CN105144607A - 用于在无线通信系统中发送信道状态信息的方法和设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种无线通信系统。根据本发明的一个实施方式，一种在无线通信系统中由终端发送信道状态信息CSI的方法包括以下步骤：对用于四个天线端口的码本进行子采样；以及基于经子采样的码本反馈CSI，其中，所述CSI包括与预编码类型指示符PTI一起报告的秩指示符RI，并且如果所述RI大于2，则所述PTI被设定为1。

Description

用于在无线通信系统中发送信道状态信息的方法和设备

技术领域

本发明涉及无线通信系统，更具体地讲，涉及一种在无线通信系统中利用码本的子采样(subsampling)来发送信道状态信息的方法和设备。

背景技术

下面将描述第3代合作伙伴计划长期演进(3GPPLTE)通信系统作为本发明适用于的示例性移动通信系统。

图1是示意性地示出作为示例性无线电通信系统的演进型通用移动电信系统(E-UMTS)的网络结构的示图。E-UMTS系统是从传统UMTS系统演进的，目前正在3GPP中进行其基本标准化。E-UMTS通常可被称作长期演进(LTE)系统。对于UMTS和E-UMTS的技术规范的细节，参考“3rdgenerationpartnershipproject；technicalspecificationgroupradioaccessnetwork”的发布版本7和发布版本8。

参照图1，E-UMTS包括用户设备(UE)、eNB(或eNodeB或者基站)和接入网关(AG)，该AG位于网络(E-UTRAN)的一端并连接到外部网络。eNB可同时发送多个数据流以用于广播服务、多播服务和/或单播服务。

每一eNB可存在一个或更多个小区。小区被设定为使用1.25MHz、2.5MHz、5MHz、10MHz、15MHz和20MHz的带宽中的一个来向多个UE提供下行链路或上行链路传输服务。不同的小区可被设定为提供不同的带宽。eNB控制针对多个UE的数据发送和接收。eNB发送针对下行链路数据的下行链路调度信息以将发送数据的时间/频率域、编码、数据大小和混合自动重传请求(HARQ)相关信息通知给对应UE。另外，eNB向对应UE发送针对UL数据的上行链路调度信息，以将可用时间/频率域、编码、数据大小和HARQ相关信息告知给UE。在eNB之间可使用用于发送用户业务或控制业务的接口。核心网络(CN)可包括AG、用于UE的用户注册的网络节点等。AG基于跟踪区域(TA)来管理UE的移动性，其中，一个TA包括多个小区。

尽管无线电通信技术已发展至基于宽带码分多址(WCDMA)的LTE，但用户和提供商的需求和期望仍在增加。另外，由于仍在开发其它无线电接入技术，需要新的技术以确保未来的竞争力。例如，需要降低每比特成本、增加服务可用性、灵活使用频带、简单的结构、开放接口以及UE的合适的功耗。

多入多出(MIMO)技术是指代替一个发送天线和一个接收天线，通过采用多个发送天线和多个接收天线来增强发送和接收数据效率的方法。即，MIMO技术在无线通信系统的发送端或接收端中利用多个天线来增强容量或改进性能。MIMO技术也可被称作多天线技术。

为了支持多天线传输，根据信道情况等适当地分配所发送的信息的预编码矩阵可应用于各个天线。

发明内容

技术问题

为解决所述问题而设计出的本发明的目的在于提供一种在无线通信系统中发送信道状态信息的方法和设备。

将理解，本发明的以上一般描述和以下详细描述二者均为示例性和说明性的，旨在提供要求保护的发明的进一步说明。

技术方案

本发明的目的可通过提供一种在无线通信系统中由用户设备发送信道状态信息(CSI)的方法来实现，该方法包括：对4天线端口的码本进行子采样；以及基于经子采样的码本反馈CSI，其中，所述CSI包括与预编码类型指示符(PTI)一起报告的秩指示符(RI)，并且当所述RI大于2时，所述PTI被设定为1。

在本发明的另一方面，本文提供一种在无线通信系统中发送信道状态信息(CSI)的用户设备，该用户设备包括射频(RF)单元和处理器，其中，所述处理器被配置为对4天线端口的码本进行子采样，并且基于经子采样的码本反馈CSI，所述CSI包括与预编码类型指示符(PTI)一起报告的秩指示符(RI)，并且当所述RI大于2时，所述PTI被设定为1。

以下特征可共同应用于本发明的上述实施方式。

所述RI可被设定为等于或小于4的自然数中的一个。

所述CSI可利用用于报告单个预编码矩阵指示符(PMI)和子带信道质量指示符(CQI)的物理上行链路控制信道模式2-1来发送。

当所述RI大于2时，所述子采样的码本可包括索引为0的第一预编码矩阵、索引为2的第三预编码矩阵、索引为8的第九预编码矩阵以及索引为10的第十一预编码矩阵。

所述子采样可包括根据对所述4天线端口的所述码本进行子采样，并且所述I_PMI2可指示具有0至3中的一个的预编码矩阵的索引。

可接收用于所述CSI的报告的CSI配置信息。

所述CSI配置信息可利用无线电资源控制(RRC)信令来发送。

将理解，本发明的以上一般描述和以下详细描述二者均为示例性和说明性的，旨在提供要求保护的发明的进一步说明。

有益效果

根据本发明的实施方式，提供一种在无线通信系统中利用码本的子采样有效地发送信道状态信息的方法和设备。

本领域技术人员将理解，可利用本发明实现的效果不限于上文具体描述的那些效果，将从以下结合附图进行的详细描述更清楚地理解本发明的其它优点。

附图说明

附图被包括以提供对本发明的进一步理解，附图示出了本发明的实施方式并与说明书一起用来说明本发明的原理。

附图中：

图1是示意性地示出作为示例性无线电通信系统的演进型通用移动电信系统(E-UMTS)的网络结构的示图；

图2是示出基于第3代合作伙伴计划(3GPP)无线电接入网络标准的在UE与演进型通用地面无线电接入网络(E-UTRAN)之间的无线电接口协议的控制平面和用户平面的示图；

图3是示出3GPP系统中所使用的物理信道以及使用其的一般信号传输方法的示图；

图4是示出长期演进(LTE)系统中所使用的无线电帧的结构的示例的示图；

图5是示出下行链路无线电帧中的子帧的控制区域中所包括的控制信道的示图；

图6是示出LTE系统中所使用的上行链路子帧结构的示图；

图7示出典型的多入多出(MIMO)通信系统的配置；

图8至图11示出信道状态信息(CSI)的周期性报告；

图12和图13示出当使用非分层码本时周期性地报告CSI的示例性处理；

图14是示出当使用分层码本时CSI的周期性报告的示图；

图15是示出PUCCH反馈模式1-1的子模式A的示例的示图；

图16示出根据PTI值的PUCCH反馈模式2-1；

图17示出当应用新码本时的子模式B；

图18示出根据PTI值的PUCCH反馈模式2-1；

图19示出秩3和4中的PUCCH反馈模式2-1的示例；

图20示出秩3和4中的PUCCH反馈模式2-1的示例；

图21是根据本发明的实施方式的发送信道状态信息的方法的流程图；以及

图22是示出本发明的实施方式可应用的BS和UE的示图。

具体实施方式

下文中，将从本发明的实施方式容易地理解本发明的结构、操作和其它特征，参照附图描述其示例。下面将描述的实施方式是本发明的技术特征应用于3GPP系统的示例。

尽管将基于LTE系统和LTE-高级(LTE-A)系统描述本发明的实施方式，LTE系统和LTE-A系统仅是示例性的，本发明的实施方式可应用于与上述定义对应的所有通信系统。另外，尽管本文中将基于频分双工(FDD)模式来描述本发明的实施方式，FDD模式仅是示例性的，本发明的实施方式可被容易地修改并应用于半FDD(H-FDD)模式或时分双工(TDD)模式。

图2是示出基于3GPP无线电接入网络规范的UE与E-UTRAN之间的无线电接口协议的控制平面和用户平面的结构的示图。控制平面是指发送由用户设备(UE)和网络管理呼叫所使用的控制消息的路径。用户平面是指发送应用层中生成的数据(例如，语音数据或互联网分组数据)的路径。

第一层的物理层利用物理信道向上层提供信息传递服务。物理层经由传输信道连接到上层的媒体访问控制(MAC)层。在MAC层与物理层之间经由传输信道来传输数据。还在发送方的物理层与接收方的物理层之间经由物理信道来传输数据。物理信道使用时间和频率作为无线电资源。具体地讲，物理信道在下行链路中利用正交频分多址(OFDMA)方案来调制，在上行链路中利用单载波频分多址(SC-FDMA)方案来调制。

第二层的MAC层经由逻辑信道向上层的无线电链路控制(RLC)层提供服务。第二层的RLC层支持可靠的数据传输。RLC层的功能可通过MAC内的功能块来实现。为了在具有相对窄的带宽的无线电接口中有效地传输诸如互联网协议(IP)v4或IPv6分组的IP分组，第二层的分组数据会聚协议(PDCP)层执行头压缩功能以减少不必要的控制信息。

仅在控制平面中定义位于第三层的最下部的无线电资源控制(RRC)层。RRC层与无线电承载的配置、重新配置和释放有关地控制逻辑信道、传输信道和物理信道。无线电承载是指为在UE与网络之间发送数据而通过第二层提供的服务。为此，UE的RRC层和网络的RRC层交换RRC消息。如果在无线电网络的RRC层与UE的RRC层之间建立RRC连接，则UE处于RRC连接模式。否则，UE处于RRC空闲模式。位于RRC层的上级的非接入层(NAS)层执行诸如会话管理和移动性管理的功能。

eNB的一个小区被设定为使用诸如1.25MHz、2.5MHz、5MHz、10MHz、15MHz和20MHz的带宽之一以向多个UE提供下行链路或上行链路传输服务。不同的小区可被设定为提供不同的带宽。

用于从网络至UE的数据传输的下行链路传输信道包括发送系统信息的广播信道(BCH)、发送寻呼消息的寻呼信道(PCH)以及发送用户业务或控制消息的下行链路共享信道(SCH)。下行链路多播或广播服务的业务或控制消息可通过下行链路SCH来发送，或者可通过附加下行链路多播信道(MCH)来发送。此外，用于从UE至网络的数据传输的上行链路传输信道包括发送初始控制消息的随机接入信道(RACH)以及发送用户业务或控制消息的上行链路共享信道(UL-SCH)。位于传输信道的上级并被映射到传输信道的逻辑信道包括广播控制信道(BCCH)、寻呼控制信道(PCCH)、公共控制信道(CCCH)、多播控制信道(MCCH)和多播业务信道(MTCH)。

图3是示出3GPP系统中所使用的物理信道以及使用该物理信道的一般信号传输方法的示图。

UE在电源被打开或者UE进入新小区时执行诸如与eNB建立同步的初始小区搜索(步骤S301)。UE可从eNB接收主同步信道(P-SCH)和辅同步信道(S-SCH)，与eNB建立同步，并获取诸如小区标识(ID)的信息。随后，UE可从eNB接收物理广播信道以获取小区内的广播信息。此外，UE可在初始小区搜索步骤中接收下行链路参考信号(DLRS)以确认下行链路信道状态。

在完成初始小区搜索时，UE可根据物理下行链路控制信道(PDCCH)上承载的信息接收PDCCH和物理下行链路共享信道(PDSCH)，以获取更详细的系统信息(步骤S302)。

此外，如果UE初始接入eNB或者如果不存在用于信号传输的无线电资源，则UE可相对于eNB执行随机接入过程(步骤S303至S306)。为此，UE可通过物理随机接入信道(PRACH)发送特定序列作为前导码(步骤S303和S305)，并且可通过PDCCH以及与其对应的PDSCH接收对该前导码的响应消息(步骤S304和S306)。在基于竞争的RACH的情况下，可另外执行竞争解决过程。

执行上述过程的UE可根据一般上行链路/下行链路信号传输过程来接收PDCCH/PDSCH(步骤S307)并发送物理上行链路共享信道(PUSCH)/物理上行链路控制信道(PUCCH)(步骤S308)。特别是，UE通过PDCCH接收下行链路控制信息(DCI)。该DCI包括诸如UE的资源分配信息的控制信息并根据用途而具有不同的格式。

此外，由UE通过上行链路发送给eNB或者由UE通过下行链路从eNB接收的控制信息包括下行链路/上行链路确认/否定确认(ACK/NACK)信号、信道质量指示符(CQI)、预编码矩阵指示符(PMI)、秩指示符(RI)等。在3GPPLTE系统的情况下，UE可通过PUSCH和/或PUCCH发送诸如CQI/PMI/RI的控制信息。

图4是示出LTE系统中所使用的无线电帧的结构的示图。

参照图4，无线电帧具有10ms(327200Ts)的长度，并且包括10个相等大小的子帧。各个子帧具有1ms的长度，并且包括两个时隙。各个时隙具有0.5ms(15360Ts)的长度。在这种情况下，Ts表示采样时间，并通过Ts＝1/(15kHz×2048)＝3.2552×l0^-8(约33ns)来表示。各个时隙在时域中包括多个OFDM符号，在频域中包括多个资源块(RB)。在LTE系统中，一个资源块包括12个子载波×7(或6)个OFDM符号。作为用于数据传输的单位时间，传输时间间隔(TTI)可以以一个或更多个子帧为单位来确定。无线电帧的上述结构完全是示例性的，可对包括在无线电帧中的子帧的数量、包括在子帧中的时隙的数量或者包括在时隙中的OFDM符号的数量进行各种修改。

图5是示出下行链路无线电帧中的一个子帧的控制区域中所包含的控制信道的示图。

参照图5，一个子帧包括14个OFDM符号。根据子帧配置，这14个OFDM符号中的第一至第三个可用作控制区域，其余13至11个OFDM符号可用作数据区域。在图5中，R1至R4分别表示用于天线0至3的参考信号(RS)或导频信号。RS被固定为子帧内的预定图案，而不管控制区域和数据区域。控制信道被分配给控制区域中未分配有RS的资源。业务信道被分配给数据区域中未分配有RS的资源。分配给控制区域的控制信道包括物理控制格式指示符信道(PCFICH)、物理混合ARQ指示符信道(PHICH)、物理下行链路控制信道(PDCCH)等。

PCFICH(物理控制格式指示符信道)向UE告知每子帧用于PDCCH的OFDM符号的数量。PHICH位于第一OFDM符号中，并在PHICH和PDCCH之前建立。PCFICH由4个资源元素组(REG)组成，各个REG基于小区ID分布于控制区域中。一个REG包括4个资源元素(RE)。RE指示最小物理资源，被定义为一个子载波×一个OFDM符号。PCFICH值根据带宽指示值1至3或值2至4，并通过正交相移键控(QPSK)来调制。

PHICH(物理混合ARQ指示符信道)用于发送对上行链路传输的HARQACK/NACK信号。即，PHICH指示发送对上行链路HARQ的下行链路ACK/NACK信息的信道。PHICH包括一个REG，并以小区特定方式加扰。ACK/NACK信号由1比特来指示，并通过二相相移键控(BPSK)来调制。调制的ACK/NACK信号按照扩频因子(SF)＝2或4来扩频。映射到相同资源的多个PHICH构成PHICH组。根据SF的数量来确定复用到PHICH组的PHICH的数量。PHICH(组)被重复三次，以在频域和/或时域中获得分集增益。

PDCCH(物理下行链路控制信道)被分配给子帧的前n个OFDM符号。在这种情况下，n是大于1的整数，并由PCFICH指示。PDCCH由一个或更多个控制信道元素(CCE)组成。PDCCH向各个UE或UE组告知与寻呼信道(PCH)和下行链路共享信道(DL-SCH)的资源分配、上行链路调度许可、混合自动重传请求(HARQ)信息等关联的信息。因此，eNB和UE通过PDSCH发送和接收除了特定控制信息或特定服务数据以外的数据。

PDCCH中包含指示PDSCH数据将被发送给哪一UE或哪些UE的信息、指示UE将如何接收PDSCH数据的信息以及指示UE将如何执行解码的信息。例如，假设特定PDCCH利用无线电网络临时标识(RNTI)“A”对CRC进行掩码处理，并且关于利用无线电资源“B”(例如，频率位置)和传输格式信息“C”(例如，传输块大小、调制方案、编码信息等)发送的数据的信息通过特定子帧来发送。在这种情况下，位于小区中的UE利用其自己的RNTI信息监测PDCCH。如果存在具有RNTI“A”的一个或更多个UE，则UE接收PDCCH，并通过接收的PDCCH信息接收由“B”和“C”指示的PDSCH。

图6示出LTE系统中所使用的上行链路子帧的结构。

参照图6，上行链路子帧被分成分配有PUCCH以发送控制信息的区域以及分配有PUSCH以发送用户数据的区域。在频域中，PUSCH被分配给子帧的中间，而PUCCH被分配给数据区域的两端。在PUCCH上发送的控制信息包括ACK/NACK、表示下行链路信道状态的CQI、用于多入多出(MIMO)的RI、指示分配上行链路资源的请求的调度请求(SR)等。UE的PUCCH在子帧的各个时隙中占据不同频率中的一个RB。即，分配给PUCCH的两个RB在时隙边界跳频。具体地讲，图6示出m＝0、m＝l、m＝2和m＝3的PUCCH被分配给子帧的示例。

下文中，将描述MIMO系统。MIMO是指使用多个发送天线和多个接收天线以改进数据发送/接收效率的方法。即，在无线通信系统的发送端或接收端使用多个天线，以使得可增加容量并且可改进性能。在本公开中，MIMO还可称作“多天线”。

MIMO系统

MIMO技术不依赖于单个天线路径以便接收整个消息。相反，MIMO技术收集经由多个天线接收的数据片段，将这些数据片段合并，并形成完整数据。MIMO技术的使用可增加系统覆盖范围，同时改进特定大小的小区区域内的数据传输速率或者确保特定数据传输速率。MIMO技术可广泛用于移动通信终端和中继节点。MIMO技术可克服基于单个天线的移动通信系统的有限传输数据量的限制。

图7示出一般MIMO通信系统的配置。发送端配备有N_T个发送(Tx)天线，接收端配备有N_R个接收(Rx)天线。如果在发送端处和接收端处均使用多个天线，则与仅发送端或接收端使用多个天线的情况不同，理论信道传输容量增加。信道传输容量的增加与天线的数量成比例，从而改进传输速率和频率效率。如果使用单个天线的最大传输速率为R_o，则使用多个天线的传输速率理论上可增加最大传输速率R_o与增长率R_i的乘积。增长率R_i由下式1表示，其中R_i是N_T和N_R中的较小者。

[式1]

R_i＝min(N_T,N_R)

例如，在使用四个Tx天线和四个Rx天线的MIMO通信系统中，理论上可获取单个天线系统四倍的传输速率。在20世纪90年代中期首次证明MIMO系统的容量的理论增加之后，已开发了用于大幅提高数据传输速率的各种技术。这些技术中的多种已经被包含到包括(例如)第3代移动通信和下一代无线局域网的各种无线通信标准中。

迄今为止与MIMO技术有关的积极研究聚焦于多个不同的方面，包括对与各种信道环境下以及多址环境下的MIMO通信容量计算有关的信息理论的研究、对MIMO系统的无线信道测量和模型推导的研究以及对用于改进传输可靠性和传输速率的空间-时间信号处理技术的研究。

为了详细描述MIMO系统中的通信方法，下面给出其数学模型。如图7所示，假设存在N_T个Tx天线和N_R个Rx天线。在传输信号的情况下，在使用N_T个Tx天线的条件下可发送信息的最大数量为N_T，从而传输信息可由下式2所表示的向量来表示：

[式2]

$s={\[s_1,s_2,...,s_{N_T}\]}^T$

此外，各条传输信息可具有不同的传输功率。在这种情况下，如果各个传输功率由表示，则具有调节的传输功率的传输信息可由下式3所示的向量来表示：

[式3]

$\hat{s}={\[{\hat{s}}_1,{\hat{s}}_2,...,{\hat{s}}_{N_T}\]}^T={\[P_1{s}_1,P_2{s}_2,...,P_{N_T}{s}_{N_T}\]}^T$

传输功率被控制的传输信息向量可利用传输功率的对角矩阵P表示如下：

[式4]

将要实际发送的NT个传输信号可通过将传输功率被控制的信息向量乘以权矩阵W来配置。在这种情况下，权矩阵适于根据传输信道情况将传输信息适当地分布到各个天线。传输信号可利用向量X由下式5表示。在式5中，W_ij是第iTx天线与第j信息之间的权重，W是权矩阵(也可称作预编码矩阵)。

[式5]

通常，信道矩阵的秩的物理含义可以是可在给定信道中发送的不同条信息的最大数量。因此，由于信道矩阵的秩被定义为彼此独立的行数或列数中的较小者，所以矩阵的秩不大于所述行数或所述列数。信道矩阵H的秩rank(H)如下限制。

[式6]

rank(H)≤min(N_T，N_R)

利用MIMO技术发送的各个单位的不同信息被定义为“传输流”，或简称为“流”。“流”可被称作“层”。传输流的数量不大于信道的秩(是不同条的可发送信息的最大数量)。因此，信道矩阵H可由下式7指示：

[式7]

#ofstreams≤rank(H)≤min(N_T，N_R）

其中“#ofstreams”表示流的数量。应该注意的是，一个流可通过一个或更多个天线来发送。

可存在允许一个或更多个流对应于多个天线的各种方法。这些方法可根据MIMO技术的类型描述如下。经由多个天线发送一个流的情况可称为空间分集，经由多个天线发送多个流的情况可称为空间复用。还可配置空间分集和空间复用的混合。

CSI反馈

现在，描述信道状态信息(CSI)报告。在目前的LTE标准中，MIMO传输方案被分为在没有CSI的情况下操作的开环MIMO以及基于CSI操作的闭环MIMO。特别是，根据闭环MIMO系统，eNB和UE中的每一个能够基于CSI执行波束成形以获得MIMO天线的复用增益。为了从UE获得CSI，eNB分配PUCCH或PUSCH以命令UE反馈下行链路信号的CSI。

CSI被分成三种类型的信息：秩指示符(RI)、预编码矩阵索引(PMI)和信道质量指示符(CQI)。首先，RI是关于如上所述信道秩的信息，并指示可经由相同的时间-频率资源接收的流的数量。由于RI由信道的长期衰落决定，所以它通常可按照比PMI或CQI长的循环来反馈。

其次，PMI是反映信道的空间特性的值，并基于信号与干扰加噪声比(SINR)的度量指示UE优选的eNB的预编码矩阵索引。最后，CQI是指示信道的强度的信息，并指示当eNB使用PMI时可获得的接收SINR。

在诸如LTE-A系统的演进通信系统中，另外获得使用多用户MIMO(MU-MIMO)的多用户分集。由于在MU-MIMO方案中存在在天线域中所复用的UE之间的干扰，所以CSI精度可不仅极大地影响报告CSI的UE的干扰，而且影响其它复用的UE的干扰。因此，为了正确地执行MU-MIMO操作，有必要报告精度比单用户MIMO(SU-MIMO)方案高的CSI。

因此，LTE-A标准确定最终PMI应该被分别设计为W1(长期和/或宽带PMI)和W2(短期和/或子带PMI)。

从W1和W2配置一个最终PMI的分级码本变换方案的示例可使用如式8所示的信道的长期协方差矩阵：

[式8]

W＝norm(W1W2)

在式8中，短期PMI的W2指示被配置为反映短期信道信息的码本的码字，W表示最终码本的码字，norm(A)指示矩阵A的各列的范数被归一化为1的矩阵。

式9中示出W1和W2的详细配置：

[式9]

$W1\left(i\right)=\left[\begin{array}{cc}{X}_i& 0\\ 0& X_i\end{array}\right],$ 其中X_i是Nt/2×M矩阵。

(如果秩＝r)，其中1≤k，l，m≤M，k、l、m为整数。

其中Nt是Tx天线的数量，M是矩阵Xi的列数，指示矩阵Xi包括总共M个候选列向量。和表示矩阵Xi的第k、第1和第m列向量，其中M元素当中的仅第k、第1和第m元素为0，其它元素分别为0。α_j、β_j和γ_j是各自具有单位范数的复值，并指示当选择矩阵Xi的第k、第1和第m列向量时，对列向量应用相位旋转。此时，i是大于0的整数，表示指示W1的PMI索引，j是大于0的整数，表示指示W2的PMI索引。

在式9中，码本配置被设计为反映当使用交叉极化天线时并且当天线之间的空间为密集时(例如，当相邻天线之间的距离小于信号波长的一半时)生成的信道相关特性。交叉极化天线可被分为水平天线组和垂直天线组。各个天线组具有均匀线性阵列(ULA)天线的特性，并且两个组被同定位(co-located)。

因此，各个组中的天线之间的相关性具有相同的线性相位增量的特性，而天线组之间的相关性具有相位旋转的特性。因此，由于码本是通过量化信道而获得的值，所以有必要设计码本以使得反映信道的特性。为了方便描述，通过上述配置生成的秩1码字如下所示：

[式10]

$W1\left(i\right)*W2\left(j\right)=\left[\begin{array}{c}{X}_i\left(k\right)\\ {\mathrm{\α}}_j{X}_i\left(k\right)\end{array}\right]$

在式10中，码字被表示为N_T×1(其中N_T是Tx天线的数量)的向量，并利用分别示出水平天线组和垂直天线组的相关特性的上向量X_i(k)和下向量α_jX_i(k)构造。X_i(k)优选被表示为通过反映各个天线组中的天线之间的相关特性而具有线性相位增量的特性的向量，并且作为代表性示例，可以是DFT矩阵。

如上所述，LTE系统中的CSI包括(但不限于)CQI、PMI和RI。根据各个UE的传输模式，CQI、PMI和RI中的所有或一些被发送。CSI的周期性传输被称作周期性报告，应eNB的请求传输CSI被称作非周期性报告。在非周期性报告中，包括在由eNB发送的上行链路调度信息中的请求比特被发送给UE。然后，UE通过上行链路数据信道(PUSCH)将考虑其传输模式的CSI发送给eNB。在周期性报告中，每UE通过高层信号按照半静态方案以子帧为单位用信号通知CSI的周期和按照该周期的偏移。UE通过上行链路控制信道(PUCCH)将考虑传输模式的CSI发送给eNB。如果在发送CSI的子帧中存在上行链路数据，则通过上行链路数据信道(PUSCH)与上行链路数据一起发送CSI。eNB考虑各个UE的信道状态以及小区中的UE分布情况将适合于各个UE的传输定时信息发送给UE。该传输定时信息包括发送CSI所需的周期和偏移，并且可通过RRC消息被发送给各个UE。

图8至图11示出LTE系统中的CSI的周期性报告。

参照图8，LTE系统中存在四种CQI报告模式。具体地讲，根据CQI反馈类型，CQI报告模式可分成宽带(WB)CQI的模式和子带(SB)CQI的模式。根据是否发送PMI，CQI报告模式还可分成无PMI的模式和单个PMI的模式。通过RRC信令向各个UE告知由周期和偏移组成的信息，以便周期性地报告CQI。

图9示出当UE通过信令接收到指示{周期“5”和偏移“1”}的信息时发送CSI的示例。参照图9，当接收到指示周期“5”和偏移“1”的信息时，UE从第一子帧开始按照从0计数的子帧索引的升序针对一个子帧的偏移以5个子帧为单位发送CSI。尽管基本上通过PUCCH来发送CSI，但如果在相同传输时间点存在用于数据传输的PUSCH，则通过PUSCH与数据一起发送CSI。子帧索引被给出为系统帧号(或无线电帧索引)n_f与时隙索引n_s(0至19)的组合。由于一个子帧包括两个时隙，所以子帧索引可被定义为10×n_f+floor(n_s/2)，其中，floor()指示向下取整函数。

CQI传输类型包括仅发送WBCQI的类型和发送WBCQI和SBCQI二者的类型。在仅发送WBCQI的类型中，在与每一CQI传输周期对应的子帧中发送针对所有频带的CQI信息。此外，在如图8所示还应该根据PMI反馈类型发送PMI信息的情况下，与CQI信息一起发送PMI信息。在发送WBCQI和SBCQI二者的类型中，交替发送WBCQI和SBCQI。

图10示出系统带宽由16RB组成的系统。假设系统带宽包括两个带宽部分(BP)BP0和BP1，各个BP由两个子带(SB)SB0和SB1组成，各个SB包括4个RB。以上假设是示例性的，BP的数量以及各个SB的大小可随着系统带宽的大小而变化。构成各个BP的SB的数量可根据RB的数量、BP的数量和各个SB的大小而不同。

在发送WBCQI和SBCQI二者的CQI传输类型中，在第一CQI传输子帧中发送WBCQI，在下一CQI传输子帧中与对应SB的索引(例如，子带选择指示符(SSI))一起发送BP0中的SB0和SB1的较佳SB状态的SBCQI。随后，在下一CQI传输子帧中发送BP1中的SB0和SB1的较佳SB状态的SBCQI以及对应SB的索引。因此，在发送WBCQI之后顺序地发送各个BP的CQI。可在两个WBCQI的传输间隔之间的间隔期间将各个BP的CQI顺序地发送一次至四次。例如，如果在两个WBCQI之间的时间间隔期间将各个BP的CQI发送一次，则可按照 的顺序来发送CQI。如果在两个WBCQI之间的时间间隔期间将各个BP的CQI发送四次，则可按照 的顺序发送CQI。由高层(RRC层)用信号通知关于各个BPCQI被发送多少次的信息。

图11(a)示出当UE通过信令接收到指示{周期“5”和偏移“1”}的信息时发送WBCQI和SBCQI二者的示例。参照图11(a)，可仅在与用信号通知的周期和偏移对应的子帧中发送CQI，而不管类型。除了图11(a)所示的示例以外，图11(b)示出发送RI的示例。可从高层(例如，RRC层)按照传输周期将RI作为WBCQI传输周期的倍数和偏移的组合来用信号通知。利用相对于CQI的偏移的值来用信号通知RI的偏移。例如，如果CQI的偏移为“1”，RI的偏移为“0”，则RI具有与CQI相同的偏移。RI的偏移值被定义为0或负数。更具体地讲，在图11(b)中假设，在与图11(a)相同的环境下，RI传输周期是WBCQI传输周期的1倍，RI偏移为“-1”。由于RS传输周期是WBCQI传输周期的1倍，所以RS传输周期和WBCQI传输周期基本上相同。由于RI的偏移为“-1”，所以基于相对于图11(a)中的CQI的偏移“1”的值“-1”(即，子帧索引0)来发送RI。如果RI的偏移为“0”，则WBCQI和RI的传输子帧交叠。在这种情况下，丢弃WBCQI，发送RI。

图12示出在图8的模式1-1的情况下的CSI反馈。

参照图12，CSI反馈由两种类型的报告内容(即，报告1的传输和报告2的传输)组成。更具体地讲，通过报告1发送RI，通过报告2发送WBPMI和WBCQI。在满足(10*n_f+floor(n_s/2)-N_offset,CQI)mod(N_pd)＝0的子帧索引中发送报告2。N_offset,CQI指示图9所示的PMI/CQI传输的偏移。在图12中，N_offset,CQI＝1。N_pd示出邻接报告2之间的子帧的间隔，图12示出N_pd＝2的情况。在满足(10*n_f+floor(n_s/2)-N_offset,CQI-N_offset,RI)mod(M_RI*N_pd)＝0的子帧索引中发送报告1。M_RI通过高层信号确定。N_offset,RI表示图11所示的RI传输的相对偏移值。图12示出M_RI＝4并且N_offset,RI＝-1的情况。

图13在图8的模式2-1的情况下的CSI反馈。

参照图13，CSI反馈由三种类型的报告内容(即，报告1的传输、报告2的传输和报告3的传输)组成。更具体地讲，通过报告1发送RI，通过报告2发送WBPMI和WBCQI，通过报告3发送SBCQI和L比特子带选择指示符(SSI)。在满足(10*n_f+floor(n_s/2)-N_offset,CQI)mod(N_pd)＝0的子帧索引中发送报告2或报告3。特别是，在满足(10*n_f+floor(n_s/2)-N_offset,CQI)mod(H*N_pd)＝0的子帧索引中发送报告2。因此，按照H*N_pd的间隔发送报告2，邻接报告之间的子帧用报告3的传输填充。此时，H等于J*K+1，其中，J是BP的数量。K是指示将连续执行多少全循环的值，其中，全循环是在所有BP上每不同的BP选择性地发送子带一次的处理的循环。K通过高层信令确定。图13示出N_pd＝2、J＝3并且K＝1的情况。在满足(10*n_f+floor(n_s/2)-N_offset,CQI-N_offset,RI)mod(M_RI*(J*K+1)*N_pd)＝0的子帧索引中发送报告1。图13示出M_RI＝2并且N_offset,RI＝-1的情况。

图14示出LTE-A中正在讨论的CSI的周期性报告。如果eNB在模式2-1下包括8个Tx天线，则配置1比特指示符(即，预编码器类型指示(PTI)参数)，并且考虑根据PTI值分为两种类型的周期性报告模式。在图14中，W1和W2示出参照式8和9描述的分层码本。如果W1和W2均被确定，则通过组合W1和W2来确定完整类型的预编码矩阵W。

参照图14，在周期性报告的情况下，根据不同的重复周期报告与报告1、报告2和报告3对应的不同内容。通过报告1报告RI和1比特PTI值。通过报告2报告WBW1(当PTI＝0时)、或WBW2和WBCQI(当PTI＝1时)。通过报告3报告WBW2和WBCQI(当PTI＝0时)、或SBW2和SBCQI(当PTI＝1时)。

在子帧索引满足(10*n_f+floor(n_s/2)-N_offset,CQI)mod(N_C)＝0的子帧(为了方便，称作第一子帧集合)中发送报告2和报告3，其中，N_offset,CQI是图9所示的PMI/CQI传输的偏移值，N_c表示邻接报告2或报告3之间的子帧间隔。图14示出N_offset,CQI＝1和N_c＝2的情况。第一子帧集合由具有奇数索引的子帧组成，n_f表示系统帧号(或无线电帧索引)，n_s表示无线电帧中的时隙索引。floor()指示向下取整函数，“AmodB”指示通过A除以B获得的余数。

报告2位于第一子帧集合中的一些子帧中，报告3位于其它子帧中，更具体地讲，报告2位于子帧索引满足(10*n_f+floor(n_s/2)-N_offset,CQI)mod(H*N_c)＝0的子帧中。因此，按照H*N_c的间隔发送报告2，邻接报告2之间的一个或更多个第一子帧用报告3的传输填充。如果PTI＝0，则H＝M并且M通过高层信令确定。图14示出M＝2的情况。如果PTI＝1，则H＝J*K+1，K通过高层信令确定，并且J是BP的数量。在图14中，J＝3并且K＝l。

在子帧索引满足(10*n_f+floor(n_s/2)-N_offset,CQI-N_offset,RI)mod(M_RI*(J*K+1)*N_c)＝0的子帧中发送报告1，其中，M_RI通过高层信令确定。N_offset,RI指示RI的相对偏移值。在图14中，M_RI＝2并且N_offset,RI＝-1。由于N_offset,RI＝-1，报告1和报告2的传输时间点不交叠。当UE计算RI、W1和W2时，它们彼此关联。例如，根据RI来计算W1和W2，根据W1来计算W2。当在报告1被报告之后报告2和报告3被报告时，BS可从W1和W2知道最终W。

8Tx(发送天线)码本

诸如LTE-A的通信系统还应用使用多用户MIMO(MU-MIMO)的多用户分集技术。为此，从反馈点看，需要比之前更增强的精度。这是因为在MU-MIMO的天线域中复用的UE之间存在干扰信道，因此除了发送反馈的UE以外反馈信道的精度还极大地影响另一复用的UE。因此，为了增强LTE-A中的反馈信道精度，8Tx码本的PMI可被设计为分成为长期和/或宽带预编码器的W⁽¹⁾、和为短期和/或子带预编码器的W⁽²⁾。

来自双信道信息的一个最终PMI的式由W⁽¹⁾和W⁽²⁾的乘积如下表示。

[式11]

W＝norm(W⁽¹⁾W⁽²⁾)

在以上[式11]中，W是从W⁽¹⁾和W⁽²⁾生成的预编码器，UE将该信息反馈给BS。norm(A)表示矩阵A的各列的范数被归一化为1的矩阵。

LTE中所定义的8Tx码本中的W⁽¹⁾和W⁽²⁾的详细配置如下表示。

[式12]

$W1\left(i\right)=\left[\begin{array}{cc}{X}_i& 0\\ 0& X_i\end{array}\right],$ 其中X_i是Nt/2×M矩阵。

(如果秩＝r)，其中1≤k,l,m≤Ma，k、l、m为整数。

码字被设计为反映如果交叉极化天线密集地布置(例如，相邻天线之间的距离等于或小于信号波长的一半)，则所建立的信道之间的相关特性。交叉极化天线可被分为水平天线组和垂直天线组并且两个天线组被同定位，各个天线组具有均匀线性阵列(ULA)天线的性质。因此，各个组中的天线之间的相关性具有相同的线性相位增量(LPI和LPI)性质，而天线组之间的相关性由相位旋转来表征。

由于码本是信道的最终量化的值，所以有必要按照反映与源对应的信道特性的方式来设计码本。例如，满足[式13]的秩1码字可反映上述特性。

[式13]

$W1\left(i\right)*W2\left(j\right)=\left[\begin{array}{c}{X}_i\left(k\right)\\ {\mathrm{\α}}_j{X}_i\left(k\right)\end{array}\right]$

在[式13]中，码字被表示为N_T×1(N_T是Tx天线的数量)的，并且码字由分别表示水平天线组和垂直天线组的相关特性的上向量X_i(k)和下向量α_jX_i(k)组成。X_i(k)被表示为具有反映各个天线组中的天线之间的相关特性的线性相位增量性质的向量。例如，离散傅里叶变换(DFT)矩阵可用于X_i(k)。

从8Tx码本缩减的4Tx双码本

在LTE发布版本10系统中，定义了用于具有8个Tx天线的BS的8Tx码本。上述码本是复用了两个码本的双码本结构，并且包括W⁽¹⁾码本(包括宽带/长期信道信息)和W⁽²⁾码本(包括子带/较短信道信息)。近来，提出了与LTE发布版本10系统中所定义的8Tx码本类似的码本作为一个4Tx码本。所提出的码本如下。

总预编码器根据下[式14]形成为W⁽¹⁾和W⁽²⁾的乘积。

[式14]

W＝W⁽¹⁾W⁽²⁾

然后根据下[式15]从第一码本C⁽¹⁾选择内部预编码器W⁽¹⁾。

[式15]

$C^{\′\left(1\right)}=\left\{\left[\begin{array}{cc}{\tilde{W}}^{\left(1\right)}& 0\\ 0& {\tilde{W}}^{\left(1\right)}\end{array}\right]|{\tilde{W}}^{\left(1\right)}=\left[\begin{array}{cccc}{w}_{2k\mathrm{mod}16}& w_{(2k+1)\mathrm{mod}16}& w_{(2k+2)\mathrm{mod}16}& w_{(2k+3)\mathrm{mod}16}\end{array}\right],k=0,1,...,7\right\}$

其中 $w_n=\left[\begin{array}{c}1\\ e^{j\frac{2\mathrm{\π}n}{16}}\end{array}\right],n=0,1,...,15$

根据下[式16]从第二码本选择用于秩1传输的外部预编码器W⁽²⁾。

[式16]

$C_1^{\left(2\right)}=\left\{\left[\begin{array}{c}Y\\ a_{1}Y\end{array}\right],\left[\begin{array}{c}Y\\ -a_{1}Y\end{array}\right],\left[\begin{array}{c}Y\\ {\mathrm{ja}}_{1}Y\end{array}\right],\left[\begin{array}{c}Y\\ -{\mathrm{ja}}_{1}Y\end{array}\right]\right\}$

Y∈{e₁,e₂,e₃,e₄}

这里，e_n是除了第n元素以外全为零的选择向量，其中n为1至4。另外，满足φ_n是由C⁽¹⁾和的码字索引确定的相位值，并且负责补偿以使得 $\left[\begin{array}{c}Y\\ a_{1}Y\end{array}\right]$ 具有LPI性质。

从第二码本选择用于秩2传输的外部预编码器W⁽²⁾。

[式17]

$C_2^{\left(2\right)}=\left\{\left[\begin{array}{cc}{Y}_1& Y_2\\ a_1{Y}_1& -a_2{Y}_2\end{array}\right],\left[\begin{array}{cc}{Y}_1& Y_2\\ {\mathrm{ja}}_1{Y}_1& -{\mathrm{ja}}_2{Y}_2\end{array}\right]\right\}$

(Y₁,Y₂)∈{(e₁,e₁),(e₂,e₂),(e₃,e₃),(e₄,e₄),(e₁,e₂),(e₂,e₃),(e₁,e₄),(e₂,e₄)}

这里，e_n是除了第n元素以外全为零的4元素选择向量。另外，满足φ_n是由C⁽¹⁾和的码字索引确定的相位值，并且负责补偿以使得 $\left[\begin{array}{cc}{Y}_1& Y_2\\ a_1{Y}_1& -a_2{Y}_2\end{array}\right]$ 的各个向量具有LPI性质。

4Tx码本的秩1码字如下生成。2×2DFT矩阵被八倍过采样以生成2×16DFT矩阵。当选择16个向量中的一个并且所选择的2×1向量为v时，v重复地级联(concatenate)以生成4×1向量[vv]^T。考虑用于X极天线的垂直天线组和水平天线组的相位补偿的四个相位补偿值{1,j,-1,-j}，选择{[va₁v]^T、[va₁*j*v]^T、[v-a₁*v]^T、[v-a₁*j*v]^T}中的一个。如果没有使用a₁执行补偿，则总共64个秩1向量当中的仅八个向量具有LPI性质。下向量与a₁相乘以执行补偿，使得码字[va₁v]^T总是具有LPI性质。结果，总共64个秩1向量当中的16个向量具有LPI性质。a₁由C⁽¹⁾和的码字的函数来确定。

ULA天线的信道性质

ULA天线的信道性质可由信道的优势特征向量的性质来表示。通常，在ULA天线端口之间的间隙较窄的相关环境中，优势特征向量具有LPI性质。由于发送天线端口分开相同的间隔，所以各个端口的信号具有规则的接收延迟。即，从第一发送天线接收的信号与从第i发送天线接收的信号之间存在接收时间差Δi。接收时间差作为信道的相位改变而出现，使得从第一发送天线接收的信号与从第i发送天线接收的信号之间存在相位差τi，并且信道指示LPI性质。因此，在针对ULA天线端口之间的间隙较窄的相关环境中优化的码本当中，各个码字需要具有LPI性质。

第一实施方式

本发明的第一实施方式涉及秩2的4Tx码本。

上述4Tx码本在各个运行包括大小为3比特的第一码本C⁽¹⁾以及大小为4比特的第二码本C⁽²⁾，因此具有总共7比特的大小(这里，第二码本被定义为根据秩分成和但是为了描述方便，第二码本为C⁽²⁾而不管秩)。考虑到ULA天线，作为码本生成的一些秩1码字具有LPI性质。然而，在作为码本生成的秩2码字当中的第一列和第二列二者中不存在具有LPI性质的码字。

因此，在秩2或更大秩中，要求码本使得所有波束向量具有LPI性质，以便改进高相关ULA天线中的码本性能。另外，为了使流间干扰最小化，有必要生成码本以使得波束向量彼此正交。下文中，将提出在秩2或更大秩中具有以下两个性质的码本。首先，所有波束向量具有LPI性质。其次，所有波束向量需要彼此正交。

本发明提出一种在秩2或更大秩中所有波束向量具有LPI性质和正交性质的码字，并且提出一种具有带这种性质的码字的码本。秩2的4Tx码本仅包括具有上述性质的码字或者具有上述性质的码字。

基于式14至18生成的秩2码字根据下[式18]表示。

[式18]

或者

这里，n和m表示经由选择的任意DFT向量索引，W_n和W_m中的每一个表示从过采样的DFT向量选择的一个向量，其中k＝0,1,…,15。

需要满足下式的条件，以使得[式18]的秩2码字的所有波束向量具有正交性质。

[式19]

w_n ^Hw_m-a₁ ^Ha₂w_n ^Hw_m＝0

为了满足上式，需要满足a₁＝a₂或w_n ^Hw_m＝0。

现在将描述当满足条件a₁＝a₂以使得所有波束向量具有正交性质时满足LPI性质所需的条件。

在假设a₁＝a₂＝e^jφ的情况下，[式18]根据下[式20]概括。

[式20]

$\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{16}\left(n\right)}& e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{16}\left(m\right)}\\ e^{j\mathrm{\φ}}& -e^{j\mathrm{\φ}}\\ e^{j\left(\frac{2\mathrm{\π}}{16}\right(n+\mathrm{\φ}))}& -e^{j\left(\frac{2\mathrm{\π}}{16}\right(m+\mathrm{\φ}))}\end{array}\right],$ 或者r $\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{16}\left(n\right)}& e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{16}\left(m\right)}\\ {\mathrm{je}}^{j\mathrm{\φ}}& -{\mathrm{je}}^{j\mathrm{\φ}}\\ {\mathrm{je}}^{j\left(\frac{2\mathrm{\π}}{16}\right(n+\mathrm{\φ}))}& -{\mathrm{je}}^{j\left(\frac{2\mathrm{\π}}{16}\right(m+\mathrm{\φ}))}\end{array}\right]$

如上[式20]的左侧所示，需要满足[式21]以使得两个向量均具有LPI性质。

[式21]

$\mathrm{\φ}=2\frac{2\mathrm{\π}}{16}\left(n\right)=2\frac{2\mathrm{\π}}{16}\left(m\right)+\mathrm{\π}\±2\mathrm{\π}$

满足上[式21]的m和n满足n＝m±4。

然而，如果使用上[式15]的现有码本，则由于|n–m|<4，所以无法生成具有正交性质和LPI性质二者的码字。因此，为了使得配置秩2码字的两个向量能够具有LPI性质，需要在4Tx码本中重新设计C⁽¹⁾和

根据秩2的4Tx码本的第一示例，满足上[式21]以使得所有向量具有LPI性质，并且根据基于上[式19]的条件当中的a¹＝a²满足正交性质。

根据秩2的4Tx码本的第一示例的C⁽¹⁾和根据下[式22]配置。

[式22]

$C^{\left(1\right)}=\left\{\begin{array}{c}\left[\begin{array}{cc}{\tilde{W}}^{\left(1\right)}& 0\\ 0& {\tilde{W}}^{\left(1\right)}\end{array}\right]|\\ {\tilde{W}}^{\left(1\right)}=\left[\begin{array}{cccccccc}{w}_{4k\mathrm{mod}16}& w_{\left(4k+1\right)\mathrm{mod}16}& w_{\left(4k+2\right)\mathrm{mod}16}& w_{\left(4k+3\right)\mathrm{mod}16}& w_{\left(4k+4\right)\mathrm{mod}16}& w_{\left(4k+5\right)\mathrm{mod}16}& w_{\left(4k+6\right)\mathrm{mod}16}& w_{\left(4k+7\right)\mathrm{mod}16}\end{array}\right],\\ k=0,1,2,3\end{array}\right\}$

从第一码本C⁽¹⁾选择内部预编码器W⁽¹⁾。

这里，满足k是C⁽¹⁾的码字索引。另外，C⁽¹⁾(k)是码本C⁽¹⁾的第k码字。

从下[式23]的第二码本选择用于秩2传输的外部预编码器W⁽²⁾。

[式23]

$C_2^{\left(2\right)}=\left\{\left[\begin{array}{cc}{Y}_1& Y_2\\ a_1{Y}_1& -a_2{Y}_2\end{array}\right],\left[\begin{array}{cc}{Y}_1& Y_2\\ {\mathrm{ja}}_1{Y}_1& -{\mathrm{ja}}_2{Y}_2\end{array}\right]\right\}$

(Y₁,Y₂)∈{(e₁,e₅),(e₂,e₆),(e₃,e₇),(e₄,e₈)}

$C_2^{\left(2\right)}=\left\{\left[\begin{array}{cc}{e}_1& e_5\\ a_1{e}_1& -a_2{e}_5\end{array}\right],\left[\begin{array}{cc}{e}_2& e_6\\ a_1{e}_2& -a_2{e}_6\end{array}\right],\left[\begin{array}{cc}{e}_3& e_7\\ a_1{e}_3& -a_2{e}_7\end{array}\right],\left[\begin{array}{cc}{e}_4& e_8\\ a_1{e}_4& -a_2{e}_8\end{array}\right],\left[\begin{array}{cc}{e}_1& e_5\\ {\mathrm{ja}}_1{e}_1& -{\mathrm{ja}}_2{e}_5\end{array}\right],\left[\begin{array}{cc}{e}_2& e_6\\ {\mathrm{ja}}_1{e}_2& -{\mathrm{ja}}_2{e}_6\end{array}\right],\left[\begin{array}{cc}{e}_3& e_7\\ {\mathrm{ja}}_1{e}_3& -{\mathrm{ja}}_2{e}_7\end{array}\right],\left[\begin{array}{cc}{e}_4& e_8\\ {\mathrm{ja}}_1{e}_4& -{\mathrm{ja}}_2{e}_8\end{array}\right]\right\}$

这里，e_n是除了第n元素以外全为零的4元素选择向量。l是的码字索引，并且l＝0、1、2、…、7。另外，是码本的第l码字并且满足 $a_1=a_2=e^{2j\left(\frac{2\mathrm{\&pi;}}{16}\left(4k+l\mathrm{mod}4\right)\mathrm{mod}16\right)}.$

类似上[式15]的C⁽¹⁾，根据秩2的4Tx码本的第一示例的C⁽¹⁾利用相同过采样的DFT向量来生成。

然而，与上[式15]的C⁽¹⁾不同，根据秩2的4Tx码本的第一示例的C⁽¹⁾由八个连续过采样的DFT向量组成，以便使得配置秩2码字的两个波束向量能够具有LPI性质。由于上[式15]的C⁽¹⁾由四个连续过采样的DFT向量组成，所以即使利用C⁽²⁾选择包括在C⁽¹⁾中的任意向量，最终生成的两个波束向量也不具有LPI性质。即，在上[式21]中，不满足|m-n|＝4。

因此，根据秩2的4Tx码本的第一示例的C⁽¹⁾由更大的矩阵组成，并且经由C⁽²⁾从C⁽¹⁾选择的DFT向量的类型增加。即，在上[式21]中，由于0<|m-n|<7，所以可能可以找到满足|m-n|＝4的m和n。结果，最终生成的两个波束向量具有LPI属性。

可利用根据秩2的4Tx码本的第一示例的C⁽¹⁾和C⁽²⁾生成具有LPI性质的码字。在C⁽²⁾中，(Y₁,Y₂)被限制为(e_i,e_i+4)。结果，在上[式21]中，总是满足|m–n|＝4。另外，根据使得配置秩2的所有波束向量能够具有正交性质和LPI性质的[式21]，在根据秩2的4Tx码本的第一示例的中，设定a₁＝a₂＝e^jφ，其中 $\mathrm{\&phi;}=2\left(\frac{2\mathrm{\&pi;}}{16}n\right),n=(4k+l\mathrm{mod}4)\mathrm{mod}16.$

根据秩2的4Tx码本的第二示例，满足上[式21]以使得所有向量具有LPI性质，并且根据基于上[式19]的条件当中的a¹＝a²满足正交性质。

根据秩2的4Tx码本的第二示例的C⁽¹⁾和根据下[式24]配置。

[式24]

$C^{\left(1\right)}=\left\{\left[\begin{array}{cc}{\tilde{W}}^{\left(1\right)}& 0\\ 0& {\tilde{W}}^{\left(1\right)}\end{array}\right]|{\tilde{W}}^{\left(1\right)}=\left[\begin{array}{cccc}{w}_{2k\mathrm{mod}8}& w_{(2k+1)\mathrm{mod}8}& w_{(2k+2)\mathrm{mod}8}& w_{(2k+3)\mathrm{mod}8}\end{array}\right],k=0,1,2,3\right\}$

从第一码本C⁽¹⁾选择内部预编码器W⁽¹⁾。

这里，满足k是C⁽¹⁾的码字索引。另外，C⁽¹⁾(k)是码本C⁽¹⁾的第k码字。

从下[式25]的第二码本选择用于秩2传输的外部预编码器W⁽²⁾。

[式25]

$C_2^{\left(2\right)}=\left\{\left[\begin{array}{cc}{Y}_1& Y_2\\ a_1{Y}_1& -a_2{Y}_2\end{array}\right],\left[\begin{array}{cc}{Y}_1& Y_2\\ {\mathrm{ja}}_1{Y}_1& -{\mathrm{ja}}_2{Y}_2\end{array}\right]\right\}$

(Y₁,Y₂)∈{(e₁,e₃),(e₂,e₄)}

$C_2^{\left(2\right)}=\left\{\left[\begin{array}{cc}{e}_1& e_3\\ a_1{e}_1& -a_2{e}_3\end{array}\right],\left[\begin{array}{cc}{e}_2& e_4\\ a_1{e}_2& -a_2{e}_4\end{array}\right],\left[\begin{array}{cc}{e}_1& e_3\\ {\mathrm{ja}}_1{e}_1& -{\mathrm{ja}}_2{e}_3\end{array}\right],\left[\begin{array}{cc}{e}_2& e_4\\ {\mathrm{ja}}_1{e}_2& -{\mathrm{ja}}_2{e}_4\end{array}\right]\right\}$

这里，e_n是除了第n元素以外全为零的4元素选择向量。l是的码字索引并且l＝0、1、2、3。另外，是码本的第l码字，并且满足 $a_1=a_2=e^{2j\left(\frac{2\mathrm{\&pi;}}{16}\left(2k+l\mathrm{mod}2\right)\mathrm{mod}8\right)}.$

根据秩2的4Tx码本的第二示例的C⁽¹⁾由具有与上[式15]的C⁽¹⁾相同大小的矩阵组成。

然而，与上[式15]的C⁽¹⁾不同，根据秩2的4Tx码本的第二示例的C⁽¹⁾由四倍(而非八倍)过采样的DFT向量组成，以便使得配置秩2码字的两个波束向量具有LPI性质。由于上[式15]的C⁽¹⁾由八倍过采样的DFT向量组成，所以即使利用C⁽²⁾选择包括在C⁽¹⁾中的任意向量，最终生成的两个波束向量也不具有LPI性质。

因此，根据秩2的4Tx码本的第二示例的C⁽¹⁾可由四倍过采样的DFT向量组成，并且两个波束向量经由C⁽²⁾具有LPI性质。

在秩2的4Tx码本的第一示例的C⁽²⁾中，为了使得经由C⁽²⁾选择的两个波束向量能够具有LPI性质，需要满足|m-n|＝4。然而，秩2的4Tx码本的第二示例对应于C⁽¹⁾包括八倍过采样的DFT向量的情况。由于根据秩2的4Tx码本的第二示例的C⁽¹⁾由四倍过采样的DFT向量组成，所以代替|m-n|＝4，需要满足|m-n|＝2。为了满足此条件，在上[式25]中设定(Y₁,Y₂)∈{(e₁,e₃),(e₂,e₄)}。另外，根据使得配置秩2的所有波束向量具有正交性质和LPI性质的[式21]，根据秩2的4Tx码本的第二示例的C⁽¹⁾根据a₁＝a₂＝e^jφ来设定，其中 $\mathrm{\&phi;}=2\frac{2\mathrm{\&pi;}}{16}\left(n\right),n=(2k+l\mathrm{mod}2)\mathrm{mod}8.$

根据秩2的4Tx码本的第三示例，满足上[式21]以使得所有向量具有LPI性质并且根据基于上[式19]的条件当中的v_n ^Hv_m＝0来满足正交性质。

在上[式19]中，当满足v_n ^Hv_m＝0时，秩2的两个波束向量总是相对于任意a₁,a₂正交。因此，码本被设计为满足v_n ^Hv_m＝0，并且当计算a₁,a₂以使得与各个秩对应的波束向量具有LPI性质时，生成具有正交性质和LPI性质二者的码本。

根据秩2的4Tx码本的第三示例的码本根据下[式26]来配置。

[式26]

$C^{\left(1\right)}=\left\{\begin{array}{c}\left[\begin{array}{cc}{\tilde{W}}^{\left(1\right)}& 0\\ 0& {\tilde{W}}^{\left(1\right)}\end{array}\right]|\\ {\tilde{W}}^{\left(1\right)}=\left[\begin{array}{ccccc}{w}_{2k\mathrm{mod}16}& w_{\left(2k+1\right)\mathrm{mod}16}& w_{\left(2k+2\right)\mathrm{mod}16}& \mathrm{...}& w_{\left(2k+15\right)\mathrm{mod}16}\end{array}\right],k=0\end{array}\right\}$

从第一码本C⁽¹⁾选择内部预编码器W⁽¹⁾。

这里，满足并且k是C⁽¹⁾的码字索引。另外，C⁽¹⁾(k)是码本C⁽¹⁾的第k码字。

根据下[式27]从第二码本选择用于秩2传输的外部预编码器W⁽²⁾。

[式27]

$C_2^{\left(2\right)}=\left\{\left[\begin{array}{cc}{Y}_1& Y_2\\ a_1{Y}_1& -a_2{Y}_2\end{array}\right],\left[\begin{array}{cc}{Y}_1& Y_2\\ {\mathrm{ja}}_1{Y}_1& -{\mathrm{ja}}_2{Y}_2\end{array}\right]\right\}$

(Y₁，Y₂)∈{(e₁，e₉)，(e₂，e₁₀)，(e₃，e₁₁)，(e₄，e₁₂)，(e₅，e₁₃)，(e₆，e₁₄)，(e₇，e₁₅)，(e₈，e₁₆)}

$C_2^{\left(2\right)}=\left\{\begin{array}{c}\left[\begin{array}{cc}{e}_1& e_9\\ a_1{e}_1& -a_2{e}_9\end{array}\right],\left[\begin{array}{cc}{e}_2& e_{10}\\ a_1{e}_2& -a_2{e}_{10}\end{array}\right],\left[\begin{array}{cc}{e}_3& e_{11}\\ a_1{e}_3& -a_2{e}_{11}\end{array}\right],\left[\begin{array}{cc}{e}_4& e_{12}\\ a_1{e}_4& -a_2{e}_{12}\end{array}\right],\left[\begin{array}{cc}{e}_5& e_{13}\\ a_1{e}_5& -a_2{e}_{13}\end{array}\right],\left[\begin{array}{cc}{e}_6& e_{14}\\ a_1{e}_6& -a_2{e}_{14}\end{array}\right],\\ \left[\begin{array}{cc}{e}_7& e_{15}\\ a_1{e}_7& -a_2{e}_{15}\end{array}\right],\left[\begin{array}{cc}{e}_8& e_{16}\\ a_1{e}_8& -a_2{e}_{16}\end{array}\right],\left[\begin{array}{cc}{e}_1& e_9\\ {\mathrm{ja}}_1{e}_1& -{\mathrm{ja}}_2{e}_9\end{array}\right],\left[\begin{array}{cc}{e}_2& e_{10}\\ {\mathrm{ja}}_1{e}_2& -{\mathrm{ja}}_2{e}_{10}\end{array}\right],\left[\begin{array}{cc}{e}_3& e_{11}\\ {\mathrm{ja}}_1{e}_3& -{\mathrm{ja}}_2{e}_{11}\end{array}\right],\left[\begin{array}{cc}{e}_4& e_{12}\\ {\mathrm{ja}}_1{e}_4& -{\mathrm{ja}}_2{e}_{12}\end{array}\right],\\ \left[\begin{array}{cc}{e}_5& e_{13}\\ {\mathrm{ja}}_1{e}_5& -{\mathrm{ja}}_2{e}_{13}\end{array}\right],\left[\begin{array}{cc}{e}_6& e_{14}\\ {\mathrm{ja}}_1{e}_6& -{\mathrm{ja}}_2{e}_{14}\end{array}\right],\left[\begin{array}{cc}{e}_7& e_{15}\\ {\mathrm{ja}}_1{e}_7& -{\mathrm{ja}}_2{e}_{15}\end{array}\right],\left[\begin{array}{cc}{e}_8& e_{16}\\ {\mathrm{ja}}_1{e}_8& -{\mathrm{ja}}_2{e}_{16}\end{array}\right]\end{array}\right\}$

这里，e_n是除了第n元素以外全为零的4元素选择向量。l是的码字索引，并且满足l＝0、1、2、…、15。另外，是码本的第i码字，并且满足 $a_1=e,a_2=e^{2j\left(\frac{2\mathrm{\&pi;}}{16}\right(l\mathrm{mod}8))},a_2=e^{2j\left(\frac{2\mathrm{\&pi;}}{16}\right(\left(l\mathrm{mod}8\right)+8\left)\right)+j\mathrm{\&pi;}}.$

根据秩2的4Tx码本的第三示例的C⁽¹⁾由八倍过采样的DFT向量组成，并且具有由所有DFT向量组成的一个码字。[式19]中的v_n ^Hv_m＝0通过根据秩2的4Tx码本的第三示例限制的(Y₁,Y₂)＝{e_i,e_i+8}来满足。即，在根据式26和式27生成的秩2码字中，两个波束向量正交，并且a₁和a₂根据上[式27]来设定以使得各个波束向量具有LPI性质。

尽管在上述秩2的4Tx码本的第一至第三示例中假设秩2，本发明的范围不限于秩2，而是包括利用上述方法满足LPI性质和正交性质的更高秩(例如秩2或更高秩)的任意码本。另外，上述实施方式中所描述的一些秩2码本被子采样或者包括所述码本的任意码本的情况包括在本发明的范围中。

下文中，将描述满足秩2的4Tx码本的上述条件并且内部预编码器W⁽¹⁾和外部预编码器W⁽²⁾分别被设定为4比特和1比特的情况。

首先，W⁽¹⁾可根据下[式28]来设定。

[式28]

$W_1\left(l\right)=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{W}}_1\left(l\right)& 0\\ 0& {\tilde{W}}_1\left(l\right)D_a\left(l\right)\end{array}\right],l\&Element;\{0,1,2,...,15\}$

这里，根据下[式29]来设定。

[式29]

${\tilde{W}}_1\left(l\right)=\left[\begin{array}{ccccc}{w}_{\left(l\right)\mathrm{mod}16}& w_{(l+1)\mathrm{mod}16}& ...& w_{(l+6)\mathrm{mod}16}& w_{(l+7)\mathrm{mod}16}\end{array}\right],w_n=\left[\begin{array}{c}1\\ e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}n}{16}}\end{array}\right]$

另外，根据下[式30]，D_a(l)由第p行和第q列组成，其中p和q从0开始。

[式30]

${\left\{D_a\left(l\right)\right\}}_{pq}=\left\{\begin{array}{cc}{e}^{2\&CenterDot;j\frac{2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;\left(\right(l+\left(p\mathrm{mod}4\right)\left)\mathrm{mod}16\right)}{16}},& p=q\\ 0,& p\&NotEqual;q\end{array}\right..$

W⁽²⁾可根据下式来设定。

$W_2(n_1,n_2)=\left[\begin{array}{cc}{e}_{n_1}& e_{n_2}\\ e_{n_1}& -e_{n_2}\end{array}\right],(n_1,n_2)\&Element;\{(1,5),(3,7)\}$ 或者

$W_2(n_1,n_2)=\left[\begin{array}{cc}{e}_{n_1}& e_{n_2}\\ e_{n_1}& -e_{n_2}\end{array}\right],(n_1,n_2)\&Element;\{(1,5),(2,6)\}$

下文中，将描述满足秩2的4Tx码本的上述条件并且内部预编码器W⁽¹⁾和外部预编码器W⁽²⁾分别被设定为3比特和2比特的情况。

首先，W⁽¹⁾可根据下[式31]来设定。

[式31]

$W_1\left(l\right)=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{W}}_1\left(l\right)& 0\\ 0& {\tilde{W}}_1\left(l\right)D_a\left(l\right)\end{array}\right],l\&Element;\{0,1,2,...,7\}$

这里，根据下[式32]来设定。

[式32]

${\tilde{W}}_1\left(l\right)=\left[\begin{array}{ccccc}{w}_{\left(2l\right)\mathrm{mod}16}& w_{(2l+1)\mathrm{mod}16}& ...& w_{(2l+6)\mathrm{mod}16}& w_{(2l+7)\mathrm{mod}16}\end{array}\right],w_n=\left[\begin{array}{c}1\\ e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}n}{16}}\end{array}\right]$

另外，根据下式，D_a(l)由第p行和第q列组成，其中p和q从0开始。

[式33]

${\left\{D_a\left(l\right)\right\}}_{pq}=\left\{\begin{array}{cc}{e}^{2\&CenterDot;j\frac{2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;\left(\right(2l+\left(p\mathrm{mod}4\right)\left)\mathrm{mod}16\right)}{16}},& p=q\\ 0,& p\&NotEqual;q\end{array}\right..$

W⁽²⁾可根据下式设定。

$W_2(n_1,n_2)=\left[\begin{array}{cc}{e}_{n_1}& e_{n_2}\\ e_{n_1}& -e_{n_2}\end{array}\right],(n_1,n_2)\&Element;\{(1,5),(2,6)(3,7),(4,8)\}.$

下文中，将描述满足秩2的4Tx码本的上述条件并且内部预编码器W⁽¹⁾和外部预编码器W⁽²⁾分别被设定为3比特和1比特的情况。

首先，W⁽¹⁾可根据下[式34]来设定。

[式34]

$W_1\left(l\right)=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{W}}_1\left(l\right)& 0\\ 0& {\tilde{W}}_1\left(l\right)D_a\left(l\right)\end{array}\right],l\&Element;\{0,1,2,...,7\}$

这里，根据下[式35]来设定。

[式35]

${\tilde{W}}_1\left(l\right)=\left[\begin{array}{ccccc}{w}_{\left(2l\right)\mathrm{mod}16}& w_{(2l+1)\mathrm{mod}16}& ...& w_{(2l+6)\mathrm{mod}16}& w_{(2l+7)\mathrm{mod}16}\end{array}\right],w_n=\left[\begin{array}{c}1\\ e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}n}{16}}\end{array}\right]$

另外，根据下[式36]，D_a(l)由第p行和第q列组成，其中p和q从0开始。

[式36]

${\left\{D_a\left(l\right)\right\}}_{pq}=\left\{\begin{array}{cc}{e}^{2\&CenterDot;j\frac{2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;\left(\right(2l+\left(p\mathrm{mod}4\right)\left)\mathrm{mod}16\right)}{16}},& p=q.\\ 0,& p\&NotEqual;q\end{array}\right.$

W⁽²⁾可根据下式设定。

$W_2(n_1,n_2)=\left[\begin{array}{cc}{e}_{n_1}& e_{n_2}\\ e_{n_1}& -e_{n_2}\end{array}\right],(n_1,n_2)\&Element;\{(1,5),(3,7)\}$ 或

$W_2(n_1,n_2)=\left[\begin{array}{cc}{e}_{n_1}& e_{n_2}\\ e_{n_1}& -e_{n_2}\end{array}\right],(n_1,n_2)\&Element;\{(1,5),(2,6)\}.$

下文中，满足秩2的4Tx码本的上述条件并且内部预编码器W⁽¹⁾和外部预编码器W⁽²⁾分别被设定为3比特和2比特的情况。

首先，W⁽¹⁾根据下[式37]来设定。

[式37]

$W_1\left(l\right)=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{W}}_1\left(l\right)& 0\\ 0& {\tilde{W}}_1\left(l\right)D_a\left(l\right)\end{array}\right],l\&Element;\{0,1,2,...,15\}$

这里，根据下式设定。

[式38]

${\tilde{W}}_1\left(l\right)=\left[\begin{array}{ccccc}{w}_{\left(l\right)\mathrm{mod}16}& w_{(l+1)\mathrm{mod}16}& ...& w_{(l+6)\mathrm{mod}16}& w_{(l+7)\mathrm{mod}16}\end{array}\right],w_n=\left[\begin{array}{c}1\\ e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}n}{16}}\end{array}\right]$

另外，根据下式，D_a(l)由第p行和第q列组成，其中p和q从0开始。

[式39]

${\left\{D_a\left(l\right)\right\}}_{pq}=\left\{\begin{array}{cc}{e}^{2\&CenterDot;j\frac{2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;\left(\right(l+\left(p\mathrm{mod}4\right)\left)\mathrm{mod}16\right)}{16}},& p=q\\ 0,& p\&NotEqual;q\end{array}\right..$

W⁽²⁾可根据下式设定。

$W_2(n_1,n_2)=\left[\begin{array}{cc}{e}_{n_1}& e_{n_2}\\ e_{n_1}& -e_{n_2}\end{array}\right],(n_1,n_2)\&Element;\{(1,5),(2,6)(3,7)(4,8)\}.$

第二实施方式

本发明的第二实施方式涉及秩3或4的4Tx码本。

根据本发明的秩3或秩4的4TX码本可通过对LTE发布版本8的4Tx码本进行采样来生成，以减小码本大小。通常，在高秩环境中，与低秩相比，系统性能对码本大小不敏感。例如，当接收端不是IRC接收机时，在最大秩的情况下即使使用任何预编码器，性能也不受影响。由于此原因，LTE8Tx码本可被设计为处于高秩以显著地减小码本大小，并且在秩8的情况下，码本大小为0比特。考虑到这一原理，下文中，将描述通过对LTE发布版本84Tx码本进行采样而生成的新码本。因此，可减小码本大小以节省反馈开销。

LTE发布版本84Tx码本可通过利用预定方法选择下式的各个矩阵中的列向量的秩n来配置。

例如，当秩为4时，4Tx码本如下。

首先，用于秩4的4TX码本的BPSK调制方法的各个矩阵如下。

[式40]

$\begin{array}{cc}{W}_0=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cccc}1& 1& 1& 1\\ 1& 1& -1& -1\\ 1& -1& 1& -1\\ 1& -1& -1& 1\end{array}\right]& W_2=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cccc}1& -1& 1& -1\\ -1& 1& 1& -1\\ 1& 1& 1& 1\\ -1& -1& 1& 1\end{array}\right]\end{array}$

$\begin{array}{cc}{W}_8=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cccc}1& 1& -1& -1\\ 1& 1& 1& 1\\ -1& 1& 1& -1\\ -1& 1& -1& 1\end{array}\right]& W_{10}=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cccc}1& -1& -1& 1\\ -1& 1& -1& 1\\ -1& -1& 1& 1\\ 1& 1& 1& 1\end{array}\right]\end{array}$

$\begin{array}{cc}{W}_{12}=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cccc}1& 1& 1& -1\\ 1& 1& -1& 1\\ 1& -1& 1& 1\\ -1& 1& 1& 1\end{array}\right]& W_{13}=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cccc}1& 1& -1& 1\\ 1& 1& 1& -1\\ -1& 1& 1& 1\\ 1& -1& 1& 1\end{array}\right]\end{array}$

$\begin{array}{cc}{W}_{14}=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cccc}1& -1& 1& 1\\ -1& 1& 1& 1\\ 1& 1& 1& -1\\ 1& 1& -1& 1\end{array}\right]& W_{15}=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cccc}1& -1& -1& -1\\ -1& 1& -1& -1\\ -1& -1& 1& -1\\ -1& -1& -1& 1\end{array}\right]\end{array}$

接下来，用于秩4的4TX码本的QPSK调制方法的各个矩阵如下。

[式41]

$\begin{array}{cc}{W}_1=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cccc}1& -j& -1& j\\ j& 1& j& 1\\ -1& -j& 1& j\\ -j& 1& -j& 1\end{array}\right]& W_3=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cccc}1& j& -1& -j\\ -j& 1& -j& 1\\ -1& j& 1& -j\\ j& 1& j& 1\end{array}\right]\end{array}$

$\begin{array}{cc}{W}_9=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cccc}1& -j& 1& -j\\ j& 1& -j& -1\\ 1& j& 1& j\\ j& -1& -j& 1\end{array}\right]& W_{11}=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cccc}1& j& 1& j\\ -j& 1& j& -1\\ 1& -j& 1& -j\\ -j& -1& j& 1\end{array}\right]\end{array}$

另外，可根据下式改变上式41的各个矩阵的虚数的符号。

[式42]

$\begin{array}{cc}{W}_1=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cccc}1& j& -1& -j\\ -j& 1& -j& 1\\ -1& j& 1& -j\\ j& 1& j& 1\end{array}\right]& W_3=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cccc}1& -j& -1& j\\ j& 1& j& 1\\ -1& -j& 1& j\\ -j& 1& -j& 1\end{array}\right]\end{array}$

$\begin{array}{cc}{W}_9=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cccc}1& j& 1& j\\ -j& 1& j& -1\\ 1& -j& 1& -j\\ -j& -1& j& 1\end{array}\right]& W_{11}=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cccc}1& -j& 1& -j\\ j& 1& -j& -1\\ 1& j& 1& j\\ j& -1& -j& 1\end{array}\right]\end{array}$

接下来，用于秩4的4TX码本的8PSK调制方法的各个矩阵如下。

[式43]

$\begin{array}{cc}{W}_4=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cccc}1& \frac{1-j}{\sqrt{2}}& -j& \frac{-1-j}{\sqrt{2}}\\ \frac{1+j}{\sqrt{2}}& 1& \frac{-1+j}{\sqrt{2}}& j\\ j& \frac{-1-j}{\sqrt{2}}& 1& \frac{-1+j}{\sqrt{2}}\\ \frac{-1+j}{\sqrt{2}}& -j& \frac{-1-j}{\sqrt{2}}& 1\end{array}\right]& W_7=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cccc}1& \frac{1+j}{\sqrt{2}}& j& \frac{-1+j}{\sqrt{2}}\\ \frac{1-j}{\sqrt{2}}& 1& \frac{-1-j}{\sqrt{2}}& -j\\ -j& \frac{-1+j}{\sqrt{2}}& 1& \frac{-1-j}{\sqrt{2}}\\ \frac{-1-j}{\sqrt{2}}& j& \frac{-1+j}{\sqrt{2}}& 1\end{array}\right]\end{array}$

$\begin{array}{cc}{W}_5=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cccc}1& \frac{-1-j}{\sqrt{2}}& j& \frac{1-j}{\sqrt{2}}\\ \frac{-1+j}{\sqrt{2}}& 1& \frac{1+j}{\sqrt{2}}& -j\\ -j& \frac{1-j}{\sqrt{2}}& 1& \frac{1+j}{\sqrt{2}}\\ \frac{1+j}{\sqrt{2}}& j& \frac{1-j}{\sqrt{2}}& 1\end{array}\right]& W_6=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cccc}1& \frac{-1+j}{\sqrt{2}}& -j& \frac{1+j}{\sqrt{2}}\\ \frac{-1-j}{\sqrt{2}}& 1& \frac{1-j}{\sqrt{2}}& j\\ j& \frac{1+j}{\sqrt{2}}& 1& \frac{1-j}{\sqrt{2}}\\ \frac{1-j}{\sqrt{2}}& -j& \frac{1+j}{\sqrt{2}}& 1\end{array}\right]\end{array}$

另外，可根据下式改变上式43的各个矩阵的虚数的符号。

$\begin{array}{cc}{W}_4=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cccc}1& \frac{1+j}{\sqrt{2}}& j& \frac{-1+j}{\sqrt{2}}\\ \frac{1-j}{\sqrt{2}}& 1& \frac{-1-j}{\sqrt{2}}& -j\\ -j& \frac{-1+j}{\sqrt{2}}& 1& \frac{-1-j}{\sqrt{2}}\\ \frac{-1-j}{\sqrt{2}}& j& \frac{-1+j}{\sqrt{2}}& 1\end{array}\right]& W_7=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cccc}1& \frac{1-j}{\sqrt{2}}& -j& \frac{-1-j}{\sqrt{2}}\\ \frac{1+j}{\sqrt{2}}& 1& \frac{-1+j}{\sqrt{2}}& j\\ j& \frac{-1-j}{\sqrt{2}}& 1& \frac{-1+j}{\sqrt{2}}\\ \frac{-1+j}{\sqrt{2}}& -j& \frac{-1-j}{\sqrt{2}}& 1\end{array}\right]\end{array}$

$\begin{array}{cc}{W}_5=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cccc}1& \frac{-1+j}{\sqrt{2}}& -j& \frac{1+j}{\sqrt{2}}\\ \frac{-1-j}{\sqrt{2}}& 1& \frac{1-j}{\sqrt{2}}& j\\ j& \frac{1+j}{\sqrt{2}}& 1& \frac{1-j}{\sqrt{2}}\\ \frac{1-j}{\sqrt{2}}& -j& \frac{1+j}{\sqrt{2}}& 1\end{array}\right]& W_6=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cccc}1& \frac{-1-j}{\sqrt{2}}& j& \frac{1-j}{\sqrt{2}}\\ \frac{-1+j}{\sqrt{2}}& 1& \frac{1+j}{\sqrt{2}}& -j\\ -j& \frac{1-j}{\sqrt{2}}& 1& \frac{1+j}{\sqrt{2}}\\ \frac{1+j}{\sqrt{2}}& j& \frac{1-j}{\sqrt{2}}& 1\end{array}\right]\end{array}$

作为另一示例，当秩为3时，可利用预定方法在上述秩4的上述4TX码本中选择三个列向量，并且为了归一化可乘以(代替矩阵的前部的1/2)。详细地讲，当秩为3时，4TX码本如下。

首先，用于秩3的4TX码本的BPSK调制方法的各个矩阵如下。

[式44]

接下来，用于秩3的4TX码本的QPSK调制方法的各个矩阵如下。

[式45]

接下来，用于秩3的4TX码本的8PSK调制方法的各个矩阵如下。

[式46]

作为对秩3或4的4Tx码本进行采样的第一原理，考虑构成各个码字的字母。BPSK调制方法的矩阵仅具有实数，但是QPSK或8PSK矩阵还具有虚数。当具体实现UE时，计算负荷由于虚值而增加，所以有利的是设计利用BPSK矩阵的值配置的码本。

作为对码本进行采样的第二原理，考虑高秩下的信道性质。由于X极和ULA天线具有不同的信道性质，所以最佳的是使用专用于各个天线配置的不同码本。然而，如上所述，由于与低秩相比，在高秩下性能不受码本影响，所以就复杂度而言可使用一个码本。

作为对码本进行采样的第三原理，考虑X极天线的信道性质。用于生成在X极和ULA二者下适当地操作的一个码本的码本需要适当地反映两个天线配置的信道性质。如上所述，就ULA而言，指示各个波束的列向量可具有线性相位增加属性。然而，在天线间隔较窄的ULA中，出现高秩的概率降低，在天线间隔较宽的ULA中，信道的奇异向量不具有线性相位增加属性的概率较高，因此不适合在高秩下维持码本的线性相位增加属性。因此，可适当的是设计与X极信道相比更佳的码本。如上所述，配置X极信道以使得水平天线和垂直天线的信道具有相同的值并且存在两个天线之间的相位差。因此，在发布版本8码本中，可能适当的是选择维持这种配置的码本。

考虑上述三个原理，下文中，提出利用1比特、2比特或3比特配置的秩3或秩4的码本。

首先，利用1比特配置的秩3或秩4的码本可如下配置。

1比特码本可仅利用式40中的W₀和W₂来配置。发布版本8方法可在没有改变的情况下应用于列向量的排列和各个秩的列向量的选择。

1比特码本根据第一原理利用BPSK值配置，并且根据第二原理共同地应用于所有天线配置，并且根据第三原理满足X极的信道配置。

接下来，2比特的秩3或秩4的码本可如下配置。

根据本发明的2比特码本可仅利用式40至46中的W₀、W₂、W₈和W₁₀来配置。

例如，0、2、8和10的码本索引可通过将具有0至3中的一个的第二PMI索引I_PMI2应用于下式来得到。

[式47]

如上所述，发布版本8方法可在没有改变的情况下应用于列向量的排列和各个秩的列向量的选择。

2比特码本根据第一原理利用BPSK值配置，并且根据第二原理共同地应用于所有天线配置，并且根据第三原理满足X极的信道配置。

作为另一示例，秩3或秩4的2比特码本可仅利用式40至46中的W₁、W₃、W₉和W₁₁来配置。发布版本8方法可在没有改变的情况下应用于列向量的排列和各个秩的列向量的选择。码本利用上述QPSK值配置，根据第二原理共同地应用于所有天线配置，并且根据第三原理满足X极的信道配置。

作为另一示例，秩3或秩4的2比特码本可仅利用式40至46中的W₄、W₅、W₆和W₇来配置。发布版本8方法可在没有改变的情况下应用于列向量的排列和各个秩的列向量的选择。码本利用8PSK值配置，根据第二原理共同地应用于所有天线配置，并且根据第三原理满足X极的信道配置。

接下来，3比特的的秩3或秩4的码本可如下配置。

3比特码本可仅利用式40至46中的W₀、W₂、W₈、W₁₀、W₁₂、W₁₃、W₁₄和W₁₅来配置。发布版本8方法可在没有改变的情况下应用于列向量的排列和各个秩的列向量的选择。

3比特码本根据第一原理利用BPSK值配置，并且根据第二原理共同地应用于所有天线配置。然而，W₁₂、W₁₃、W₁₄和W₁₅不满足X极的信道配置，因此不满足第三原理。

作为另一示例，3比特码本可仅利用式40至46中的W₀、W₂、W₈、W₁₀、W₁、W₃、W₉和W₁₁来配置。发布版本8方法可在没有改变的情况下应用于列向量的排列和各个秩的列向量的选择。码本不满足第一原理。然而，码本根据第二原理共同地应用于所有天线配置，并且根据第三原理满足X极的信道配置。

作为另一示例，3比特码本可仅利用式40至46式中的W₀、W₂、W₈、W₁₀、W₄,、W₅、W₆和W₇来配置。发布版本8方法可在没有改变的情况下应用于列向量的排列和各个秩的列向量的选择。码本不满足第一原理。然而，码本根据第二原理共同地应用于所有天线配置，并且满足X极的信道配置。

接下来，作为0比特码本，尽管秩3使用上述码本，但是针对秩4可不形成码本。即，秩4码本被固定为4×4单位矩阵。

第三实施方式

本发明的第三实施方式涉及在秩3或秩4的情况下根据PUCCH反馈模式的码本 子采样方法。

LTE发布版本12已讨论了与传统码本相比引入增强4Tx码本。下文中，本发明提出当针对秩1和秩2引入具有W₁和W₂双码本结构的新码本并且针对秩3和秩4使用传统发布版本8码本时，PUCCH反馈模式1-1和2-1的码本子采样。

首先，当使用双码本结构时，PUCCH反馈模式1-1包括子模式A和子模式B。

图15是示出PUCCH反馈模式1-1的子模式A的示例的示图。

参照图15，宽带W2和宽带CQI被设定为偏移1和周期性2，RI和W1被设定为偏移0和周期性16。

在8Tx码本中，如下表1所示，RI和W1被联合编码于5比特中，在这种情况下，W1被如下子采样以便减小RI和W1的有效载荷的大小，以利用低编码率报告信息。由于RI被其余PMI和CQI参考，所以需要以低编码率执行编码，以便防止发生RI中的解码错误。

[表1]

假设	RI	值
			0-7	1	{0,2,4,6,8,10,12,14}
8-15	2	{0,2,4,6,8,10,12,14}
			16-17	3	{0,2}
18-19	4	{0,2}
			20-21	5	{0,2}
22-23	6	{0,2}
			24-25	7	{0,2}
26	8	{0}
			27-31	预留	NA

当LTEA发布版本12针对秩1和秩2引入4Tx双码本并且针对秩3和秩4使用传统发布版本84Tx码本时，类似于8Tx的情况，子采样的W1和RI可被联合编码以被编码于5比特或更少比特中。例如，针对秩3和秩4可根据下表2至表4中的一个将码本子采样于3比特中。

[表2]

假设	RI	W1值
			0-k	1	待定
(k+1)-n	2	待定
			(n+1)-(n+8)	3	{0,2,8,10,12,13,14,15}
(n+9)-(n+16)	4	{0,2,8,10,12,13,14,15}

[表3]

假设	RI	W1值
			0-k	1	待定
(k+1)-n	2	待定
			(n+1)-(n+8)	3	{0,2,8,10,1,3,9,11}
(n+9)-(n+16)	4	{0,2,8,10,1,3,9,11}

[表4]

假设	RI	W1值
			0-k	1	待定
(k+1)-n	2	待定
			(n+1)-(n+8)	3	{0,2,8,10,4,5,6,7}
(n+9)-(n+16)	4	{0,2,8,10,4,5,6,7}

上表2至表4中的一个可针对秩3和秩4经由子采样方法来配置。即，根据对码本进行子采样的上述原理从发布版本8码本子采样的3比特码本可按照相同的方式应用于PUCCH反馈模式1-1。

在模式1-1下，不发送秩3和秩4的W2。即，针对秩3和秩4，仅存在W1作为PMI。在上表2至表4中，类似8Tx的情况，秩1和秩2的“待定”可被确定为{0,2,4,6,8,10,12,14}，在这种情况下k和n分别为7和15。

当使用双码本结构时，PUCCH反馈模式2-1可根据PTI值经由两种方法来定义。图16示出根据PTI值的PUCCH反馈模式2-1。宽带W1按照8子帧的周期性存在于具有偏移1和周期性2的PUCCH反馈资源中，宽带W2和CQI存在于其余资源中。RI和PTI利用周期性16和偏移0来设定。当PTI被设定为1时，如图16所示报告指示子带W2和子带CQI以及子带索引的L比特信息。

当在8Tx码本中报告指示子带W2和子带CQI以及子带索引的L比特信息时，如下表5所示对W2进行子采样。可通过子采样方法在作为PUCCH格式2的有效载荷的大小的11比特中发送信息。

[表5]

当LTEA发布版本12针对秩1和秩2引入4Tx双码本并且针对秩3和秩4使用传统发布版本84Tx码本时，类似于8Tx的情况，W2需要被子采样以不超过PUCCH格式2的有效载荷的大小。针对秩3和秩4，CQI为7比特，L最大为2比特，因此W2如下被子采样于2比特中。即，可根据下表6至表8中的一个针对秩3和秩4执行子采样。

[表6]

RI	W2值
		1	{0,1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13,14,15}
2	待定
		3	{0,2,8,10}
4	{0,2,8,10}

[表7]

RI	W2值
		1	{0,1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13,14,15}
2	待定
		3	{1,3,9,11}
4	{1,3,9,11}

[表8]

RI	W2值
		1	{0,1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13,14,15}
2	待定
		3	{4,5,6,7}
4	{4,5,6,7}

上表6至表8中的一个可针对秩3和秩4经由子采样方法来配置。即，根据对码本进行子采样的上述原理从发布版本8码本子采样的2比特码本可按照相同的方式应用于PUCCH反馈模式2-1。

在模式2-1下，不发送秩3和秩4的W1。即，针对秩3和秩4，仅W2作为PMI存在。在上表6至表8中，类似8Tx的情况，秩2的“待定”可被确定为{0,2,4,6,8,10,12,14}，在这种情况下n为23。

第四实施方式

本发明的第四实施方式涉及当引入针对秩1和秩2具有W₁和W₂双码本结构的新码本时的码本子采样方法。

首先，秩1和秩2的码本W₁可如下设定。

[式48]

$W_1=\left[\begin{array}{cc}{X}_n& 0\\ 0& X_n\end{array}\right],n=0,1,...,15$

$X_n=\left[\begin{array}{cccc}1& 1& 1& 1\\ q_1^{\left(n\right)\mathrm{mod}16}& q_1^{(n+1)\mathrm{mod}16}& q_1^{(n+2)\mathrm{mod}16}& q_1^{(n+3)\mathrm{mod}16}\end{array}\right]$

q₁＝exp(j2π/16)

然后，秩1和秩2的码本W₂可如下设定。

[式49]

$W_2\&Element;C_2=\left\{\left[\begin{array}{c}Y\\ Y\end{array}\right],\left[\begin{array}{c}Y\\ jY\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}Y\\ jY\end{array}\right],\left[\begin{array}{c}Y\\ -Y\end{array}\right],\left[\begin{array}{c}Y\\ -jY\end{array}\right]\right\}$

$Y\&Element;\left\{{\tilde{e}}_1,{\tilde{e}}_2,{\tilde{e}}_3,{\tilde{e}}_4\right\}$

这里，是除了第n元素为1以外全为零的4×1选择向量。

即，用于秩1的C₂根据下式包括16个向量，码字索引与下式的顺序一致。即，在下式中，第一向量具有索引0，按照升序编索引。

[式50]

$C_2=\left\{\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}{\tilde{e}}_1\\ {\tilde{e}}_1\end{array}\right],\left[\begin{array}{c}{\tilde{e}}_1\\ j{\tilde{e}}_1\end{array}\right],\left[\begin{array}{c}{\tilde{e}}_1\\ -{\tilde{e}}_1\end{array}\right],\left[\begin{array}{c}{\tilde{e}}_1\\ -j{\tilde{e}}_1\end{array}\right],\left[\begin{array}{c}{\tilde{e}}_2\\ {\tilde{e}}_2\end{array}\right],\left[\begin{array}{c}{\tilde{e}}_2\\ j{\tilde{e}}_2\end{array}\right],\left[\begin{array}{c}{\tilde{e}}_2\\ -{\tilde{e}}_2\end{array}\right],\left[\begin{array}{c}{\tilde{e}}_2\\ -j{\tilde{e}}_2\end{array}\right],\\ \left[\begin{array}{c}{\tilde{e}}_3\\ {\tilde{e}}_3\end{array}\right],\left[\begin{array}{c}{\tilde{e}}_3\\ j{\tilde{e}}_3\end{array}\right],\left[\begin{array}{c}{\tilde{e}}_3\\ -{\tilde{e}}_3\end{array}\right],\left[\begin{array}{c}{\tilde{e}}_3\\ -j{\tilde{e}}_3\end{array}\right],\left[\begin{array}{c}{\tilde{e}}_4\\ {\tilde{e}}_4\end{array}\right],\left[\begin{array}{c}{\tilde{e}}_4\\ j{\tilde{e}}_4\end{array}\right],\left[\begin{array}{c}{\tilde{e}}_4\\ -{\tilde{e}}_4\end{array}\right],\left[\begin{array}{c}{\tilde{e}}_4\\ -j{\tilde{e}}_4\end{array}\right]\end{array}\right\}$

$W_2\&Element;C_2=\left\{\frac{1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{cc}{Y}_1& Y_2\\ Y_1& -Y_2\end{array}\right],\frac{1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{cc}{Y}_1& Y_2\\ {\mathrm{jY}}_1& -{\mathrm{jY}}_2\end{array}\right]\right\}$

$(Y_1,Y_2)\&Element;\left\{\right({\tilde{e}}_1,{\tilde{e}}_1),({\tilde{e}}_2,{\tilde{e}}_2),({\tilde{e}}_3,{\tilde{e}}_3),({\tilde{e}}_4,{\tilde{e}}_4),({\tilde{e}}_1,{\tilde{e}}_2),({\tilde{e}}_2,{\tilde{e}}_3),({\tilde{e}}_1,{\tilde{e}}_4),({\tilde{e}}_2,{\tilde{e}}_4\left)\right\}$

即，用于秩2的C₂根据下表包括16个向量，码字索引与下表的顺序一致。即，在下表中，第一向量具有索引0，按照升序编索引。

[表9]

当PUCCH反馈模式1-1使用双码本结构时，存在子模式A和子模式B。图17示出当应用新码本时的子模式B。

参照图17，宽带W1/W2和宽带CQI被设定为偏移1和周期性2，RI和W1被设定为偏移0和周期性16。

在8Tx码本中，如下表10所示，W1和W2被子采样为宽带W1/W2和宽带CQI。

[表10]

秩1和秩2的8TxW1如下式所示定义。即，第iPMI和第(i+1)PMI共享两个交叠的DFT向量。因此，在相邻PMI之间两个DFT向量可交叠以更精确地反馈信道。然而，考虑到有限的PUCCH资源，偶数编号的W1的PMI可被限制为偶数以被包含。偶数编号的PMI之间不存在交叠的DFT向量，但是UE仍可利用W1表示总共32个DFT向量以使性能下降最小化。

[式50]

B＝[b₀b₁…b₃₁],m＝0,1,2,3,n＝0,1,…,31

X^(k)∈{[b_2kmod32b_(2k+1)mod32b_(2k+2)mod32b_(2k+3)mod32]:k＝0,1,…,15}

$W_1^{\left(k\right)}=\left[\begin{array}{cc}{X}^{\left(k\right)}& 0\\ 0& X^{\left(k\right)}\end{array}\right]$

码本1：C₁＝{W₁ ⁽⁰⁾,W₁ ⁽¹⁾,W₁ ⁽²⁾,…,W₁ ⁽¹⁵⁾}

类似于8Tx码本子采样，新4Tx码本也需要子采样，并且可如下表所示针对秩1和秩2子采样。

[表11]

首先，下面将描述4Tx码本的W1子采样。

可类似于8Tx码本中的W1子采样来执行4Tx码本的W1子采样。在上表中，关于W1，第iPMI和第(i+1)PMI共享三个交叠的DFT向量。另外，第iPMI和第(i+2)PMI共享两个交叠的DFT向量，第iPMI和第(i+3)PMI共享一个交叠的DFT向量。

即，考虑到有限的PUCCH资源，除了交叠的PMI以外，W1的PMI可被子采样为{0,4,8,12}。子采样的PMI之间不存在交叠的DFT向量，UE仍可利用W1表示总共16个DFT向量，以使性能下降最小化。

接下来，下面将描述在秩1的情况下4Tx码本的W2子采样。

在秩1的情况下，4Tx码本的W2子采样可根据索引k1、k2、k3、k4、k5和k6的配置按照各种方式来具体实现。

在秩1下，可利用W2PMI0和2选择W1的DFT向量当中的第一向量，极化的天线组之间的相移可由1或-1表示。另外，可增强相移的粒度，或者可利用k1和k2来配置W1的向量选择器。

当k1和k2被设定为1和3以便增强相移的粒度时，秩1下的相移可由1、-1、-j和j表示。

当k1和k2被设定为8和10以便设定向量选择器时，秩1下的相移可由1或-1表示，并且可从W1的DFT向量选择第一向量或第三向量。

另选地，当k1和k2被设定为4和6以便设定向量选择器时，秩1下的相移可由1或-1表示并且可从W1的DFT向量选择第一向量或第二向量。与(k1,k2)被设定为(8,10)的情况相比，当(k1,k2)被设定为(4,6)时，可选择具有高相关性的两个DFT向量。即，当信道在时域或频域中缓慢地改变时，(k1,k2)可被设定为(4,6)，从而增强反馈精度。

接下来，下面将描述在秩2的情况下4Tx码本的W2子采样。

k3和k4可分别被设定为0和1以包括8Tx码本子采样，并且针对k5和k6可考虑以下值。

在秩2下可利用W2PMI0和1从W1的DFT向量选择第一向量，极化的天线组之间的相移针对第一层可由1表示，针对第二层可由-1表示，或者针对第一层可由j表示，针对第二层可由-j表示。另外，可利用k5和k6来设定W1的向量选择器。

当k5和k6被设定为4和5以便设定向量选择器时，秩2下的相移可由(1,-1)或(j,-j)表示，并且可从W1的DFT向量选择第一向量或第三向量。

另选地，当k5和k6被设定为2和3以便设定向量选择器时，秩1下的相移可由(1,-1)或(j,-j)表示，并且可从W1的DFT向量选择第一向量或第二向量。与(k5,k6)被设定为(4,5)的情况相比，当(k5,k6)被设定为(2,3)时，可选择具有高相关性的两个DFT向量。即，信道在时域或频域中缓慢地改变，(k5,k6)可被设定为(2,3)，从而增强反馈精度。

另外，k3、k4、k5和k6可分别被设定为0、2、4和6，以将两个层的相移固定为(1,-1)，并且可设定四个选择器。即，当k3、k4、k5和k6可被如此设定时，可从W1的DFT向量选择第一、第二、第三和第四向量。

可考虑上述示例中所描述的k1、k2、k3、k4、k5和k6以外的各种值，eNB可经由高层信令(例如，RRC信令)为UE半静态地设定值。即，为了减小反馈开销，eNB和UE可确定各种码本子采样方法，并且UE可为UE确定一种方法。

第五实施方式

本发明的第五实施方式涉及当使用以下4Tx码本时的码本子采样方法。

CSI报告类型可被设定为各种类型中的一种。例如，现在将描述LTE发布版本10中所定义的CSI报告类型。类型1报告支持CQI以便于UE选择子带。类型1a报告支持子带CQI和第二PMI反馈。类型2、类型2b和类型2c报告支持宽带CQI和PMI反馈。类型2a报告支持宽带PMI反馈。类型3报告支持RI反馈。类型4报告支持宽带CQI。类型5报告支持RI和宽带PMI反馈。类型6报告支持RI和PTI反馈。

下文中，将提出当使用以下4Tx码本时的W1子采样方法。

以下子采样方法可应用于PUCCH反馈模式1-1的子模式A和子模式B下的类型5报告和类型2c报告。以下码本W1可设定最高至n＝0,1,…,7的码字以构成具有密集的DFT向量的一个W1，以便确保相关信道环境中的高性能。另外，码本W1可设定高至n＝8,9,…,15的码字以构成具有密集的DFT向量的一个W1，以便确保非相关信道环境中的高性能。

4Tx码本可由两个矩阵的乘积如下表示。

[式51]

W＝W₁·W₂

这里，内部预编码器W₁和外部预编码器W₂可分别表示宽带/长期信道性质和子带/短期信道性质。W₁可如下设定。

[式52]

$W_1=\left[\begin{array}{cc}{X}_n& 0\\ 0& X_n\end{array}\right],n=0,1,...,15$

这里，X_n可如下设定。

[式53]

$X_n=\left\{\begin{array}{cc}\left[\begin{array}{cccc}1& 1& 1& 1\\ q_1^{2n}& q_1^{2n+1}& q_1^{2n+2}& q_1^{2n+3}\end{array}\right]& n=0,1,\mathrm{...},7\\ \left[\begin{array}{cccc}1& 1& 1& 1\\ q_1^{2\left(n-8\right)}& q_1^{2\left(n-8\right)+2}& q_1^{2\left(n-8\right)+4}& q_1^{2\left(n-8\right)+6}\end{array}\right]& n=8,9,\mathrm{...15}\end{array}\right.,q_1=e^{2\mathrm{\&pi;}/16}$

用于秩1的码本W₂可如下设定。

[式54]

$W_2\&Element;C_2=\left\{\left[\begin{array}{c}{Y}_1\\ q_2^{m_{r2}}{Y}_2\end{array}\right]\right\},q_2=e^{2\mathrm{\&pi;}j/8}$

$(Y_1,Y_2)\&Element;\left\{\begin{array}{cc}\{(e_1,e_1),(e_3,e_3)\}& m_{r2}=0,2,4,6\\ \{(e_2,e_2),(e_4,e_4)\}& m_{r2}=1,3,5,7\end{array}\right.$

另外，用于秩2的码本W₂可如下设定。

[式54]

$W_2\&Element;C_2=\left\{\left[\begin{array}{cc}{Y}_1& Y_2\\ q_2^{m_{r2}}{Y}_1& -q_2^{m_{r2}}{Y}_2\end{array}\right]\right\},q_2=e^{2\mathrm{\&pi;}j/8}$

(Y₁,Y₂)∈{(e₁,e₁),(e₂,e₂),(e₃,e₃),(e₄,e₄),(e₁,e₃),(e₂,e₄),(e₁,e₄),(e₂,e₃)},m_r2＝0,2

这里，e_n是除了第n元素为1以外全为零的4元素选择向量。

有效的是通过反映W1的上述性质来执行W1的子采样。即，当4比特W1被子采样为2比特W1时，高至n＝0,1,…,7的码字被子采样以便确保相关信道环境中的高性能。在未来，当eNB和UE被逐渐小型化并且天线的数量增加以减小天线间隔时，尽可能地以高概率形成相关信道。因此，可为有效的是对高至n＝0,1,…,7的码字子采样。

另选地，当4比特W1被子采样为2比特W1时，高至n＝8,9,…,15的码字被子采样以便确保非相关信道环境中的高性能。当特定电信提供商以宽的天线间隔安装eNB时，这种子采样方法是有利的。

另选地，当4比特W1被子采样为2比特W1时，n＝0,1,…,7的一些码字和n＝8,9,…,15的一些码字被子采样以便确保非相关信道环境和相关信道环境二者中的高性能。例如，可仅对偶数n子采样以配置码字。

eNB可将关于上述W1子采样方法中的一个的信息发送给UE。详细地讲，可利用为CSI处理配置增加的信息来确定W1子采样方法。另外，当针对W2存在各种子采样方法时，eNB可用信号将关于方法的信息通知给UE。

第六实施方式

LTE发布版本12已讨论了针对4Tx码本的秩1和秩2引入双码本结构的新码本以便增强性能，并且针对秩3和秩4使用传统发布版本8码本。

在4Tx码本的秩1和秩2下，PMI信息应用W1和W2形式的双码本结构，因此8Tx码本的PUCCH反馈模式2-1可在没有改变的情况下使用。图18示出根据PTI值的PUCCH反馈模式2-1。参照图18，宽带W1按照8个子帧的周期性存在于具有偏移1和周期性2的PUCCH反馈资源中，宽带W2和CQI存在于其余资源中。RI和PTI利用周期性16和偏移0来设定。当PTI被设定为1时，如图16所示报告指示子带W2和子带CQI以及子带索引的L比特信息。

然而，在4Tx码本的秩3和秩4的情况下，PMI信息应用利用W配置的单矩阵码本结构，而非W1和W2形式的双码本结构。因此，难以在没有改变的情况下使用图18的PUCCH反馈模式2-1以用于支持双码本。例如，在秩3和秩4的情况下，PTI的值不是必要的。

下文中，将提出两个反馈方法以便针对4Tx码本中的秩3和秩4支持PUCCH反馈模式2-1。

在第一反馈方法中，反馈模式2-1的反馈框架根据秩而改变。

根据第一反馈方法，秩1和秩2下的PUCCH反馈模式2-1如图18所示使用传统方法，秩3和秩4下的PUCCH反馈模式2-1可如图19所示来设定。参照图19，PMI信息W和宽带CQI可按照8个子帧的周期性存在于具有偏移1和周期性2的PUCCH反馈资源中，指示子带CQI和子带索引的L比特信息存在于其余资源中。RI和PTI利用周期性16和偏移0来设定。即，反馈模式2-1的反馈框架可根据秩而改变。

当UE在秩1和秩2下确定并反馈PTI值时，eNB将该PTI值解释为有效值以确定类型。另一方面，UE可在秩3和秩4下确定并反馈PTI＝0或PTI＝1。当RI指示秩3或秩4时，eNB不解释并且忽略PTI值。另选地，UE总是固定并反馈PTI＝1，并且eNB也识别该值。类似地，UE总是固定并反馈PTI＝0并且eNB也识别该值。

当RI重新指示秩1或秩2时，UE确定并反馈PTI值，并且eNB不忽视该值并且解释该值以确定类型。

在第二反馈方法中，根据秩来限制可选择PTI。

根据第二反馈方法，秩3和秩4下的PUCCH反馈模式2-1可如图20所示来配置。参照图20，宽带W和宽带CQI按照8个子帧的周期性存在于具有偏移1和周期性2的PUCCH反馈资源中，指示子带W、子带CQI和子带索引的L比特信息存在于其余资源中。RI和PTI利用周期性16和偏移0来设定。

当报告指示子带W、子带CQI和子带索引的L比特信息时，类似于8Tx的情况，W2需要被子采样以不超过PUCCH格式的有效载荷的大小。在秩3和秩4下，CQI为7比特，L最大为2比特，因此可如下表12至14中的一个所示针对秩3和秩4执行2比特子采样。

[表12]

RI	W2值
		1	{0,1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13,14,15}
2	待定
		3	{0,2,8,10}
4	{0,2,8,10}

[表13]

RI	W2值
		1	{0,1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13,14,15}
2	待定
		3	{1,3,9,11}
4	{1,3,9,11}

[表14]

RI	W2值
		1	{0,1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13,14,15}
2	待定
		3	{4,5,6,7}
4	{4,5,6,7}

上表12至表14中的一个可经由W2的2比特子采样方法来设定。

UE和eNB可将W1确定为单位矩阵，并且UE可选择秩3和秩4的单码本中的W2并用信号通知W2。

在秩1和秩2的情况下，类似传统方法，当UE确定并反馈作为0或1的PTI值时，eNB将该值解释为有效值以确定类型。另一方面，在秩3和秩4的情况下，UE总是确定并反馈作为1的PTI。当RI重新指示秩1或秩2时，UE确定并反馈作为0或1的PTI值，并且eNB解释该值以确定类型。

参照图21，将描述根据本发明的实施方式的报告信道状态(CSI)的方法。

在操作S211中，UE对4天线端口的码本进行子采样。

详细子采样方法与对秩3和秩4的上述码本进行子采样的方法相同，因此，将省略其详细描述。

在操作S213中，UE基于子采样的码本反馈CSI。

例如，CSI可包括随预编码类型指示符(PTI)一起报告的秩指示符(RI)，当RI大于2时，PTI可被设定为1。

关于图21的信道状态信息发送方法，本发明的上述各种实施方式独立地应用，或者两个或更多个实施方式同时应用，为了清晰起见省略了冗余部分的描述。

另外，与本发明所提出的构思相同的构思也可应用于上行链路MIMO发送和接收以用于BS与中继器(在回程上行链路和回程下行链路中)之间的MIMO传输以及中继器与UE(在接入上行链路和接入下行链路中)之间的MIMO传输。

本发明的实施方式可应用的BS和UE

图22是示出本发明的实施方式可应用的BS110和UE120的示图。

当无线通信系统中包括中继器时，在BS与中继器之间执行回程链路中的通信，并且在中继器与UE之间执行接入链路中的通信。因此，图中所示的BS或UE可根据需要用中继器来代替。

参照图22，无线通信系统包括BS2210和UE2220。BS2210包括处理器2212、存储器2214和射频(RF)单元。处理器2212可被配置为具体实现本发明中所提出的过程和/或方法。存储器2214连接到处理器2212并存储与处理器2212的操作有关的各种信息。RF单元2216连接到处理器2212并发送和/或接收无线电信号。UE2220包括处理器2222、存储器2224和RF单元2226。处理器2222可被配置为具体实现本发明中所提出的过程和/或方法。存储器2224连接到处理器2222并存储与处理器2222的操作有关的各种信息。RF单元2226连接到处理器2222并发送和/或接收无线电信号。BS2210和/或UE2220可具有单个天线或多个天线。

下述本发明的实施方式是本发明的元件和特征的组合。除非另外提及，否则所述元件或特征可被视为选择性的。各个元件或特征可在不与其它元件或特征组合的情况下实践。另外，本发明的实施方式可通过组合部分元件和/或特征来构造。本发明的实施方式中所描述的操作顺序可被重新安排。任一个实施方式的一些构造可被包括在另一实施方式中，并且可用另一实施方式的对应构造代替。对于本领域技术人员而言显而易见的是，在权利要求书中未明确彼此引用的权利要求可被组合成本发明的实施方式，或者通过提交申请之后的后续修改作为新的权利要求被包括。

在本发明的实施方式中，被描述为由BS执行的特定操作可由BS的上层节点执行。即，明显的是在由包括BS的多个网络节点组成的网络中，为与UE通信而执行的各种操作可由BS或者BS以外的网络节点执行。术语“BS”可用固定站、节点B、eNodeB(eNB)、接入点等代替。

根据本发明的实施方式可通过例如硬件、固件、软件或其组合的各种手段来实现。在硬件配置中，本发明的实施方式可通过一个或更多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理装置(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器等来实现。

在固件或软件配置中，本发明的实施方式可通过执行上述功能或操作的模块、过程或函数的类型来实现。软件代码可被存储在存储器单元中，然后可由处理器执行。

存储器单元可位于处理器的内部或外部，以通过各种熟知手段向处理器发送数据和从处理器接收数据。

对于本领域技术人员而言将显而易见的是，在不脱离本发明的精神或范围的情况下，可对本发明进行各种修改和变化。因此，本发明旨在涵盖本发明的这些修改和变化，只要它们落入所附权利要求书及其等同物的范围内。

工业实用性

本发明的上述实施方式可应用于诸如用户设备(UE)、中继器、基站(BS)的无线通信系统。

Claims (14)

1.一种在无线通信系统中由用户设备发送信道状态信息CSI的方法，该方法包括以下步骤：

对4天线端口的码本进行子采样；以及

基于经子采样的码本反馈CSI，

其中：

所述CSI包括与预编码类型指示符PTI一起报告的秩指示符RI；并且

当所述RI大于2时，所述PTI被设定为1。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述RI被设定为等于或小于4的自然数中的一个。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，所述CSI利用用于报告单个预编码矩阵指示符PMI和子带信道质量指示符CQI的物理上行链路控制信道模式2-1来发送。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，当所述RI大于2时，所述经子采样的码本包括索引为0的第一预编码矩阵、索引为2的第三预编码矩阵、索引为8的第九预编码矩阵以及索引为10的第十一预编码矩阵。

5.根据权利要求4所述的方法，其中：

所述子采样步骤包括根据对所述4天线端口的所述码本进行子采样；并且

所述I_PMI2指示具有0至3中的一个的预编码矩阵的索引。

6.根据权利要求1所述的方法，该方法还包括以下步骤：接收用于所述CSI的报告的CSI配置信息。

7.根据权利要求6所述的方法，其中，所述CSI配置信息利用无线电资源控制RRC信令来发送。

8.一种在无线通信系统中发送信道状态信息CSI的用户设备，该用户设备包括：

射频RF单元；以及

处理器，

其中：

所述处理器被配置为对4天线端口的码本进行子采样，并且基于经子采样的码本反馈CSI；

所述CSI包括与预编码类型指示符PTI一起报告的秩指示符RI；并且

当所述RI大于2时，所述PTI被设定为1。

9.根据权利要求8所述的用户设备，其中，所述RI被设定为等于或小于4的自然数中的一个。

10.根据权利要求8所述的用户设备，其中，所述CSI利用报告单个预编码矩阵指示符PMI和子带信道质量指示符CQI的物理上行链路控制信道模式2-1来发送。

11.根据权利要求8所述的用户设备，其中，当所述RI大于2时，所述经子采样的码本包括索引为0的第一预编码矩阵、索引为2的第三预编码矩阵、索引为8的第九预编码矩阵以及索引为10的第十一预编码矩阵。

12.根据权利要求11所述的用户设备，其中：

所述子采样包括根据对所述4天线端口的所述码本进行子采样；并且

所述I_PMI2指示具有0至3中的一个的预编码矩阵的索引。

13.根据权利要求8所述的用户设备，其中，所述处理器被配置为接收用于所述CSI的报告的CSI配置信息。

14.根据权利要求13所述的用户设备，其中，所述CSI配置信息利用无线电资源控制RRC信令来发送。