CN105204037B - 一种长码扩频测距信号相关损失测试方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种长码扩频测距信号相关损失测试方法，通过对扩频测距信号进行高速过采样，首先对采样数据进行短码扩频测距信号的载波频率和码相位捕获，然后完成短码扩频测距信号的载波初始相位值估计，根据长码与短码载波相位关系确定长码扩频测距信号载波初始相位值，对长码测距信号进行下变频和时延校正以及基带波形幅度归一化后，进行抽取和判决，在截取数据时段段内再生长码序列，并生成本地长码样本点，用本地长码样本点重新对测距信号进行长码测距信号的载波相位估计，根据新的载波相位估计值，对采样的测距信号进行下变频和低通滤波，获取长码信号的基带波形数据，结合再生的长码数据样本计算长码扩频测距信号的相关损失。

Description

一种长码扩频测距信号相关损失测试方法

技术领域

本发明涉及卫星导航信号指标参数测试技术领域，尤其涉及一种长码扩频测距信号相关损失测试方法。

背景技术

所谓扩频测距信号相关损耗，指的是在扩频测距信号接收的相关处理中有用信号功率相对于所接收信号的全部可用功率的损耗。相关损耗反映了扩频测距信号生成过程中信道带限和失真的影响，是扩频测距系统中扩频信号发射机性能的一个关键指标，该参数是扩频测距信号质量评估和扩频测距系统测试过程中一个重要的测试和测试项目。例如，GPS卫星导航系统的星地接口文件中(Navstar GPS Space Segment/Navigation UserInterface,IS-GPS-800B,21 Sep 2011,Navstar GPS Joint Progrm Office)规定了导航信号(扩频测距信号)支路相关损失小于0.6dB；Galileo系统的星地接口文件(EuropeanGNSS(Galileo)Open Service Signal In Space Interface Control Document,Ref:OSSIS ICD,Issue 1,European Union 2010,Document Subject to terms of use anddisclaimers p.ii-iii)中规定：E5a和E5b信号支路的相关损失小于0.6dB、E5信号支路的相关损失小于0.4dB以及E1信号支路的相关损失小于0.1dB；日本的QZSS卫星导航系统星地接口文件(Japan Aerospace Exploration Agency,Interface Specification for QASS)中规定L1频点导航信号(扩频测距信号)相关损失小于0.6dB。

由于相关损失是扩频测距系统的一个重要的性能参数，所以在扩频测距系统研制过程中，必须对信号支路的相关损失进行准确的测试。根据相关损失的定义，相关损失过程中必须首先确定所测试信号的伪随机码序列，通过已知的伪随机码序列计算理论的相关峰值及卫星输出实际信号的相关峰值，得到相关损失。由于长序列伪随机码周期非常长，而且生成方式复杂，所以测试过程生成完整的长序列伪随机码是非常困难的事情，长码扩频测距信号的相关损失成为了扩频测距系统中测试的一个难点。此外，传统的扩频测距信号相关损失测试方法是首先将扩频测距信号进行下变频到中频，然后进行相关处理来得测试结果，这种处理过程由于模拟变频器带来的非理想因素而引入了测试误差，降低了测试精度。

发明内容

有鉴于此，本发明提供了一种长码扩频测距信号相关损失测试方法，实现了卫星研制和测试和卫星扩频测距信号质量评估过程中对长伪随机码支路中通道的非线性引起的相关损失进行测试。

1、一种长码扩频测距信号相关损失测试方法，包括如下步骤：

步骤1、通过码扩频测距信号进行高速过采样，得到扩频测距信号数据；

步骤2、根据步骤1对扩频测距信号的采样频率f_s和已知的短伪随机码结构，生成一个周期长度的本地短伪随机码样本数据

步骤3、截取步骤1中一个短伪随机码周期长度的扩频测距信号数据

步骤4、根据步骤3获得的扩频测距信号数据再结合步骤2获得的本地短伪随机码样本数据确定扩频测距信号的载波中心频率f_C及本地短伪随机码样本数据的起始样本点序号，将该起始样本点序号作为起点，在步骤1中的扩频测距信号数据中截取长度为1个短伪随机码周期的数据再根据本地短伪随机码样本数据和数据采用相位同步方法，最终获得短码载波初始相位估计值

步骤5、基于长码载波相位与短码载波相位之间的关系，结合步骤4获得的短码载波初始相位估计值确定长码载波初始相位值

步骤6、根据步骤5获得的长码载波初始相位值步骤4获得的载波中心频率f_C以及所述的采样频率f_s，生成一个短伪随机码周期长度的载波数据样本c_Q；

步骤7、将步骤6获得的载波数据样本c_Q与步骤3获得的数据进行混频，得到数据

步骤8、对数据进行抽取和判决，获得长码序列

步骤9、采用步骤4的方法，根据步骤8获得的长码序列和步骤3获得的短码扩频测距信号数据重新估计长码载波初始相位φ′_M；

步骤10、根据步骤9获得的长码载波初始相位φ′_M、载波中心频率f_C以及所述的采样频率f_s，生成一个短伪随机码周期长度的载波数据样本，对其进行下变频处理后，再与本地短伪随机码样本数据进行混频，得到长码信号的基带波形数据并进行幅度归一化处理，由此得到幅度归一化后基带波形数据

步骤11、先计算长伪随机码样本点的自相关峰值P_co，再计算长伪随机码样本点与幅度归一化后基带波形数据的互相关峰值P_au，最后得到长伪随机码支路的相关损失：L_c＝10 log₁₀(P_co/P_au)。

较佳的，所述步骤1中采样频率高于扩频测距信号最高频率的两倍。

较佳的，所述步骤4中获得短伪随机码起始样本点序号的具体方法为：

S41、根据扩频测距信号中心频率f_C和所述采样频率f_s生成1个短码周期长度的本地载波相位数据：

其中，i为样本点序号，i＝1,2,/,N,N为短伪随机码周期长度，为短码载波初始相位；

S42、生成数字下变频所需要的本地载波数据：

c(i)＝sin(φ(i))+j cos(φ(i))；

其中，符号j表示复数的虚部；

对步骤3截取的扩频测距信号数据进行下变频，得到扩频测距信号的基带复数数据：

b(i)＝d_s(i)×c(i)；

其中，d_s(i)表示步骤3中数据中第i个样本点数据；

S43、分别对本地短伪随机码样本数据和S42中获得的扩频测距信号的基带复数数据进行离散傅立叶变换处理，获得频域信号X和Y；

S44、将S43中得到的两个频域信号共轭相乘：

Z＝X^*Y (8)

再将相乘结果Z经过逆傅立叶变换，求幅度的平方值，则结果中出现的峰值对应的位置为扩频测距信号中短伪随机码的起始样本点。

较佳的，所述短码载波初始相位取0。

较佳的，所述步骤4中采用相位同步方法获得短码载波初始相位估计值的具体方法为：

S46、根据扩频测距信号中心频率f_C和所述采样频率f_s生成1个短码周期长度的本地载波相位数据：

其中，h为样本点序号，h＝1,2,…,N；

为1个短码周期长度的本地载波初始相位，式中，n＝1,2,…,M；M的取值为180或360；

S47、生成数字下变频所需要的本地载波数据：

c′(h)＝sin(φ′(h))；

对截取的扩频测距信号进行下变频，得到扩频测距信号的基带数据：

b′(h)＝d_s′(h)×c′(h)；

其中，d′_s(h)表示1个周期长度的扩频测距信号数据中第h个样本点数据；

S48、针对M个本地载波初始相位对应的M个扩频测距信号的基带数据b′(h)，分别对本地短伪随机码样本数据进行滑动相关，计算滑动相关值_，则得到M个峰值，则其中最大峰值对应的载波初始相位即为短码载波初始相位估计值

较佳的，所述步骤5中，当扩频测距信号为QPSK调制时，则长伪随机码的初始相位为

较佳的，在进行所述步骤8的抽取和判决前，对所述数据进行低通滤波，并根据滤波器的时延特性对滤波器输出数据进行时延校正，消除滤波器带来的群时延。

较佳的，所述步骤8的抽取和判决方法为：

根据长伪随机码速率，在长伪随机码各码片中心时刻对数据进行抽取并判决，如果抽取值大于0，则判断取值为+1；如果抽取值小于0，则判断取值-1，得到一个短码周期长度内的长码码片序列其中P为一个短伪随机码周期长度内长码码片的个数。

较佳的，在步骤10中对所述数据进行幅度归一化之前，先对数据进行低通滤波，并根据滤波器的时延特性对滤波器输出数据进行时延校正，消除滤波器带来的群时延。

较佳的，采样频率与导航卫星的导航信号生成参考频率同源。

本发明具有如下有益效果：

(1)通过短码和长伪随机码支路与短码载波相位关系确定处理时段的长伪随机码序列，解决了对应采样数据时段内的长伪随机码序列生成难题，从而解决了长伪随机码支路相关损失无法测试问题。

(2)通过高速采样后，测试结果的获取依靠数字信号处理的算法来完成，测试过程灵活，降低测试设备复杂度和成本。

(3)对扩频测距信号高速直接A/D采样。避免传统的导航卫星扩频测距信号质量评估和导航卫星系统测试过程中将信号下变频低通滤波后采样数字处理方式，避免了模拟下变频和低通滤波带来的恶化，引入额外的测试误差。

(4)在数字域下变频处理中，采用数字FIR低通滤波器，可以准确获取低通滤波器的群时延，实现滤波器输出数据的群时延精确校正，避免时延误差导致长伪随机码生成的错误，从而消除该因素导致的相位损失测试误差。

附图说明

图1为本发明方法流程图；

图2扩频测距信号采样数据的功率谱；

图3短码信号相位捕获输出曲线；

图4低通滤波器的幅频和相频特性曲线；

图5低通滤波器抽头系数；

图6长伪随机码支路信号的幅度归一化后的基带波形；

图7长伪随机码信号的理论相关曲线和实际相关曲线图。

具体实施方式

下面结合附图并举实施例，对本发明进行详细描述。

1、用高速A/D采样器对扩频测距信号进行采样，采样频率高于扩频测距信号最高频率的两倍以上，采样持续时间不小于短伪随机码周期T，采样频率与导航卫星的导航信号生成参考频率同源。得到的扩频测距信号中既包括长码信号，也包括短码信号，两者的相位不同。其中的短码信号伪随机码为已知，长码信号伪随机码未知。假设扩频测距信号中心频率为1267.84MHz，长伪随机码短码码速率均为10.23Mcps，其中短伪随机码周期T为1ms。用5GHz采样率采样2ms的扩频测距信号，采样后的数据功率频谱如图2所示。

2、按照采样频率和扩频测距信号短伪随机码结构生成本地短伪随机码样本数据：

式中N表示一个短伪随机码周期的样本点数目。

3、对采样的扩频测距信号进行短码信号的载波频率和码相位捕获，确定扩频测距信号的载波中心频率f_C及短伪随机码起始样本点序号；从采样的扩频测距信号截取起始的1个短伪随机码周期长度数据：

根据扩频测距信号中心频率和采样频率生成1个短伪随机码周期长度的本地载波相位数据：

式中f_s为采样频率，h为样本点序号，h＝1,2,…,N；为载波初始相位，这里取0。

生成数字下变频所需要的本地载波数据：

其中符号j表示复数的虚部。

对截取的扩频测距信号数据进行下变频，得到扩频测距信号的基带复数数据：

其中b(i)＝d_s(i)×c(i)；

其中，d_s(i)表示步骤3中数据中第i个样本点数据；

分别对本地短伪随机码样本数据和扩频测距信号的基带复数数据进行离散傅立叶变换处理：

两个频域信号共轭相乘：

Z(k)＝X^*(k)Y(k) (8)

相乘结果经过逆傅立叶变换，求幅度的平方值：

则结果中出现的峰值对应的位置为扩频测距信号中短伪随机码的起始样本点。

图3所示短码信号相位捕获输出曲线，捕获曲线中峰值对应样本点序号为1051805，则扩频测距信号的短码伪随机码起始点就是第1051805个样本点。

4、根据扩频测距信号数据再结合本地短伪随机码样本数据确定扩频测距信号的载波中心频率f_C及本地短伪随机码样本数据的起始样本点序号，将该起始样本点序号作为起点，在步骤1中的扩频测距信号数据中截取长度为1个短伪随机码周期的数据再根据本地短伪随机码样本数据和数据采用相位同步方法，最终获得短码载波初始相位估计值本实施例中，从样点序号1051805的点开始，截取5e6个样本点。

在0～π范围内设置本地载波数据的初始相位值均匀取M个点，M根据精度要求进行选取，本实施例中的取值为180或360；则初始相位值的所有取值为：

式中n＝1,2,…,M；

基于生成的本地载波相位数据生成数字下变频所需要的本地载波数据：c′(h)＝sin(φ′(h))；

其中，h为样本点序号，h＝1,2,…,N；

对截取的扩频测距信号进行下变频，得到扩频测距信号的基带数据：

b′(h)＝d_s′(h)×c′(h)；

其中，d′_s(h)表示1个周期长度的扩频测距信号数据中第h个样本点数据；

针对M个本地载波初始相位对应的M个扩频测距信号的基带数据b′(h)，分别对本地短伪随机码样本数据进行滑动相关，计算滑动相关值，则得到M个峰值，则其中最大峰值对应的载波初始相位即为短码载波初始相位估计值

5、基于长码载波相位与短码载波相位的关系，结合短码载波初始相位估计值确定长码载波初始相位值其中为长码载波相位与短码载波相位的规定的相位差。假设扩频测距信号为QPSK调制，其中I支路为短码信号，长伪随机码支路超前民用支路90°，则

6、根据步骤5获得的长码载波初始相位值载波中心频率f_C以及所述的采样频率f_s，生成一个短伪随机码周期长度的载波数据样本c_Q，具体为：

根据扩频测距信号中心频率和采样频率生成1个短码周期长度的本地载波相位数据：

生成数字下变频所需要的本地载波数据：

7、将步骤6获得的载波数据样本c_Q与步骤3获得的数据相乘，实现数字混频，对混频后数据进行低通滤波：

滤波器输出的数据为：

对滤波器输出进行时延校正后的数据为：

式中s为滤波器带来的群时延等效样本点个数。

设计一个截止频率为20MHz的FIR低通滤波器，图4为低通滤波器的幅频特性曲线和相频特性曲线。图5为低通滤波器的抽头系数和阶数，共284阶，因此导致数据的群时延为s＝142个样本点。

8、对数据进行抽取和判决，在截取数据时段内获得长码序列具体为：

在根据长伪随机码速率，在长伪随机码各码片中心时刻对数据进行抽取并判决，如果抽取值大于0，则判断取值为+1，如果抽取值小于0，则判断取值-1，得到一个短码周期长度内的长码码片序列其中P＝T×C_m，C_m为长伪随机码的码速率；这里P＝1e-3×10.23e6＝10230。图6为长伪随机码支路信号的幅度归一化后基带波形，图中圆点为理论电平点，该点对应时刻就是码片中心，即就是抽取判决时刻。

9、采用步骤3的方法，根据步骤8获得的长码序列和步骤3获得的短码扩频测距信号数据重新估计长码载波初始相位φ′_M；

10、根据步骤9获得的长码载波初始相位φ′_M、载波中心频率f_C以及所述的采样频率f_s，生成一个短伪随机码周期长度的载波数据样本，对其进行下变频处理后，再与本地短伪随机码样本数据进行混频，得到长码信号的基带波形数据，然后进行滤波器时延校正，对基带波形数据进行幅度归一化处理。幅度归一化后数据为:

归一化幅度系数计算如下：

11、计算长伪随机码样本点自相关峰值P_co，该值表示扩频测距信号通道为理想信道时的理论相关峰值；计算长伪随机码样本点与幅度归一化后数据的互相关峰值P_au，该值为扩频测距信号通过实际信道传输后的实际相关值，图7为长伪随机码信号的理论相关曲线和实际相关曲线图，最后得到长伪随机码支路的相关损失：

L_c＝10 log₁₀(P_co/P_au) (20)

综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种长码扩频测距信号相关损失测试方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤1、通过码扩频测距信号进行高速过采样，得到扩频测距信号数据；

步骤2、根据步骤1对扩频测距信号的采样频率f_s和已知的短伪随机码结构，生成一个周期长度的本地短伪随机码样本数据

步骤3、截取步骤1中一个短伪随机码周期长度的扩频测距信号数据

步骤4、根据步骤3获得的扩频测距信号数据再结合步骤2获得的本地短伪随机码样本数据确定扩频测距信号的载波中心频率f_C及本地短伪随机码样本数据的起始样本点序号，将该起始样本点序号作为起点，在步骤1中的扩频测距信号数据中截取长度为1个短伪随机码周期的数据再根据本地短伪随机码样本数据和数据采用相位同步方法，最终获得短码载波初始相位估计值

步骤5、基于长码载波相位与短码载波相位之间的关系，结合步骤4获得的短码载波初始相位估计值确定长码载波初始相位值

步骤6、根据步骤5获得的长码载波初始相位值步骤4获得的载波中心频率f_C以及所述的采样频率f_s，生成一个短伪随机码周期长度的载波数据样本c_Q；

步骤7、将步骤6获得的载波数据样本c_Q与步骤3获得的数据进行混频，得到数据

步骤8、对数据进行抽取和判决，获得长码序列

步骤9、采用步骤4中相位同步的方法，根据步骤8获得的长码序列和步骤3获得的短码扩频测距信号数据重新估计长码载波初始相位φ′_M；

步骤10、根据步骤9获得的长码载波初始相位φ′_M、载波中心频率f_C以及所述的采样频率f_s，生成一个短伪随机码周期长度的载波数据样本，对其进行下变频处理后，再与本地短伪随机码样本数据进行混频，得到长码信号的基带波形数据并进行幅度归一化处理，由此得到幅度归一化后基带波形数据

步骤11、先计算长伪随机码样本点的自相关峰值P_co，再计算长伪随机码样本点与幅度归一化后基带波形数据的互相关峰值P_au，最后得到长伪随机码支路的相关损失：L_c＝10log₁₀(P_co/P_au)。

2.如权利要求1所述的一种长码扩频测距信号相关损失测试方法，其特征在于，所述步骤1中采样频率高于扩频测距信号最高频率的两倍。

3.如权利要求1所述的一种长码扩频测距信号相关损失测试方法，其特征在于，所述步骤4中获得短伪随机码起始样本点序号的具体方法为：

S41、根据扩频测距信号中心频率f_C和所述采样频率f_s生成1个短码周期长度的本地载波相位数据：

其中，i为样本点序号，i＝1,2,…,N,N为短伪随机码周期长度，为短码载波初始相位；

S42、生成数字下变频所需要的本地载波数据：

c(i)＝sin(φ(i))+j cos(φ(i))；

其中，符号j表示复数的虚部；

对步骤3截取的扩频测距信号数据进行下变频，得到扩频测距信号的基带复数数据：

b(i)＝d_s(i)×c(i)；

其中，d_s(i)表示步骤3中数据中第i个样本点数据；

S43、分别对本地短伪随机码样本数据和S42中获得的扩频测距信号的基带复数数据进行离散傅立叶变换处理，获得频域信号X和Y；

S44、将S43中得到的两个频域信号共轭相乘：

Z＝X^*Y (8)

再将相乘结果Z经过逆傅立叶变换，求幅度的平方值，则结果中出现的峰值对应的位置为扩频测距信号中短伪随机码的起始样本点。

4.如权利要求3所述的一种长码扩频测距信号相关损失测试方法，其特征在于，所述短码载波初始相位取0。

5.如权利要求1所述的一种长码扩频测距信号相关损失测试方法，其特征在于，所述步骤4中采用相位同步方法获得短码载波初始相位估计值的具体方法为：

S46、根据扩频测距信号中心频率f_C和所述采样频率f_s生成1个短码周期长度的本地载波相位数据：

其中，h为样本点序号，h＝1,2,…,N；

为1个短码周期长度的本地载波初始相位，式中，n＝1,2,…,M；M的取值为180或360；

S47、生成数字下变频所需要的本地载波数据：

c′(h)＝sin(φ′(h))；

对截取的扩频测距信号进行下变频，得到扩频测距信号的基带数据：

b′(h)＝d_s′(h)×c′(h)；

其中，d′_s(h)表示1个周期长度的扩频测距信号数据中第h个样本点数据；

S48、针对M个本地载波初始相位对应的M个扩频测距信号的基带数据b′(h)，分别对本地短伪随机码样本数据进行滑动相关，计算滑动相关值，则得到M个峰值，则其中最大峰值对应的载波初始相位即为短码载波初始相位估计值

6.如权利要求1所述的一种长码扩频测距信号相关损失测试方法，其特征在于，所述步骤5中，当扩频测距信号为QPSK调制时，则长伪随机码的初始相位为

7.如权利要求1所述的一种长码扩频测距信号相关损失测试方法，其特征在于，在进行所述步骤8的抽取和判决前，对所述数据进行低通滤波，并根据滤波器的时延特性对滤波器输出数据进行时延校正，消除滤波器带来的群时延。

8.如权利要求1所述的一种长码扩频测距信号相关损失测试方法，其特征在于，所述步骤8的抽取和判决方法为：

根据长伪随机码速率，在长伪随机码各码片中心时刻对数据进行抽取并判决，如果抽取值大于0，则判断取值为+1；如果抽取值小于0，则判断取值-1，得到一个短码周期长度内的长码码片序列其中P为一个短伪随机码周期长度内长码码片的个数。

9.如权利要求1所述的一种长码扩频测距信号相关损失测试方法，其特征在于，在步骤10中对所述数据进行幅度归一化之前，先对数据进行低通滤波，并根据滤波器的时延特性对滤波器输出数据进行时延校正，消除滤波器带来的群时延。

10.如权利要求1所述的一种长码扩频测距信号相关损失测试方法，其特征在于，采样频率与导航卫星的导航信号生成参考频率同源。