CN105141137A - 用于开关电源变换器的控制电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于开关电源变换器的控制IC电路，不仅包含了CV和CC工作环路，还增加了一个环路，使得系统增加了一种工作模式——BCM模式。在系统刚上电的初期，输出电压还很低的时候，采用临界导通工作模式（BCM），这时输出电流很高，势必会使得输出电压快速升高，当输出电压升到某阈值Vo_th1时，系统切换为恒流充电控制模式（CC模式），采用恒定的电流进行充电；当输出电压升到另一更高的阈值Vo_th2时，系统切换为恒压控制模式（CV模式）。这样的工作模式切换可以解决系统上电不能启动的风险，同时还能加快充电速度。

Description

用于开关电源变换器的控制电路

技术领域

本发明涉及开关电源变换器，更具体地，本发明提供了一种开关电源变换器内部用于恒流恒压模式的控制IC(集成电路)。

背景技术

原边反馈的反激式电源变换器因其结构简单、成本低廉而被广泛应用。在应用中，工作过程包括一恒流充电控制过程(CC模式)和一恒压控制过程(CV模式)。当输出电压Vo低于其阈值Vo_max时，电源变换器工作在恒流充电控制模式；当输出电压Vo接近于或等于Vo_max时，电源变换器工作在恒压控制模式。

图1为现有原边反馈的反激式电源变换器的简化示图。D1～D4、C1共同组成整流及滤波电路，输出直流电压；R3、C2组成RC启动电路，为IC电源脚VCC供电；Np、Ns、Naux分别为初级绕组、次级绕组、辅助绕组的匝数；D5为输出单向器；Co为输出电容；Ro为输出负载；D6为供电二极管；MOS为功率开关；Rs为采样电阻；R1、R2为辅助绕组分压电阻，IC的FB脚(接收反馈电压)接至R1、R2之间。

系统上电后，启动电路R3、C2为IC充电，直至IC启动并控制功率管MOS导通和关断。在MOS关断期间，次级绕组为负载供电，这时辅助绕组为IC供电。

图2为IC内部的简化示图，包含两种工作模式——恒流模式和恒压模式。内部模块包括一采样/保持模块，采样功率管关断时FB脚电压；一误差放大器EA模块，用来放大FB电压与基准电压Vref1之间的差异；一CV模块；一退磁/采样模块，采样退磁结束时间；一CC模块，与退磁/采样模块共同实现恒流功能；一模式选择模块，用来判断电路工作于CC模式还是CV模式；OR与RS触发器构成逻辑模块；一Toff,max模块(最大关断时间模块)，防止输出电压Vo极低时，CC、CV两种模式都不工作，则由Toff,max模块强制功率管导通；一驱动模块DRV；一限流比较器CMP1，用来固定原边峰值电流。功率管MOSFET和采样电阻Rs为IC外置器件。

两种工作模式是通过输出电压Vo来判断，而Vo与FB脚电压成线性关系，因此可以检测FB脚电压来进行判断，FB脚经采样/保持后，电压若低于某阈值Vth，则模式选择模块使得CC环路工作，CV环路不工作；若FB脚经采样/保持后，电压高于该阈值Vth，则模式选择模块使得CV环路工作，CC环路不工作。

CC工作模式通常采用DCM(不连续导通)工作方式，图3为CC模式下，辅助绕组与次级电流的波形示图。其中t_ON为功率管导通时间，退磁时间t_Demag与谐振时间t_Q共同构成功率管关断时间。输出电流可以表示如下：

$I_o=\frac{1}{2}\×I_{s\_pk}\×\frac{T_{Demag}}{T}$

其中I_{s_pk}为次级边峰值电流，与原边峰值电流成比例，而原边峰值电流由限流比较器CMP1来固定，故I_{s_pk}为定值；T_Demag为退磁时间，T为开关周期，现有技术中，通过CC模块固定T_Demag与T的比例，通常为1/2，因此实现了恒流。

现有技术下，输出电压Vo的充电速度取决于CC模式的输出电流。系统刚上电时，对于有限的恒流输出电流，如果输出电压Vo不能很快升到一定值，由于辅助绕组电压与Vo成线性关系，那么辅助绕组的电压也不足以为IC供电，这时IC由于内部消耗，电源电压VCC容易被拉至很低甚至低于欠压点，导致系统起不来。

因此，非常希望电源变换器能够在系统刚上电时，输出电流能够更大，使得输出电压能够更快地升高，当输出电压快速上升到某一值后，电源变换器再进入恒流工作模式。

发明内容

为了克服现有技术中存在的风险，本发明提供了一种用于恒流恒压模式的控制IC及其工作方法，可以解决系统由于恒流电流不够大而不能启动的风险。

本发明的用于开关电源变换器的控制电路包括：采样保持模块的输入端连接输出电压的反馈电压，采样功率管关断时的反馈电压；采样保持模块的输出端连接误差放大器模块，误差放大器模块用来放大反馈电压与第一基准电压之间的差异；误差放大器模块输出端通过恒压控制模块连接模式选择模块的输入端；退磁采样模块的输入端也连接反馈电压，采样退磁结束时间；退磁采样模块的输出端通过恒流充电控制模块连接模式选择模块的输入端；所述模式选择模块的输入端还连接第二比较器的输出端，第二比较器的输入端分别连接所述反馈电压和一个用于比较的固定电压，第二比较器用来采样退磁结束时间；所述第二比较器、恒流充电控制模块、恒压控制模块所在工作环路分别称为第一环路、第二环路和第三环路；

模式选择模块的输出端连接或门的一个输入端，或门另一输入端连接一个最大关断时间模块，用于输出电压极低致使三个环路都不工作时，强制功率管导通；或门的输出端连接RS触发器的S端，RS触发器的R端连接第一比较器的输出端，第一比较器的输入端分别连接功率管源极和第二基准电压，第一比较器用来固定原边峰值电流；RS触发器的Q端通过驱动模块连接功率管栅极；退磁结束时，从反馈电压采样到谐振，模式选择模块选择第一环路来控制功率管导通，系统工作在临界导通模式；当反馈电压高于阈值电压Vth1但低于阈值电压Vth2时，模式选择模块选择第二环路工作，系统工作在恒流充电控制模式；当反馈电压高于阈值电压Vth2时，模式选择模块选择第三环路工作，系统工作在恒压控制模式。

在所述临界导通模式下，在一个开关周期中，开关周期仅由导通时间t_on和退磁时间t_Demag两者组成。

本发明的优点是：在系统刚上电的初期，输出电压还很低的时候，采用临界导通工作模式(BCM)，这时输出电流很高，势必会使得输出电压快速升高，当输出电压升到某阈值Vo_th1时，系统切换为恒流充电控制模式(CC模式)，采用恒定的电流进行充电；当输出电压升到另一更高的阈值Vo_th2(Vo_th2接近于Vo_max)时，系统切换为恒压控制模式(CV模式)。这样的工作模式切换可以解决系统上电不能启动的风险，同时还能加快充电速度。

附图说明

图1是现有技术的原边反馈反激式电源变换器简化示图。

图2是现有技术的原边反馈反激式电源变换器控制IC内部框架示图。

图3是现有技术的原边反馈反激式电源变换器工作机制示图。

图4是根据本发明所示出的原边反馈反激式电源变换器控制IC内部框架示图。

图5是根据本发明所示出的原边反馈反激式电源变换器工作机制示图。

图6是根据本发明所示出的原边反馈反激式电源变换器控制IC内部模式选择模块的一部分。

图7是根据本发明所示出的原边反馈反激式电源变换器控制IC内部模式选择模块的另一部分。

图8是根据本发明所示出的原边反馈反激式电源变换器工作模式转换示图。

具体实施方式

下面结合附图详细说明本发明的具体实施例。

如图4所示，本发明设计的用于恒流恒压系统的控制IC内部具体包括：一采样/保持模块，采样功率管关断时FB脚电压(反馈电压)；一误差放大器模块EA，用来放大FB电压与基准电压Vref1之间的差异；一恒压控制模块CV；一退磁/采样模块，采样退磁结束时间；一恒流充电控制模块CC，与退磁/采样模块共同实现恒流功能；一比较器CMP2，用来采样退磁结束时间，以实现准谐振控制功率管导通，即实现BCM工作模式；一模式选择模块，用来判断电路工作于CV模式、CC模式还是BCM模式；OR与RS触发器构成逻辑模块；一Toff,max模块(最大关断时间模块)，防止输出电压Vo极低时，CC、CV、BCM三种模式都不工作，则由Toff,max模块强制功率管导通；一驱动模块DRV；一限流比较器CMP1，用来固定原边峰值电流。功率管MOSFET和采样电阻Rs为IC外置器件。

具体电路连接关系为：采样保持模块的输入端连接输出电压的反馈电压，采样保持模块的输出端连接误差放大器模块EA，误差放大器模块EA输出端通过恒压控制模块CV连接模式选择模块的输入端，此为第三环路A3；退磁采样模块的输入端也连接反馈电压，退磁采样模块的输出端通过恒流充电控制模块CC连接模式选择模块的输入端，此为第二环路A2；所述模式选择模块的输入端还连接第二比较器CMP2的输出端，第二比较器CMP2的输入端分别连接所述反馈电压和一个用于比较的固定电压，此为第一环路A1。模式选择模块的输出端连接或门OR的一个输入端，或门OR另一输入端连接Toff,max模块，或门OR的输出端连接RS触发器的S端，RS触发器的R端连接第一比较器CMP1的输出端，第一比较器CMP1的输入端分别连接功率管源极MOSFET和第二基准电压Vref2；RS触发器的Q端通过驱动模块DRV连接功率管MOSFET栅极。

下面将结合图4具体解释本发明的工作过程。相比现有技术，本发明不仅包含了CV(即第三环路A3)和CC工作环路(即第二环路A2)，还增加了另一种工作模式——BCM模式(临界导通模式)。比较器CMP2的功能是采样退磁结束时间点，退磁结束时，系统发生谐振，FB脚也就采样到谐振，在系统刚刚上电时，模式选择模块选择第一环路A1，由此来控制功率管MOSFET导通。相当于在一个开关周期中，开关周期t由导通时间t_on和退磁时间t_Demag两者组成，省去了谐振时间t_R，工作状态如图5所示。

在BCM工作模式下，输出电流可以表示如下：

$I_o=\frac{1}{2}\×I_{s\_pk}\×\frac{T_{Demag}}{T}$

与CC模式(DCM)相比，I_{s_pk}保持不变，由于省去了谐振时间t_R，则退磁时间的占空比大大提高，输出电流也大为提高。

本发明实施例能够达到这样一种目的：在系统刚上电的初期，输出电压还很低的时候，采用BCM工作模式，这时输出电流很高，势必会使得输出电压快速升高，当输出电压升到某阈值Vo_th1时，系统切换为CC工作模式，采用恒定的电流进行充电；当输出电压升到另一更高的阈值Vo_th2(Vo_th2接近于Vo_max)时，系统切换为CV工作模式。这样的工作模式切换可以解决系统上电不能启动的风险，同时还能加快充电速度。

本发明实施例中，三种工作模式之间的切换是通过模式选择模块来实现。模式选择模块内部结构如图6、图7所示。由于输出电压Vo与FB脚电压的线性关系，设计上可以通过检测FB脚电压来实现三种工作模式的切换。图6和图7中，CMP3，CMP4是比较器，TG1，TG2表示一种开关，当控制信号为高电平时导通。图6和图7达到这样一种效果：当FB电压低于阈值电压Vth1时，Y1低电平，Y2低电平，系统选择BCM工作模式；当FB电压高于阈值电压Vth1但低于阈值电压Vth2时，Y1高电平，Y2低电平，系统选择CC工作模式；当FB电压高于阈值电压Vth2时，Y1高电平，Y2高电平，系统选择CV工作模式。

图8示出了三种工作模式下，FB电压与输出电压Vo的关系曲线以及三种工作模式的区间分布。

以上作为示例，本发明被应用在原边反馈结构的反激式电源变换器中。但应当认识到，本发明具有宽得多的应用范围。

Claims (3)

1.用于开关电源变换器的控制电路，包括采样保持模块的输入端连接输出电压的反馈电压，采样功率管（MOSFET）关断时的反馈电压；采样保持模块的输出端连接误差放大器模块（EA），误差放大器模块（EA）用来放大反馈电压与第一基准电压（Vref1）之间的差异；误差放大器模块（EA）输出端通过恒压控制模块（CV）连接模式选择模块的输入端；退磁采样模块的输入端也连接反馈电压，采样退磁结束时间；退磁采样模块的输出端通过恒流充电控制模块（CC）连接模式选择模块的输入端；

其特征是：所述模式选择模块的输入端还连接第二比较器（CMP2）的输出端，第二比较器（CMP2）的输入端分别连接所述反馈电压和一个用于比较的固定电压，第二比较器（CMP2）用来采样退磁结束时间；所述第二比较器（CMP2）、恒流充电控制模块（CC）、恒压控制模块（CV）所在工作环路分别称为第一环路、第二环路和第三环路；

模式选择模块的输出端连接或门的一个输入端，或门另一输入端连接一个最大关断时间模块，用于输出电压极低致使三个环路都不工作时，强制功率管（MOSFET）导通；或门的输出端连接RS触发器的S端，RS触发器的R端连接第一比较器（CMP1）的输出端，第一比较器（CMP1）的输入端分别连接功率管源极（MOSFET）和第二基准电压（Vref2），第一比较器（CMP1）用来固定原边峰值电流；RS触发器的Q端通过驱动模块（DRV）连接功率管（MOSFET）栅极；退磁结束时，从反馈电压采样到谐振，模式选择模块选择第一环路来控制功率管（MOSFET）导通，系统工作在临界导通模式；当反馈电压高于阈值电压Vth1但低于阈值电压Vth2时，模式选择模块选择第二环路工作，系统工作在恒流充电控制模式；当反馈电压高于阈值电压Vth2时，模式选择模块选择第三环路工作，系统工作在恒压控制模式。

2.如权利要求1所述的用于开关电源变换器的控制电路，其特征是，在所述临界导通模式下，在一个开关周期中，开关周期仅由导通时间t_on和退磁时间t_Demag两者组成。

3.如权利要求1所述的用于开关电源变换器的控制电路，其特征是，在系统刚上电的初期，输出电压还很低的时候，采用临界导通工作模式，这时输出电流很高，使得输出电压快速升高，当输出电压升到一阈值Vo_th1时，系统切换为恒流充电控制模式，采用恒定的电流进行充电；当输出电压升到另一更高的阈值Vo_th2时，系统切换为恒压控制模式。