，可以简单地这样理解，由于某种原因使得输出电压下降1V，由于环路的存在，最后稳定下来时，仅下降1V/1000＝1mV而已；在10Hz的频率下一般都有30dB以上，即30倍以上，

这种方式类似于运算放大器，运算放大器的开环增益越高，闭环后输出越稳定。图1示出的经典光耦反馈法，以输出电压下降为例，其闭环路径为：输出电压下降→TL431的输出电流变小→光耦U2的电流变小→光耦U2的输出电流变小→光耦U2的输出端相连的FB脚的电压下降→脉宽调制控制器U4的OUT脚输出占空比变大→主功率开关管Q1对T1激磁时间变长→变压器T1副边续流能量增加→输出电压上升。光耦的输出电流在很多文献中称为吸收电流，意思相同。

注意：ISL6840的FB脚与COMP脚电压反向，FB为其反相输入端，COMP脚为对应的运放输出端，而常见的AC-DC变换器的控制IC，如NCP1234，其FB脚的电压上升，对应GATE驱动脚输出占空比变大。

从输出电压下降到输出电压上升，这个环路的增益，直流增益(0Hz)一般在60dB以上，某种原因引起输出电压上升，工作过程相似，所以参数向相反的方向变化，如电流变小改为电流变大，等等。

图2示出了另一款比较流行的反激式开关电源，来自美国Power Integrations,Inc.的TNY290的官方数据表，文件名称为“TNY284-290TinySwitch-4Family”,版本B08/13的第8页，其中，U2为TL431,U3为光耦，该种方案中，TNY2XX系列的集成电路，年出货量大于1亿片，广泛应用于电脑的ATX电源中作为待机电源，极具代表性。

第二种：采用原边反馈，在原边设立一个绕组，利用理想的反激式开关电源多路输出电压与输出绕组之间的匝比相关来实现的，反激式开关电源的输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名，输出电压是取决于环路控制电路，与反激式变压器(图1、图2中的T1)的原边与副边的匝比无关；在能量传递过程中，变压器T1并不是变换电压的作用，而是隔着磁芯续流的作用，是Buck-Boost变换器的隔离版本；所以变压器T1通常又称为反激式变压器；

理论上反激式开关电源没有输出滤波电感，只有输出滤波电容，相当于电压源，只要一路稳定，不考虑其它整流的二极管的压降，多路输出的其余各路基本上按匝比稳定输出，这是一个正激过程，被稳压的这路相当于正激的激励源绕组，其它均为此刻的副边绕组，其输出电压均为按匝比的感应电压。但由于各绕组之间漏感的存在，产生交叉调节问题，也称为交叉调整率问题。

在原边设立的这个绕组，也接上整流电路，利用它的输出电压来监控主路的输出电压，来实现主路的输出电压稳定，这种方式，叫原边反馈反激式开关电源。原边设立的这个绕组，事实上也是副边绕组之一。

图3示出了原边反馈反激式开关电源的原理图，同样来自美国PowerIntegrations,Inc.的方案，LNK603-606的官方数据表，文件名称为“LNK603-606/613-616-II产品系列”,版本F01/10的第4页，其中，整个电路找不到光耦与TL431，反激式变压器T1中，端子2至4这个绕组，在图3中是按副边绕组画到副边的，就是原边反馈绕组，通过电阻R5和R6分压，送给集成电路U1的FB脚，实现输出电压的稳定。该种方案中，LNK6XX系列的集成电路，年出货量大于1亿片，广泛应用于智能家电的待机电源，以及手机充电器中，极具代表性。

图4示出的是美国iWatt公司的iW1677方案的充电器，也是原边反馈反激式开关电源，官方数据表EBC10004第5页，其中，整个电路找不到光耦与TL431，反激式变压器T1中，原边反馈绕组与二极管D6阳极相连的，通过电阻R7和R9分压，送给集成电路IC1的V_SENSE脚，实现输出电压5V的稳定。该种方案中，iWatt这个系列的集成电路，年出货量大于1亿片，广泛应用于智能家电的待机电源，以及手机充电器中，同样极具代表性。

图3和图4示出的方案，本质上仍和经典光耦反馈法的工作过程相似，图3示出的原边反馈法，以输出电压下降为例，其闭环路径为：二极管D7阴极输出电压下降→在开关管U1的D和S关断期间，二极管D7续流时，变压器T1的2、4脚感应电压成比例下降→电阻R5和R6连接点的分压也下降→FB脚的电压下降→开关管U1的D、S脚输出占空比变大→开关管U1对T1的3、5原边绕组的激磁时间变长→变压器T1副边续流能量增加→二极管D7阴极输出电压上升。

从输出电压下降到输出电压上升，这个环路的增益，为了实现输出电压的稳定，直流增益(0Hz)一般在60dB以上。

这两种方式是目前的反激式开关电源环路控制的主流方式，原边反馈反激式开关电源的输出电压精度不高，动态负载能力较差，一般用于充电器以及待机电源，这两种方式，都无法用于中国申请号为201410459391.3的《一种均衡充电电路及电池组》中，在该专利申请中，给出了一种均衡充电电路，包括检测电路和由检测电路控制的反激式DC-DC变换器，特别强调了：检测电路检测到第一输入端与第二输入端之间的电压大于设定值时，检测电路的输出端输出占空比信号，控制N-MOS管工作在开关状态；检测电路检测到第一输入端与第二输入端之间的电压在设定值以下时，检测电路的输出端输出低电平，让N-MOS管截止。为了方便，所述的设定值，称为第一预设值。

其权利要求明确了所述的均衡充电电路是开环工作的一种反激电源，上述的两种用于环路控制的反馈方式都不合适，对于本技术领域的人来说，利用上述的两种现有技术给出的反馈方法结合上述的专利申请，是无法对所述的专利进行有效实施的。如：检测电路检测到第一输入端与第二输入端之间的电压大于设定值时，检测电路的输出端输出占空比信号，控制N-MOS管工作在开关状态；如何解决变压器的磁饱和电流？如何控制占空比在某个合适的值？

对于本技术领域的人来说，现有的反激式开关电源的环路控制方法无法直接用于申请号为201410459391.3的《一种均衡充电电路及电池组》中。

发明内容

有鉴于此，本发明要解决现有的环路反馈无法应用于开环工作的反激式开关电源，特别是当该反激式开关电源用于均衡充电电路时不能正常有效地工作。

本发明的目的是这样实现的，一种反激式开关电源的环路控制电路，用于开环工作的场合，包括衰减电路、基准电路、放大电路和脉宽调制控制电路，所述的基准电路的作用是：提供一个高精度的、稳定的基准电压；所述的衰减电路的作用是：衰减输入的工作电压，得到一分压，当所述的输入的工作电压等于第一预设值时，使所述的分压与所述的基准电压相等；所述的放大电路的作用是：将所述的分压与所述的基准电压进行减法运算，并将得到的差值放大，得到一直流电平；所述的脉宽调制控制电路的作用是：将所述的直流电平转化为对应的占空比，实现对系统的控制。

优选地，所述的差值为0V及以上时，放大电路工作在比例放大状态；所述的差值为负值时，放大电路工作在增益极大的放大状态，或开环放大状态。

作为上述技术方案的第一种具体的实施方式，包括输入端VI1、输入端VI2、输出端VO1，升压器S1，电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4，稳压管IC1、运算放大器A1和脉宽调制控制器IC2，升压器S1包括三个端子：输入端1，接地端2，输出端3；电阻R1和R2组成衰减电路；电阻R3和稳压管IC1组成基准电路；电阻R4和运算放大器A1组成放大电路；脉宽调制控制器IC2和其外围电路为脉宽调制控制电路；其连接关系为：输入端VI1连接升压器S1的接地端2，输入端VI1同时连接电阻R2的一端，输入端VI1同时连接稳压管IC1的阳极，输入端VI1同时连接运算放大器A1的地脚；输入端VI2连接升压器S1的输入端1，输入端VI2同时连接电阻R1的一端；电阻R1的另一端连接电阻R2的另一端，连接点还连接运算放大器A1的反相输入脚；升压器S1的输出端3连接运算放大器A1的电源脚，升压器S1的输出端3还连接电阻R3的一端，电阻R3的另一端连接稳压管IC1的阴极，连接点还连接运算放大器A1的同相输入脚；运算放大器A1的反相输入脚还连接电阻R4一端，电阻R4另一端连接运算放大器A1的输出脚；运算放大器A1的输出脚即为反激式开关电源的环路控制电路的输出端VO1，与脉宽调制控制器IC2的FB脚相连。

作为上述第一种具体的实施方式的改进，还包括二极管D1，所述的二极管D1的阳极连接于所述的电阻R4的另一端，所述的二极管D1的阴极连接于所述的运算放大器A1的输出脚。

作为上述技术方案的第二种具体的实施方式，包括输入端VI1、输入端VI2、输出端VO1，升压器S1，电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4、电阻R5，稳压管IC1、运算放大器A1和脉宽调制控制器IC2，所述的升压器S1包括三个端子：输入端1，接地端2，输出端3；电阻R1和R2组成衰减电路；电阻R3和稳压管IC1组成基准电路；电阻R4、电阻R5和运算放大器A1组成放大电路；脉宽调制控制器IC2和其外围电路为脉宽调制控制电路；其连接关系为：输入端VI1连接升压器S1的接地端2，输入端VI1同时连接电阻R2的一端，输入端VI1同时连接稳压管IC1的阳极，输入端VI1同时连接运算放大器A1的地脚；输入端VI2连接升压器S1的输入端1，输入端VI2同时连接电阻R1的一端；电阻R1的另一端连接电阻R2的另一端，连接点还连接运算放大器A1的同相输入脚；升压器S1的输出端3连接运算放大器A1的电源脚，升压器S1的输出端3还连接电阻R3的一端，电阻R3的另一端连接稳压管IC1的阴极，连接点还通过电阻R5连接运算放大器A1的反相输入脚；运算放大器A1的反相输入脚还连接电阻R4一端，电阻R4另一端连接运算放大器A1的输出脚；运算放大器A1的输出脚即为反激式开关电源的环路控制电路的输出端VO1，与脉宽调制控制器IC2的COMP脚相连。

作为上述第二种具体的实施方式的改进，还包括二极管D1，所述的二极管D1的阳极连接于所述的电阻R4的另一端，所述的二极管D1的阴极连接于所述的运算放大器A1的输出脚。

对应地，本发明还提供一种反激式开关电源的环路控制方法，用于开环工作的场合，包括：衰减输入的工作电压，得到一分压，当输入的工作电压等于第一预设值时，使所述的分压与基准电路提供的基准电压相等；将所述的分压与所述的基准电压进行减法运算，并将得到的差值放大，得到一直流电平；将所述的直流电平转化为对应的占空比，实现对系统的控制。

优选地，所述的差值为0V及以上时，差值放大工作在比例放大状态；所述的差值为负值时，差值放大工作在增益极大的放大状态，或开环放大状态。

本发明的详细工作原理会在实施例中结合应用详细说明，本发明的有益效果为：

(1)应用于中国申请号为201410459391.3的《一种均衡充电电路及电池组》中，可以正常工作；

(2)原理容易掌握并被实施；

(3)控制策略较为简单,可使用多种控制策略实施。

附图说明

图1为现有的采用ISL6840作为控制芯片的经典光耦反馈法反激式开关电源；

图2为现有的采用TNY290作为控制芯片的经典光耦反馈法反激式开关电源；

图3为现有的采用LNK6XX作为控制芯片的经典原边反馈反激式开关电源；

图4为现有的采用iW1677作为控制芯片的经典原边反馈反激式开关电源；

图5为本发明技术方案原理框；

图6为本发明第一实施例的具体电路图；

图7为本发明第一实施例改进后的具体电路图；

图8为本发明第二实施例的具体电路图；

图9为本发明第二实施例改进后的具体电路图。

具体实施方式

第一实施例

请参阅图5，用于中国申请号为201410459391.3的《一种均衡充电电路及电池组》中，可以正常工作，本发明的目的是这样实现的，一种反激式开关电源的环路控制方法，用于开环工作的场合，由衰减电路、基准电路、放大电路、脉宽调制控制电路组成，衰减电路的作用是：衰减输入的工作电压，当输入的工作电压等于第一预设值时，使衰减后的分压与基准电路中的基准电压相等；基准电路的作用是：提供一个高精度的、稳定的基准电压信号；放大电路的作用是将信号放大；脉宽调制控制电路的作用是把输入的直流电平转化为对应的占空比；方法为：输入的工作电压经衰减电路后，得到的分压与基准电路中的基准电压进行减法运算，差值经放大电路得到放大的直流电平，并送给脉宽调制控制电路，脉宽调制控制电路转化为对应的占空比，实现对系统的控制。

显然，这样可以实现输入的工作电压控制最后的占空比输出。通称为PWM的，指Pulse Width Modulation，脉冲宽度调变信号，包括定频改变脉冲宽度。脉冲频率调制(PFM：Pulse Frequency Modulation)，以及这两种方式的组合使用，本文所说的PWM，指上述的PWM和PFM以及它们的组合方式PWM-PFM。

图6示出了第一实施例的具体电路，其中，衰减电路、基准电路、放大电路、脉宽调制控制电路组成：电阻R1和R2组成衰减电路；电阻R3和稳压管IC1组成基准电路；电阻R4和运算放大器A1组成放大电路；脉宽调制控制器IC2和其外围电路为脉宽调制控制电路，其外围电路为公知技术，不是本发明的重点，限于篇幅，没有画出。

请参阅图6，一种反激式开关电源的环路控制电路，包括输入端VI1、输入端VI2、输出端VO1(图中运算放大器A1的输出端，与IC2的FB脚相连)，升压器S1，电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4，稳压管IC1、运算放大器A1和脉宽调制控制器IC2，升压器S1包括三个端子：输入端1，接地端2，输出端3。其连接关系为：输入端VI1连接升压器S1的接地端2，输入端VI1同时连接电阻R2的一端，输入端VI1同时连接稳压管IC1的阳极，输入端VI1同时连接运算放大器A1的地脚；输入端VI2连接升压器S1的输入端1，输入端VI2同时连接电阻R1的一端；电阻R1的另一端连接电阻R2的另一端，连接点还连接运算放大器A1的反相输入脚；升压器S1的输出端3连接运算放大器A1的电源脚，升压器S1的输出端3还连接电阻R3的一端，电阻R3的另一端连接稳压管IC1的阴极，连接点还连接运算放大器A1的同相输入脚；运算放大器A1的反相输入脚还连接电阻R4一端，电阻R4另一端连接运算放大器A1的输出脚；运算放大器A1的输出脚即为反激式开关电源的环路控制电路的输出端VO1，与脉宽调制控制器IC2的FB脚相连。

IC2为脉宽调制控制器，为ISL6841；其它电路参数如下：

电阻R1为10K，电阻R2为91K，电阻R3为51K，电阻R4为1M，稳压管IC1为3.9V的稳压管，运算放大器A1为uA741，升压器为S-8356Q50的典型应用电路。

升压器S1为S-8356Q50，把3.0V至4.4V的输入电压升至9.0V，稳压管IC1为3.9V的稳压管，由于其限流电阻R3取得较大，为51K，实测稳压管IC1的端电压为3.784V。

电路连好后，输入端VI1和输入端VI2之间接上外部可调整稳压电源，电压为4.1V至4.3V之间，实测可以完成发明目的：

当输入电压在4.199V以下时，脉宽调制控制器IC2输出低电压；

当输入电压在4.199V至4.202V时，脉宽调制控制器IC2输出最小占空比。可见，4.199V即为第一预设值。

当输入电压在4.203V以上时，但小于4.245V，脉宽调制控制器IC2输出相应变大的占空比；

当输入电压在4.245V及以上时，脉宽调制控制器IC2输出最大的占空比：50％；

上述的电压是按目前较流行的锂电池的电压设计的，若把限制电压改为4.25V，那么，电阻R4要适当减小。

显然，稳压管IC1为3.9V的稳压管，由于其限流电阻R3取得较大，为51K，实测稳压管IC1的端电压为3.784V，稳压管的温漂较大，更换为三端基准源TL431电路是一样可以工作的。

当输入电压较高时，升压器S1可以省去。

以图6的第一实施例为例，当输入电压在第一预设值附近时，结合运算放大器A1的失调电压，这时，运算放大器A1存在输出电压等于稳压管IC1参考电压的机会，即这时运算放大器A1输出3.784V，而此时集成电路ISL6841并不能输出最小占空比。

图7示出的改良电路，实现了输入的工作电压经衰减电路后，得到的分压与基准电路中的基准电压进行减法运算，差值为0V及以上时，放大电路工作在比例放大状态，差值为负值时，放大电路工作在增益极大的放大状态，或开环放大状态。

请参阅图7，与图6相比，仅在电阻R4中串入一个二极管D1，即断开电阻R4另一端和运算放大器A1的输出脚的连接，串入二极管D1，二极管D1阳极连接电阻R4另一端，二极管D1阴极连接运算放大器A1的输出脚。二极管D1的串入，电路的工作方式将发生改变：

当输入的工作电压略低于第一预设值，由于电路组态为反相放大，这时运放A1输出电压高于反相输入端的电压，输出电压无法经过二极管D1进行负反馈，从而使得运算放大器A1处于开环放大状态，这时运算放大器A1输出电压一定为运算放大器A1的工作电压，为高电平，从而使得脉宽调制控制器IC2的FB脚为高电平，此时集成电路ISL6841输出最小占空比，或完全输出低电平。

当输入电压略高于第一预设值，由于电路组态为反相放大，这时运算放大器A1输出电压低于反相输入端的电压，输出电压经过二极管D1，以及电阻R4进行负反馈，从而使得运算放大器A1处于闭环放大状态。

综上，第一实施例事实上示出了两个实施例，都可以实现发明目的。

第二实施例

第一实施例示出了反相的放大电路作为单元电路，第二实施例示出了同相的放大电路作为单元电路，另外第一实施例中，脉宽调制控制器IC2的FB脚电压下降，输出的PWM的占空比变大，脉宽调制控制器IC2也是反过来控制的，那么，第二实施例就是应此而设计。

图8示出了第二实施例的具体电路，其中，衰减电路、基准电路、放大电路、脉宽调制控制电路组成：电阻R1和R2组成衰减电路；电阻R3和稳压管IC1组成基准电路；电阻R4、电阻R5和运算放大器A1组成放大电路；脉宽调制控制器IC2和其外围电路组成脉宽调制控制电路，其外围电路为公知技术，不是本发明的重点，限于篇幅，也没有画出。

这里使用了脉宽调制控制器IC2的COMP脚来获得相反的控制方法。

请参阅图8，一种反激式开关电源的环路控制电路，包括输入端VI1、输入端VI2、输出端VO1(图中运算放大器A1的输出端，与IC2的COMP脚相连)，升压器S1，电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4、电阻R5，稳压管IC1、运算放大器A1和脉宽调制控制器IC2，所述的升压器S1包括三个端子：输入端1，接地端2，输出端3。其连接关系为：输入端VI1连接升压器S1的接地端2，输入端VI1同时连接电阻R2的一端，输入端VI1同时连接稳压管IC1的阳极，输入端VI1同时连接运算放大器A1的地脚；输入端VI2连接升压器S1的输入端1，输入端VI2同时连接电阻R1的一端；电阻R1的另一端连接电阻R2的另一端，连接点还连接运算放大器A1的同相输入脚；升压器S1的输出端3连接运算放大器A1的电源脚，升压器S1的输出端3还连接电阻R3的一端，电阻R3的另一端连接稳压管IC1的阴极，连接点还通过电阻R5连接运算放大器A1的反相输入脚；运算放大器A1的反相输入脚还连接电阻R4一端，电阻R4另一端连接运算放大器A1的输出脚；运算放大器A1的输出脚即为反激式开关电源的环路控制电路的输出端VO1，与脉宽调制控制器IC2的COMP脚相连。

IC2为脉宽调制控制器，为ISL6841；其它电路参数如下：

电阻R1为2.7M，电阻R2为1.2M，电阻R3为82K，电阻R4为2.4M，电阻R5为10K，稳压管IC1为1.4V的稳压管，运算放大器A1为uA741，升压器为S-8356Q50的典型应用电路。

升压器为S-8356Q50，把3.0V至4.4V的输入电压升至9.0V，稳压管IC1为1.4V的稳压管，多用于传统收音机中作为偏置电路，由于其限流电阻R3取得较大，为82K，实测稳压管IC1的端电压为1.29V。

电路连好后，输入端VI1和输入端VI2之间接上外部可调整稳压电源，电压为4.1V至4.3V之间，实测可以完成发明目的：

当输入电压在4.195V以下时，脉宽调制控制器IC2输出低电平；

当输入电压在4.195V至4.196V时，脉宽调制控制器IC2输出最小占空比。可见，4.195V即为第一预设值。

当输入电压在4.197V以上时，但小于4.249V，脉宽调制控制器IC2输出相应变大的占空比；

当输入电压在4.250V及以上时，脉宽调制控制器IC2输出最大的占空比：50％；

上述的电压是按目前较流行的锂电池的电压设计的，若把限制电压改为4.30V，那么，电阻R4要适当减小，或增加R5。

前文说了，稳压管IC1为1.4V的稳压管，由于其限流电阻R3取得较大，为75K，实测稳压管IC1的端电压为1.29V，稳压管的温漂较大，可以更换为TL432，实面高稳压的基准电压，并通过脉宽调制控制器IC2第4脚外接电阻限制了脉宽调制控制器IC2最大占空比为0.65。

以图8的第一实施例为例，当输入电压在第一预设值附近时，结合运算放大器A1的失调电压，这时，运算放大器A1存在输出电压等于稳压管IC1参考电压的机会，即这时运算放大器A1输出1.29V，而此时集成电路ISL6841并不能输出最小占空比。请参阅图9，与图8相比，仅在电阻R4中串入一个二极管D1，即断开电阻R4另一端和运算放大器A1的输出脚的连接，串入二极管D1，二极管D1阴极连接电阻R4另一端，二极管D1阳极连接运算放大器A1的输出脚。

图9示出的改良电路，实现了输入的工作电压经衰减电路后，得到的分压与基准电路中的基准电压进行减法运算，差值为0V及以上时，放大电路工作在比例放大状态，差值为负值时，放大电路工作在增益极大的放大状态，或开环放大状态。二极管D1的串入，电路的工作方式将发生改变：

当输入电压略低于第一预设值，由于电路组态为同相放大，这时运放A1输出电压低于反相输入端的电压，输出电压无法经过二极管D1进行负反馈，从而使得运算放大器A1处于开环放大状态，这时运算放大器A1输出电压一定为运算放大器A1的工作地的电压，为低电平，从而使得脉宽调制控制器IC2的COMP脚为低电平，此时脉宽调制控制器IC2输出最小占空比，或完全输出低电平。

当输入电压略高于第一预设值，由于电路组态为同相放大，这时运算放大器A1输出电压高于反相输入端的电压，输出电压经过二极管D1，以及电阻R4进行负反馈，从而使得运算放大器A1处于闭环放大状态，

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制。

对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，如在回路中串入电感、电容以平滑放电、充电电流,均衡充电电路的输出端并联后接至充电电源的功率级的高压直流滤波电路上，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (8)

1.一种反激式开关电源的环路控制电路，用于开环工作的场合，包括衰减电路、基准电路、放大电路和脉宽调制控制电路，所述的基准电路的作用是：提供一个高精度的、稳定的基准电压；所述的衰减电路的作用是：衰减输入的工作电压，得到一分压，当所述的输入的工作电压等于第一预设值时，使所述的分压与所述的基准电压相等；所述的放大电路的作用是：将所述的分压与所述的基准电压进行减法运算，并将得到的差值放大，得到一直流电平；所述的脉宽调制控制电路的作用是：将所述的直流电平转化为对应的占空比，实现对系统的控制。

2.根据权利要求1所述的反激式开关电源的环路控制电路，其特征在于：所述的差值为0V及以上时，所述的放大电路工作在比例放大状态；所述的差值为负值时，所述的放大电路工作在增益极大的放大状态，或开环放大状态。

3.根据权利要求1所述的反激式开关电源的环路控制电路，其特征在于：包括输入端VI1、输入端VI2、输出端VO1，升压器S1，电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4，稳压管IC1、运算放大器A1和脉宽调制控制器IC2，所述的升压器S1包括三个端子：输入端1，接地端2，输出端3；所述的电阻R1和所述的R2组成所述的衰减电路；所述的电阻R3和所述的稳压管IC1组成所述的基准电路；所述的电阻R4和所述的运算放大器A1组成所述的放大电路；所述的脉宽调制控制器IC2和其外围电路组成所述的脉宽调制控制器脉宽调制控制电路；其连接关系为：所述的输入端VI1连接所述的升压器S1的接地端2，所述的输入端VI1同时连接所述的电阻R2的一端，所述的输入端VI1同时连接所述的稳压管IC1的阳极，所述的输入端VI1同时连接所述的运算放大器A1的地脚；所述的输入端VI2连接所述的升压器S1的输入端1，所述的输入端VI2同时连接所述的电阻R1的一端；所述的电阻R1的另一端连接所述的电阻R2的另一端，连接点还连接所述的运算放大器A1的反相输入脚；所述的升压器S1的输出端3连接所述的运算放大器A1的电源脚，所述的升压器S1的输出端3还连接所述的电阻R3的一端，所述的电阻R3的另一端连接所述的稳压管IC1的阴极，连接点还连接所述的运算放大器A1的同相输入脚；所述的运算放大器A1的反相输入脚还连接所述的电阻R4一端，所述的电阻R4另一端连接所述的运算放大器A1的输出脚；所述的运算放大器A1的输出脚即为所述的反激式开关电源的环路控制电路的输出端VO1，与所述的脉宽调制控制器IC2的FB脚相连。

4.根据权利要求3所述的反激式开关电源的环路控制电路，其特征在于：还包括二极管D1，所述的二极管D1的阳极连接于所述的电阻R4的另一端，所述的二极管D1的阴极连接于所述的运算放大器A1的输出脚。

5.根据权利要求1所述的反激式开关电源的环路控制电路，其特征在于：包括输入端VI1、输入端VI2、输出端VO1，升压器S1，电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4、电阻R5，稳压管IC1、运算放大器A1和脉宽调制控制器IC2，所述的升压器S1包括三个端子：输入端1，接地端2，输出端3；所述的电阻R1和所述的电阻R2组成衰减电路；所述的电阻R3和所述的稳压管IC1组成所述的基准电路；所述的电阻R4、所述的电阻R5和所述的运算放大器A1组成所述的放大电路；所述的脉宽调制控制器IC2和其外围电路组成所述的脉宽调制控制电路；其连接关系为：所述的输入端VI1连接所述的升压器S1的接地端2，所述的输入端VI1同时连接所述的电阻R2的一端，所述的输入端VI1同时连接所述的稳压管IC1的阳极，所述的输入端VI1同时连接所述的运算放大器A1的地脚；所述的输入端VI2连接所述的升压器S1的输入端1，所述的输入端VI2同时连接所述的电阻R1的一端；所述的电阻R1的另一端连接所述的电阻R2的另一端，连接点还连接所述的运算放大器A1的同相输入脚；所述的升压器S1的输出端3连接所述的运算放大器A1的电源脚，所述的升压器S1的输出端3还连接所述的电阻R3的一端，所述的电阻R3的另一端连接所述的稳压管IC1的阴极，连接点还通过所述的电阻R5连接所述的运算放大器A1的反相输入脚；所述的运算放大器A1的反相输入脚还连接所述的电阻R4一端，所述的电阻R4另一端连接所述的运算放大器A1的输出脚；所述的运算放大器A1的输出脚即为所述的反激式开关电源的环路控制电路的输出端VO1，与所述的脉宽调制控制器IC2的COMP脚相连。

6.根据权利要求5所述的反激式开关电源的环路控制电路，其特征在于：还包括二极管D1，所述的二极管D1的阳极连接于所述的电阻R4的另一端，所述的二极管D1的阴极连接于所述的运算放大器A1的输出脚。

7.一种反激式开关电源的环路控制方法，用于开环工作的场合，包括：衰减输入的工作电压，得到一分压，当所述的输入的工作电压等于第一预设值时，使所述的分压与基准电路提供的基准电压相等；将所述的分压与所述的基准电压进行减法运算，并将得到的差值放大，得到一直流电平；将所述的直流电平转化为对应的占空比，实现对系统的控制。

8.根据权利要求7所述的反激式开关电源的环路控制方法，其特征在于：所述的差值为0V及以上时，所述的差值放大工作在比例放大状态；所述的差值为负值时，所述的差值放大工作在增益极大的放大状态，或开环放大状态。